专利名称：开关补偿式交流稳压、调压电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种新型开关补偿式的交流稳压、调压电源装置，为无工频变压器结构，适合于对50/60周、220/110V市电进行稳压、调压输出。同时，也适合于各类专用或通用的交流电源。
现有的各种交流稳压电源装置，无论其原理如何，都具有工频变压器或工频大电感部件，因而具有明显的缺陷笨重、体积大、效率低、成本高、其电气性能也差。现有的交流调压电源，一般都是在其绕组线圈裸露型的工频自耦变压器上借助于电刷的移动来实现调压的装置。因而，这种电刷式的调压电源除了上述有工频变压器的稳压电源所具有的缺陷外，同时还常常因为电刷磨损和接触不良造成打火、短路等故障，甚至危害用电器件。本发明的任务是创造性地将高频开关技术应用到交流电源中来，从而实现了新一代的无工频变压器的交流稳压、调压电源。新的电路结构和控制技术，使得这种工作在开关方式下的交流电源能够输出无失真、与电网电压同相位的正弦电压，而且具有很快的响应时间，极宽的稳压、调压范围，良好的功率因素和负载特性，以无触点、无间断的方式实现高精度稳压、调压。
本发明是以如下方式实现的1.采用高频开关式双向补偿技术，即在智能控制单元的控制下，由高频补偿电压发生单元产生两组互为反向的高频补偿方波电压；2.由串行补偿单元采用双向开关可控整流及双向滤波技术，将上述两组双向高频补偿电压转换成与电网电压同频率的，在相位和幅度上都能满足稳压、调压所需要的正弦波补偿电压，并与电网电压串行叠加以后输出；3.在控制方式上由智能控制单元采用PPM技术，取代在直流开关电源中传统的PWM技术，即使用新型的脉冲位置调制(pulseposition modulation)技术取代现行的脉冲宽度调制(pulse width modulation)技术，对高频补偿电压发生单元和串行补偿单元中的开关三极管器件实施控制。
就补偿的原理而言，可以从相位和幅度上综合考虑后，用数学公式表示为当产品作为对电网标称值的交流稳压电源时，电源的输出电压Uout被稳定在电网电压的标称值上，即Uout＝Uins+Ucom＝Ustan，所以，Ucom＝Ustan-Uins；当产品作为具有稳压功能的交流调压电源时，电源的输出电压Uout被稳定在所需要的设定电压值上，即Uout＝Uins+Ucom＝Uset，所以，Ucom＝Uset-Uins。
其中Uins为电网电压的即时值；Ustan为电网电压的标称值；Ucom为正弦补偿电压的值；Uset为设定的输出电压值。
由此可见，本交流电源的稳压、调压功能在用补偿的方式实现时，其原理和实现技巧并没有本质的差异，只是交流电源输出电压所选择的稳压值不同而已，或者说只是交流电源的工作状态不同而已。但无论电源工作在稳压状态还是调压状态，其输出电压总是稳定的，其补偿电压Ucom始终等于电源输出电压Uout与电网电压即时值Uins之差，即Ucom≡Uout-Uins。
以下是本发明之交流电源的有关图示
图1是本发明之交流稳压、调压电源的主电路原理图。
图2是图1中所示的高频补偿电压发生单元
的几种主要电路结构图。
图3是本发明实施例之一双向开关半桥补偿式交流电源主电路原理图。
图4是图3所示实施例中的智能控制单元
之原理框图。
图5是图4所示智能控制单元框图中的有关内部波形图。
图6是图4所示智能控制单元框图中的有关输出波形图。
图7是图4所示智能控制单元框图的平均值响应型原理电路图。
图8是图3、图4和图7电路中的有关波形图。
图9是图4所示智能控制单元框图的瞬时值响应型原理电路图。
图10是本发明实施例之二双向开关全桥补偿式交流电源主电路原理图。
图11是图10所示实施例中的智能控制单元
之原理框图。
图12是图11所示智能控制单元框图的平均值响应型原理电路图。
图13是本发明实施例之三单向开关半桥补偿式交流电源主电路原理图。
图14是图13所示实施例中的智能控制单元
的瞬时值响应型原理电路图。
图15是图13、图14所示电路中的有关波形图。
图16是本发明实施例之四单向开关全桥补偿式交流电源主电路原理图。
图17是图16所示实施例中的智能控制单元
之瞬时值响应型原理电路图。
现将其工作原理详细说明如下本发明涉及的开关补偿式交流稳压、调压电源，主要由图1所示的四个基本部分所组成即电网输入滤波单元
、串行补偿单元
、高频补偿电压发生单元
和智能控制单元
。电网输入滤波单元
，主要由电感L1和电容C1、C2、C3、C4组成，该滤波单元的作用是一方面滤除可能由电网输入的大幅度干扰脉冲，以达对电网的初步净化之目的，同时也吸收由电源开关电路产生的可能对电网的影响。该滤波单元的输入端X0和Y0用来直接接入电网，其输出端为X1、Y1为高频补偿电压发生单元
的输入，而且下输出端Y1直接作为本装置的下输出端。串行补偿单元的电路结构是由带反向并连二极管的开关三极管按共发射极反向串连的方式组成的两组双向开关SW1和SW2，该两组双向开关的一端分别与由高频补偿电压发生单元
的两个输出端W1、W2串连后构成两条并行的可控整流通道，该两组双向开关的另一端在∑x点并接，再与滤波电感L2、L3串连后即为本装置的上输出端X2，滤波电容C5的一端与电感L2和L3的公共端相连，另一端接入电网输入滤波单元的上输出端X1，滤波电容C6的一端与本装置的上输出端X2相连，另一端与本装置的下输出端Y2相连，由电感L2和电容C5组成上滤波器，电感L3和电容C6组成下滤波器，正弦波补偿电压的形成是在智能控制单元
的PPM技术的控制下，首先由高频补偿电压发生单元
产生互为反向对称的两组高频补偿方波电压Uw1-0和Uw2-0，由W1、O、W2三个端点以对称方式输出给串行补偿单元
，其中O端为两组高频补偿方波的零点，接入电网输入滤波单元
的上输出端X2，再由串行补偿单元
的两组双向开关对该两组高频补偿方波电压进行双向可控整流和经由上、下滤波器双向滤波后合成符合稳压、调压要求的正弦波补偿电压Ucom，并与电网电压串行叠加后输出。在这四个主要的组成部分中，高频补偿电压发生单元
采用开关工作方式，其电路结构又有几种不同的构成型式，例如图2中[201]示出了现行直流开关电源中由单向开关组成的直流半桥式开关电路，[202]示出了由双向开关组成的交流半桥式开关电路，[203]示出了现行直流开关电源中由单向开关组成的直流全桥式开关电路，[204]示出了由双向开关组成的交流全桥式开关电路。[205]示出了由现行直流开关电源中双正激开关电路所构成的半桥式复合电路，[206]示出了由现行直流开关电源中双正激开关电路所构成的双正激复合电路。图中[202]和[204]两种电路分别与[201]和[203]所示电路的结构和工作原理十分相似，所不同的只是在直流半桥式和直流全桥式电路中由一只开关三极管组成的单向开关被交流半桥式和交流全桥式电路中的由两只带有反向并联二极管的开关三极管按共发射极反向串连的方式组成的双向开关所取代。这四种电路可以用来构成四种不同结构的高频补偿电压发生单元，其差别在于[201]和[203]的电路只能工作在直流电压下，而[202]和[204]的电路却可以直接工作在交流电压下。这四种电路产生的高频补偿方波电压由其高频变压器HT1的带中心抽头的次级绕组W1-O-W2分为两组互为反向对称的高频补偿方波电压后输出。在[205]所示的半桥式复合电路，以及[206]所示的双正激复合电路中，为了使其输出的高频补偿方波电压能够与同上述的几种电路一样具有两组互为反向对称的特性，其各自电路中的开关管BG1和BG2必需仍流地导通和截止，即均按直流半桥式的方式工作，而且各自电路中的两只高频变压器HT1和HT2都具有匝数相等的两组独立的次级绕组，在其电气参数和绕制方式完全一致的前提下，其输出方式应按图中所示的同名端关系两两串连的方式连接，仍由W1、O、W2三个端点输出，其中O端为两组高频补偿方波的零点。显然，由[205]和[206]的电路也可以构成又两种不同结构的高频补偿电压发生单元。
下面首先介绍并着重说明的是图3所示的双向开关半桥补偿式交流电源，其中高频补偿电压发生单元
就是在图2中[202]所示的电路结构。
图3中，电网输入滤波单元
、串行补偿单元
的电路结构和图1所示相同。在高频补偿电压发生单元
中，由开关管BG5、BG6组成双向开关SW3，和由开关管BG7、BG8组成双向开关SW4。对于这两组双向开关中的四只开关三极管BG5、BG6、BG7、BG8，由于每一只开关管在双向开关中的连接方式与电网电压极性之间的关系，且称双向开关SW3中的开关管BG5和双向开关SW4中的开关管BG7为在电网正半周时的主导开关管，在负半周时则为辅助开关管；而双向开关SW3中的开关管BG6和双向开关SW4中的开关管BG8为在电网负半周时的主导开关管，在正半周时则为辅助开关管。电网电压处于正半周或负半周的不同的时间，其电路主要由与该时间内所对应的主导开关管承担半桥式开关工作，而由辅助开关管协助主导开关管工作。四只开关三极管所承担的职能交换是在电网正弦波的零点进行的。和直流开关电源一样，图中高频变压器HT1和电容C7、C8为电路中不可缺少的贮能、换能元件。高频变压器HT1的次级绕组W1-O-W2的中心抽头O连接到电网输入滤波单元
的上输出端X1。电路工作时，高频补偿方波电压UW1-0和UW2-0从高频变压器HT1的次级绕组W1-O-W2的W1和W2端分两路输出给串行补偿单元
。
在图3所示的串行补偿单元
中，由两组并行连接的双向开关SW1和SW2所实现的双向可控整流，是对常规整流技术的一种创造。因为常规整流技术只能借助于整流二极管的单向导电性，使被整流的交流电变为直流；而这里的双向可控整流技术，是利用前述的双向开关对被整流的高频电压在正、负两个极性上进行可控选通整流。双向可控整流的输出，可以是脉动直流，也可以是所选通的交流。例如在图3所示的电路中，由于高频补偿电压发生单元
直接工作在电网的交流电压下，所以电路工作时，高频变压器HT1初级绕组P-Q之间的电压Up-q即为被电网电压的正弦波包络所调制的双极性高频方波，而由其次级绕组W1-O和W2-O送往串行补偿单元
的高频补偿电压Uw1-0和Uw2-0(见图8)，也是与初级电压Up-q具有同样频率和波形的互为反向对称的高频方波。只有当双向开关SW1或SW2导通时，才能够将在电路上与其连接的高频补偿电压Uw1-0和Uw2-0的部分或全部输出。图8中也示出了分别通过双向开关SW1和SW2可控整流后的输出电压VS1和VS2，以及在相加点∑x的相加电压U∑的波形，经双相滤波器滤除其高频成份后即可合成正弦补偿电压Ucom，也示于图8。对于正弦补偿电压Ucom的相位只有两种可能与需要，即当正弦补偿电压Ucom与电网电压同相时称为同相补偿，当正弦补偿电压Ucom与电网电压反相时为反相补偿。显然，当电网电压的即时值Uins比其标称值Ustan或者电源输出电压的设定值Uset低时，需要同相补偿。当电网电压的即时值Uins比其标称值Ustan或者电源输出电压的设定值Uset高时，需要反相补偿。当电网电压的即时值Uins等于其标称值Ustan或者电源输出电压的设定值Uset时，需要补偿电压Ucom的幅值为零，即零补偿。但任何时候补偿电压Ucom的幅值始终恒等于交流电源输出电压Uout与电网电压即时值Uins之差，即|Ucom|≡|Uout|-|Uins|。
双向滤波技术，是指由电感L2和电容C5组成的上滤波器，由电感L3和电容C6组成的下滤波器对两组双向开关SW1和SW2可控整流后的电压VS1和VS2在与电网相连接的上、下输入端的两个方向，滤除其高频分量。因而有着极好的滤波效果和阻抗特性，使交流电源的电气性能更加完善。
图3中所示的智能控制单元
暂时以方框的形式给出，其输出的控制电压通过串行补偿单元
和高频补偿电压发生单元
中的驱动电路DRIVER1、DRIVER2和DRIVER3、DRIVER4，以分别实现对上述四组双向开关SW1、SW2和SW3、SW4的控制。如前所述，在控制方式上是创造性地使用了PPM技术。为了说明该控制技术的原理，需先对于图4所示的智能控制单元
的原理框图并结合图3所示的交流电源主电路原理图和图5中关于智能控制单元的有关波形作如下介绍图4所示为智能控制单元
的原理框图，并作为PPM技术的设计方案之一。由图可见，智能控制单元
主要由时钟脉冲产生器、补偿控制脉冲产生器、补偿控制脉冲分配器、整流控制脉冲产生器、整流控制脉冲分配器、锯齿波电压产生器、PI调节器、采样电路、参考电压产生电路、电压比较器和电源电压周期方波产生器等所组成。其中，时钟脉冲产生器主要产生频率为f0的时钟脉冲cp1，示于图5。在时钟脉冲cp1前沿的触发下，补偿控制脉冲产生器产生供图3中高频补偿电压发生单元
中主导开关管所需要的补偿主控方波V3a和V4a，以及辅助开关管所需要的补偿辅控方波V3b和V4b，也示于图5。由图可见，补偿主控方波V3a和V4a均为占空因素接近50％(除去其宽度等于cp1脉宽的死区时间)的方波，而且彼此之间始终保持着半个周期(180°)的相位差，以保证图3所示的高频补偿电压发生单元
中两只受控的主导开关管能够在没有共态导通的条件下进行半桥式开关工作。补偿辅控方波V3b和V4b为占空因素正好等于50％的方波。补偿主控方波V3a和V4a与补偿辅控方波V3b和V4b之间有着如图5中所示的相互对应的关系，其作用是当一组双向开关中主导开关管由导通变为截止时，能即时地开关另一组双向开关中的辅助开关管为高频变压器HT1的初极绕组P-Q中的反峰电压提供泄放通路，以保护主导开关管的安全和维持电路的正常工作。如前所述，双向开关SW3和SW4中的四只开关管，在电网电压的正、负半周期上所承担的主导开关或辅助开关的功能是互相交换的，这种功能互换正是由补偿控制脉冲分配器在电网正弦波的零点通过对上述的补偿主控方波和补偿辅控方波的分配来实现的。
在时钟脉冲cp2前沿的触发下，由整流控制脉冲产生器产生整流主控方波V1a和V2a，以及整流辅控方波V1b和V2b。其中，整流主控方波V1a和V2a分别用来控制图3所示电路中双向开关SW1和SW2中的主导开关管，其波形示于图5。由图3中的电路可知，由于双向开关SW1和SW2中的主导开关管之间没有共态导通的问题，所以整流主控方波V1a和V2a可设为彼此之间的相位差为180°，且占空因素均为50％的方波，以保证被控制的主导开关管能不间断地进行可控整流工作。整流辅控方波V1b和V2b分别用来控制图3所示电路中双向开关SW1和SW2的辅助开关管，其波形也示于图5。由图3的电路可知，由于在一组双向开关中的主导开关管和另一组双向开关中的辅助开关管之间存在共态导通的问题，所以图中所示的整流辅控方波V1b和V2b分别是在除去死区时间等于cp2的脉宽后的且彼此之间的相位差为180°的波形，其目的是为了在一组双向开关中的主导开关管截止时，能使另一组双向开关中的辅助开关管在没有共态导通的情况下即时地开关，给串行补偿单元
中电感器L2的反峰电压提供泄放通路，以保护主导开关管的安全和维持电路正常的双向可控整流工作。
与时钟脉冲cp1所不同的是，时钟脉冲cp2在时间轴上的位值不是固定的，而是可以控制的。因而，四组整流控制方波V1a和V2a，以及V1b和V2b在时间轴上的位值也是可以控制的。这即是本发明的脉冲位置调制技术，即PPM技术。准确地说本发明涉及的PPM控制技术的基本原理是在设定补偿主控方波V3a、V4a及补偿辅控方波V3b和V4b与时间轴上的位值以及彼此之间的相位关系保持如上所述的状态不变的条件下，使整流主控方波V1a、V2a及整流辅控方波V1b和V2b也保持如上所述的彼此之间的相位关系不变的同时，可以相对于时间轴作前后移动。这样就使得串行补偿单元
中的双向开关SW1和SW2的导通、截止状态与高频补偿电压发生单元
中双向开关SW3和SW4的导通、截止状态在时间轴上作相对的位置调整，以此来实现对高频补偿电压Uw1-0和Uw2-0的可控整流，以便适时地控制所合成的正弦补偿电压Ucom的相位和幅值，从而最终达到交流电源的稳压、调压之目的。为描述控制方波的状态或特点，可称需要移动的控制方波为PPM方波。因此在上述的设定中，整流主控方波V1a、V2a及整流辅控方波V1b和V2b都为PPM方波，图5中示出了它们的波形。(显然，PPM技术实际上是调整整流控制方波和补偿控制方波两者之间在时间轴上的相对位置关系，例如，在设定整流主控方波V1a、V2a及整流辅控方波V1b和V2b与时间轴上的位值以及彼此之间的相位关系保持不变的条件下，使补偿主控方波V3a、V4a及补偿辅控方波V3b和V4b作为PPM方波，或者使整流控制方波和补偿控制方波共同作位置调整，也同样可以实现PPM技术。)图4中，锯齿波电压产生器产生与时钟脉冲cp1同步的锯齿波电压Vst(见图5)，并送往电压比较器。PI调节器一般由运算放大器构成，是本交流电源稳压、调压功能的闭环控制系统的关键部件，其功能是通过其差分放大的方法，产生一个与本交流电源的输出电压Uout的采样值和参考电压Vrf之差值成比例的误差电压Ve，并送往电压比较器。这里的参考电压Vrf是与本交流电源所预期的输出电压的设定值Uset成比例的，可以是恒定直流电压，也可以是由一个专门电路产生的与电网电压同相位和幅度稳定的标准正弦波电压。显然，对于参考电压Vrf为恒定直流电压时，所对应的取样电压也必需是直流电压，这时运算放大器工作在直流差分状态；对于参考电压Vrf为与电网电压同相且幅度稳定的标准正弦波电压时，所对应的取样电压也必需是正弦波电压，这时运算放大器工作在交流差分状态。电压比较器是将由PI调节器送来的误差电压Ve与由锯齿波电压产生器送来的踞齿波电压Vst进行比较，然后产生触发脉冲cp2。当PI调节器工作在直流差分状态时，所产生的误差电压Ve反应了交流电源的输出电压Uout与设定电压Uset之间误差的平均值规律，这时称为平均值响应的PI调节器；当PI调节器工作在交流差分状态时，所产生的误差电压Ve反应了交流电源的输出电压Uout和设定电压Uset之间误差的瞬时值规律，这时称为瞬时值响应的PI调节器。因此，对于产品来说，前者称为平均值响应型交流稳压、调压电源，后者称为瞬时值响应型的交流稳压、调压电源。理论和实践都证明本发明所涉及的交流稳压、调压电源在采取平均值响应的控制方式时，其输出电压与电网电压比较，没有附加失真。采取瞬时值响应的控制方式时，交流电源的输出能修正电网电压的波形失真，并有很好的净化效果。
电网电压周期方波产生器通过将电网的正弦波电压与零电压进行比较的方法产生与电网电压周期完全同步的周期方波VT和
，分别代表电网电压的正半周和负半周，以控制补偿控制脉冲分配器和整流控制脉冲分配器的脉冲分配工作。即补偿控制脉冲分配器，在电网电压的正半周将补偿主控方波V3a和V4a分别用来控制BG5和BG7，而将补偿辅控方波V3b和V4b分别用来控制BG6和BG8；在电网电压的负半周，补偿控制脉冲分配器将补偿主控方波V3a和V4a分别用来控制BG6和BG8，而将补偿辅控方波V3b和V4b分别用来控制BG5和BG7。同样，整流控制脉冲分配器，在电网电压的正半周将整流主控方波V1a和V2a分别用来控制BG1和BG3，而将整流辅控方波V1b和V2b分别用来控制BG2和BG4；在电网电压的负半周，整流控制脉冲分配器将整流主控方波V1a和V2a分别用来控制BG2和BG4，而将整流辅控方波V1b和V2b分别用来控制BG1和BG3。图6中示出了由控制脉冲分配器输出的分别送往图3所示电路的八路四组控制方波，它们分别是VBG1、VBG2、VBG3、VBG4、VBG5、VBG6、VBG7和VBG8，并分别通过四个驱动器DRIVER1、DRIVER2、DRIVER3和DRIVER4依次序加至所对应的开关三极管BG1、BG2、BG3、BG4、BG5、BG6、BG7和BG8的控制极，以实施对它们的控制。
图7作为图4所示智能控制单元框图中的平均值响应型的原理电路图。图中，由比较器OP1及反向器N7分别输出电网电压周期信号VT和
，由施密特反向触发器N1和电阻R05、电容C01组成的振荡器，产生频率为f0的振荡电压，经由施密特反向触发器N2和电阻R06、电容C02组成的单稳态窄脉冲发生器，产生窄脉冲cpa，再经由施密特反向触发器N3和电阻R07、电容C03组成的单稳态窄脉冲发生器，输出窄脉冲cp1。由图中的电路原理可知，这里的cp1是由cpa的下降沿触发产生的，其波形示于图5。这里的cpa则为产生时钟脉冲cp2所需要的辅助脉冲。由D触发器构成的反转触发器FD1，在时钟脉冲cp1前沿的触发下，首先由其Q端和Q端分别输出补偿辅控方波V3b和V4b。由反向器N4输出cp1信号，由与门A3完成“与”运算V3b·cp1后产生补偿主控方波V3a，由与门A4完成“与”运算V4b·cp1后产生补偿主控方波V4a。补偿脉冲分配器由四只2-2输入的与或门组成，它们是F5、F6、F7和F8，从图中示出的逻辑电路可知，它们各自输出端的逻辑关系分别为以下四组控制方波，即F5=VT·V3a+VT‾·V3b=VBG5,F6=VT·V3b+VT‾·V3a=VBG6,]]>F7=VT·V4a+VT‾·V4b=VBG7,F8=VT·V4b+VT‾·V4a=VBG8.]]>可见这四组补偿控制方波的逻辑功能与图6中所示的波形相符，经由两组驱动器DRIVER1和DRIVER2后分别加到双向开关SW3和SW4中的开关管BG5、BG6、BG7和BG8的控制极。
锯齿波电压产生器主要由运算放大器OP2、积分电容C05、电阻R11和开关三极管BG01组成。在电阻R11接入的负压的作用下，运放OP2产生正向积分，形成锯齿波电压Vst的上升沿，由施密特反向触发器N3输出的时钟脉冲cp1到达时使开关管BG01导通，形成锯齿波电压Vst的下降沿。锯齿波电压Vst通过隔直电容C06、电阻R12和R13后送往比较器OP3的同相输入端。运算放大器OP4将从交流电源输出端X2、Y2得到的采样电压整流成直流，经电阻R16和电容C07平滑滤波后送往由运算放大器OP5组成的PI调节器的同向输入端，在与由电阻R29、电容C08以及稳压源ZN01形成的并经由电阻R28送往其反向输入端的直流参考电压Vrf(一般为2.5V的标准源)进行差分放大后，运算放大器OP5即可输出误差电压Ve，并送往比较器OP3的反相输入端。比较器OP3完成锯齿波电压Vst和误差电压Ve的比较后输出比较脉冲电压Vc。显然，误差电压Ve的大小反应了交流电源输出电压的状态。当误差电压Ve的幅值上升或下降时，则比较器OP3输出的比较脉冲电压Vc以及由此而形成的时钟脉冲cp2的前沿就可以沿着锯齿波电压Vst的上升斜坡在时间轴开关SW3和SW4的导通、截止状态在时间轴上作相对的位置调整，以此来实现对高频补偿电压Uw1-0和Uw2-0的可控整流，以便适时地控制所合成的正弦补偿电压Ucom的相位和幅值，从而最终达到交流电源的稳压、调压之目的。为描述控制方波的状态或特点，可称需要移动的控制方波为PPM方波。因此在上述的设定中，整流主控方波V1a、V2a及整流辅控方波V1b和V2b都为PPM方波，图5中示出了它们的波形。(显然，PPM技术实际上是调整整流控制方波和补偿控制方波两者之间在时间轴上的相对位置关系，例如，在设定整流主控方波V1a、V2a及整流辅控方波V1b和V2b与时间轴上的位值以及彼此之间的相位关系保持不变的条件下，使补偿主控方波V3a、V4a及补偿辅控方波V3b和V4b作为PPM方波，或者使整流控制方波和补偿控制方波共同作位置调整，也同样可以实现PPM技术。)图4中，锯齿波电压产生器产生与时钟脉冲cp1同步的锯齿波电压Vst(见图5)，并送往电压比较器。PI调节器一般由运算放大器构成，是本交流电源稳压、调压功能的闭环控制系统的关键部件，其功能是通过其差分放大的方法，产生一个与本交流电源的输出电压Uout的采样值和参考电压Vrf之差值成比例的误差电压Ve，并送往电压比较器。这里的参考电压Vrf是与本交流电源所预期的输出电压的设定值Uset成比例的，可以是恒定直流电压，也可以是由一个专门电路产生的与电网电压同相位和幅度稳定的标准正弦波电压。显然，对于参考电压Vrf为恒定直流电压时，所对应的取样电压也必需是直流电压，这时运算放大器工作在直流差分状态；对于参考电压Vrf为与电网电压同相且幅度稳定的标准正弦波电压时，所对应的取样电压也必需是正弦波电压，这时运算放大器工作在交流差分状态。电压比较器是将由PI调节器送来的误差电压Ve与由锯齿波电压产生器送来的踞齿波电压Vst进行比较，然后产生触发脉冲cp2。当PI调节器工作在直流差分状态时，所产生的误差电压Ve反应了交流电源的输出电压Uout与设定电压Uset之间误差的平均值规律，这时称为平均值响应的PI调节器；当PI调节器工作在交流差分状态时，所产生的误差电压Ve反应了交流电源的输出电压Uout和设定电压Uset之间误差的瞬时值规律，这时称为瞬时值响应的PI调节器。因此，对于产品来说，前者称为平均值响应型交流稳压、调压电源，后者称为瞬时值响应型的交流稳压、调压电源。理论和实践都证明本发明所涉及的交流稳压、调压电源在采取平均值响应的控制方式时，其输出电压与电网电压比较，没有附加失真。采取瞬时值响应的控制方式时，交流电源的输出能修正电网电压的波形失真，并有很好的净化效果。
电网电压周期方波产生器通过将电网的正弦波电压与零电压进行比较的方法产生与电网电压周期完全同步的周期方波VT和
，分别代表电网电压的正半周和负半周，以控制补偿控制脉冲分配器和整流控制脉冲分配器的脉冲分配工作。即补偿控制脉冲分配器，在电网电压的正半周将补偿主控方波V3a和V4a分别用来控制BG5和BG7，而将补偿辅控方波V3b和V4b分别用来控制BG6和BG8；在电网电压的负半周，补偿控制脉冲分配器将补偿主控方波V3a和V4a分别用来控制BG6和BG8，而将补偿辅控方波V3b和V4b分别用来控制BG5和BG7。同样，整流控制脉冲分配器，在电网电压的正半周将整的增大，能够使通过可控整流双向开关SW1和SW2后的电压Vs1和Vs2形成幅值恰当的反相补偿电压Ucom，从而使交流电源的输出电压下降，则也能实现稳压或调压。
由于在补偿控制方波和整流控制方波中，其辅控方波总是从属于所对应的主控方波，电路的工作状态也主要决定于主控方波，为叙述方便，下面仅从主控方波和主导开关管入手，并结合图3的电路和图8的波形从系统开环的角度，更加具体地说明由PPM技术实现的补偿原理。
由图8中的[801]图可见，设时刻t00为电网电压第一个周期中正半周的起点，如前所述，在图3所示的补偿电压发生单元
中，由双向开关WS3中的主导开关管BG5和双向开关SW4中的主导开关管BG7承担半桥式开关工作，因而分别由补偿主控方波V3a和V4a对它们实施控制；而串行补偿单元
中则主要由双向开关SW1中的主导开关管BG1和双向开关SW2中的主导开关管BG3承担双向可控整流的开关工作，因而分别由整流主控方波V1a和V2a对它们实施控制。
从t00开始的一段时间内，整流主控方波V1a与补偿主控方波V3a，以及整流主控方波V2a与补偿主控方波V4a中的上升和下降沿在时间轴上的位置完全对齐，或者说它们之间的相位差φe为零。在时刻t00～t01期间，补偿主控方波V3a为高电位，V4a为低电位。因此，双向开关SW3中的主导开关管BG5导通，双向开关SW4中的主导开关管BG7截止。设在此种情况下由图3所示电路中的高频变压器HT1的初、次级绕组之间的同名端关系，使其次级绕组在W1、O之间的高频补偿电压Uw1-0为正，在W2、O之间的高频补偿电压Uw2-0为负。在同一时刻，整流主控方波V1a为高电位，V2a为低电位，所以与W1相连的双向开关SW1中的主导开关管BG1导通，与W2相连的双向开关SW2中的主导开关管BG3截止，于是正向的补偿电压Uw1-0通过导通的双向开关SW1后为图中所示的Vs1，与电网电压串行叠加后即实现了同相补偿。
在时刻t01～t02期间，补偿主控方波反相，即V3a由原来的高电位变为低电位，V4a由原来的低电位变为高电位，双向开关SW3中的BG5由导通变为截止，SW4中的BG7由截止变为导通。因此，高频补偿电压Uw1-0由正向方波变为负向方波，Uw2-0由负向方波变为正向方波。但由于在这同一时刻，整流主控方波V1a由高电位变为低电位，V2a由低电位变为高电位。所以，双向开关SW1中的BG1由导通变为截止，SW2中的BG3由截止变为导通。于是正的补偿方波Uw2-0通过导通的双向开关SW2后为图中所示的Vs2，与电网电压串行叠加后，即仍然为同相补偿。
由图可见，t02～t04的情形只是t01～t02的重复。因此可以断定在图3所示的电路中，只要高频变压器HT1初、次极绕组间的同名端关系不变，以及控制方波V1a和V3a，V2a和V4a之间保持同相的关系不变，串行补偿单元
中导通的主导开关管BG1或BG3就永远只让高频补偿方波Uw1-0和Uw2-0中的正向方波通过。而且由于控制方波V1a与V3a，以及V2a与V4a之间的相位差φe为零，所以整流主导开关管BG1和BG3的导通时间刚好分别与正相的补偿方波Uw1-0或Uw2-0的整个脉宽相对应。因此，图中所示的Vs1和Vs2，以及在相加点∑x的相加电压U∑有着与电网电压同相的最大脉宽，即是在这种条件下所实现的同相补偿为最大限度的同相补偿。由图8中的[801]图可知，电路在t00～t16的时间范围内，即电网电压的第一个周期的正半周期间，都属于这种最大限度的同相补偿。或者说，此时由串行补偿单元
经双向滤波后所合成的正弦补偿电压Ucom有着与电网电压同相的最大值，因而与电网电压串行叠加后交流电源输出的正弦波电压Uout也有最大的正相幅值。
图8的[801]中所示，从t16开始，电网电压进入第一个周期负半周，由于图3所示的电路中各组双向开关在正半周时的的主导开关管变为辅助开关管，而正半周时的的辅助开关管则变为主导开关管。所以，补偿主控方波V3a和V4a在正弦波的零点，即t16时刻被分别切换到双向开关SW3中的主导开关管BG6和双向开关SW4中的主导开关管BG8的控制极，整流主控方波V1a和V2a也同时被分别切换到双向开关SW1中的BG2和双向开关SW2中的BG4的控制极。
参见图3和图8的[801]，在t16～t17期间，补偿主控方波V3a为高电位，V4a为低电位。因此，双向开关SW3中的BG6导通，SW4中的BG8截止。由于在负半周时高频补偿电压发生单元
的工作电压为负，根具前面设定的同名端关系可知，高频变压器HT1的次级绕组输出的高频补偿方波Uw1-0为负向方波，Uw2-0为正向方波。如此同时，整流主控方波V1a为高电位，V2a为低电位，所以双向开关SW1中的BG2导通，SW2中的BG4截止。于是与电网电压负半周同相的负向补偿方波Uw1-0通过导通的双向开关SW1后的电压Vs1，与电网电压串行叠加后实现了在电网电压为负半周时的同相补偿。
在t17～t18期间，补偿主控方波V3a由高变低，V4a由低变高，于是高频补偿方波Uw 1-0和Uw2-0极性互换。但在同一时刻，整流主控方波V1a和V2a的极性也换相，双相开关SW1中的BG2由导通变为截止，双相开关SW2中的BG4由截止变为导通。于是与电网电压同相的负补偿方波Uw2-0通过导通的双向开关SW2后的电压Vs2，与电网叠加后，仍为负半周时的同相补偿。同样，t18～t20期间的情况只是t16～t18期间情况的重复。
如同在电网电压为正半周时的情形一样，在t16～t32期间，即整个电网电压的负半周期间，整流主控方波V1a和补偿主控方波V3a，以及整流主控方波V2a和补偿主控方波V4a之间的相位差φe一直保持为零，所以这段时间内，只有高频补偿方波电压Uw1-0和Uw2-0为负值时才能通过串行补偿单元
中的可控整流双向开关SW1或SW2，而且负向的Vs1和Vs2都具有最大的脉宽，因而在相加点∑x的叠加电压U∑也有最宽的负相方波，通过双向滤波后合成的补偿电压Ucom也是电网电压为负半周时的最大同相补偿，因而与电网电压串行叠加后交流电源的输出电压Uout有负相的最大幅值。
见图8中的[802]图，从t32开始进入了电网电压第二个周期的正半周，补偿主控方波V3a和V4a在该时刻又分别被切换到双向开关SW3中的主导开关管BG5和双向开关SW4中的主导开关管BG7的控制极上，整流主控方波V1a和V2a也被分别切换到双向开关SW1中的主导开关管BG1和双向开关SW2中的主导开关管BG3的控制极上。而且整流主控方波V1a和V2a相对于补偿主控方波V3a和V4a，在时间轴上逐渐后移。即主控方波V1a和V3a之间，以及主控方波V2a和V4a之间的相位差φe由零逐渐增加。这样，串行补偿单元
中双向开关SW1中的主导开关管BG1和双向开关SW2中的主导开关管BG3的导通和截止时间及其分别与高频补偿方波Uw1-0及Uw2-0的对应区间也在逐渐后移。从图8中的[802]图可以明显地见到，在t32～t48的整个正半周期间，整流主控方波V1a和V2a的上升和下降沿并没有象在t32以前那样与补偿方波Uw1-0及Uw2-0的前、后沿对齐，而是在不断地作相对滞后。这样由双向开关SW1中的主导开关管BG1在导通时所选通的高频电压Vs1有两部分组成，即有正值的部分，也有负值的部分。同样，双向开关SW2中的主导开关管BG2在导通时所选通的高频电压Vs2，也包括正值和负值的两部分组成。而且，随着时间的推移，由于主控方波V1a和V3a之间，以及主控方波V2a和V4a之间的相位差φe的不断渐增，分别在主导开关管BG1和BG3的导通时所选通的高频电压Vs1和Vs2的正值部分的时间宽度不断减少，而负值部分的时间宽度不断增加。显然，在相加点∑x的电压U∑也为正值部分的时间宽度不断减少，而为负值部分的时间宽度不断增加的正、负相间的高频补偿方波。经过双向滤波器对电压U∑滤波后所合成的正弦补偿电压Ucom的幅值与所对应的正、负补偿方波各自的脉冲宽度(或导通时间)密切相关即其大小与图中的所示的正、负两部分面积的代数和的绝对值成正比，其相位决定于代数和的符号。从图中可以看出，在t32～t48的时间段内，即电网电压为正半周时，对于主导开关管BG1和BG3导通时所选通的高频补偿电压Vs1和Vs2中，正值部分的面积比负值部分的面积大，所以合成后的正弦补偿电压Ucom的相位仍为与此时的电网电压同相的正补偿，但其幅度却随着相加电压U∑中的正值部分脉宽的减少而逐渐减小。
在t48～t64的时间段内，电网电压为第二周期的负半周。和上述的情况一样，补偿主控方波V3a和V4a在正弦波的零点，即t48时刻又被分别切换到在负半周时双开关SW3中的主导开关管BG6和双向开关SW4中的主导开关管BG8的控制极，整流主控方波V1a和V2a也同时被分别切换到双向开关SW1中的BG2和双向开关SW2中的BG4的控制极。结合图3和图8中的[802]图可见，由于主控方波V1a和V3a之间，以及主控方波V2a和V4a之间的相位差φe进一步地不断逐渐增加，这样，串行补偿单元
中双向开关SW1中的主导开关管BG2和双向开关SW2中的主导开关管BG4的导通和截止时间及其分别与高频补偿方波Uw1-0及Uw2-0的对应区间也在进一步地逐渐后移。而且由于在此期间导通的主导开关管BG2和BG4所选通的补偿电压Vs1和Vs2中负的部分的时间宽度比其正的部分的时间宽度大，必然使在相加点∑x的电压U∑中负向脉宽比其正向脉宽也大，所以经双向滤波后合成的正弦补偿电压Ucom为负值，仍为与此时电网电压的同相补偿，但其幅度却随着整流主控方波V1a和V2a的不断后移而进一步逐渐减小，直至到达t64时刻。
见图8中的[803]图，在t64～t96期间，即电网电压的第三周期，就控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之间的相位差φe而言，已增加到大约为90°，图中由双向开关所选通的补偿电压Vs1和Vs2在点∑x所得到的高频补偿电压U∑为等脉宽的正、负相间的方波，因而这时由串行补偿单元
合成的正弦补偿电压Ucom的幅值为零，即交流电源的输出电压Uout就等于对其输出电压的设定值Uset，由前面的说明可知，这种情况的出现也正好对应着PI调节器输出的误差电压Ve为零。
见图8中的[804]。在t96～t112期间，即为电网电压的第四个周期的正半周，控制方波V1a和V3a以及V2a和V4a间的相位差φe不断地增大，导致串行补偿单元
中双向开关SW1中的主导开关管BG1以及双向开关SW2中的主导开关管BG3导通和截止时间及其与补偿方波Uw1-0和Uw2-0的对应关系也继续不断后移。由图可见，在两只主导开关管BG1、BG3的导通期间所选通的高频补偿方波Vs1和Vs2中的正向部分不断缩小，而负向部分不断扩大。由图可见，从t96开始，在相加点∑x所得到的高频补偿电压U∑中负脉冲的宽度大于正脉冲的宽度，因此这正、负两部分脉冲的面积代数和的符号，由原来的与电网电压的极性同相变为反相。所以由串行补偿单元
最后生成的正弦补偿电压Ucom的相位也由原来的与电网电压同相的正极性变为与电网电压反相的负极性，在此期间所实现的补偿为与电网电压反相的负补偿或反相补偿。同样，在t112～t128期间，电网电压为负半周，相加点∑x的叠加电压U∑中，其正脉冲的宽度大于负脉冲的宽度，所以由串行补偿单元
合成的正弦补偿电压Ucom的相位为正，在此期间所实现的补偿也为反相补偿。随着控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之间的相位差φe的不断增加，相加电压U∑中与电网电压反向的脉冲宽度较之与电网电压同向的脉冲宽度也不断增加，所以由串行补偿单元
最后生成的与电网电压反相的正弦补偿电压Ucom的幅值也不断增加，导致交流电源的输出电压Uou不断下降。
由图8中的[805]可见，在时间为t128～t160期间，即电网电压的第五个周期，就控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之间的相位差φe而言，大约为180°时，所合成的正弦补偿电压Ucom有与电网电压反相的最大幅值，所以与电网电串行压叠加后交流电源的输出电压Uout的幅值最小。
从以上的说明可以知道，整流主控方波和补偿主控方波之间的相位差φe，与所合成的正弦补偿电压Ucom有着如下的对应关系即当相位差φe从0开始作递增变化时，正弦补偿电压Ucom从同相补偿的最大值开始减小，当相位差φe增加到90°时，正弦补偿电压Ucom的幅值减小到零。当φe从90°开始继续增加时，Ucom的幅值从零补偿变为逐渐增幅的反相补偿，当φe增加到180°时，即整流控制方波与补偿控制方波完全反相时，正弦补偿电压Ucom有与电网电压反相的最大幅值。显然，当相位差φe由180°经90°逐渐变化到0°时，则正弦补偿电压Ucom的变化趋势与上述的情形相反。这就是说，从图7所示的控制电路中的PI调节器输出的误差电压的变化，引起了由此而形成的触发脉冲cp2前沿的变化，从而不断地调整整流控制方波在时间轴上的位置，即造成了整流控制方波与补偿控制方波之间的相位差φe的变化，继而不断地调整合成的正弦补偿电压Ucom的相位和幅值，以达到稳压、调压的目的。这一过程即为图3所示的交流电源在图7所示的控制电路的控制下所实现的系统的正确闭环响应，而图7中运算放大器OP5输出的误差电压Ve及其变化趋势则可称为PI调节器的动态响应。智能控制电路设计的重要任务之一就是使得PI调节器的动态响应能够形成交流电源这个自动控制系统的正确的闭环响应。需要注意的是在图7所示的电路中，如果将运放OP5的同相输入端与反相输入端的信号互换，则其输出的误差电压Ve与原来的变化趋势相反，即当|Uins|＜|Uset|时，使误差电压Ve增高，当|Uins|＞|Uset|时，使误差电压Ve降低，这样的动态响应是不能维持控制系统在上述条件下所必需的正确的闭环响应的。但在这种情况下，只要同时也改变图7所示的电路中触发器FD2的引导方波，比如可选择与补偿辅控方波V3b反向的V4b作为引导方波，或者，仍然选用V3b为引导方波，但可以同时使图3中高频变压器HT1的初次级绕组之间的同名端关系与原来反向，则系统的闭环响应也即可正常。这就是说维持控制系统正确的闭环响应的电路结构不是唯一的。
由以上可知，对于图7电路中的平均值响应型的PI调节器来说，其动态响应与电网电压的周期变化无关，所以D触发器FD2的D输入端的输入信号也与电网电压的周期变化无关。但如果图7电路中的PI调节器工作在交流差分状态时，则情况就不同了。
图9所示为图3所示交流电源的瞬时值响应型的智能控制电路。由图可见，该电路的基本结构和工作原理与图7中的控制电路相同，所不同的只是以下两点第一点是运算放大器OP5工作在交流差分状态，其反相端接入的参考电压Vrf是与电网电压精确同相且幅度稳定的正弦交流电压，其同相端接入的是对交流电源输出的正弦电压的未经整流的取样电压。第二点是D触发器FD2的引导方波不再由补偿辅控方波V3b单独承担，而是由一只2-2输入的与或门F0的输出电压
为引导方波。即是说，在电网电压的正半周由补偿辅控方波V3b为引导方波，在电网电压的负半周由补偿辅控方波V4b为引导方波，其原因是工作在交流差分方式下的运算放大器OP5，在电网的正、负半周上有着互为反相的动态响应。即对于图9所示的电路来说，在正半周时运算放大器OP5的动态响应规律与图7中的响应规律相同，所以应该由V3b为引导方波；在电网电压的负半周，由于运算放大器OP5是在如图中所示的两个输入端上都为负电压的条件下实现差分的，所以其动态响应规律与图7中的响应规律相反，应该由与V3b反相的V4b为引导方波。图9中，与电网电压精确同相且幅度稳定的正弦参考电压Vrf将由反向门N7输出的电网周期方波
经由运算放大器OP6及电阻R29、R30和电容C08、C09组成的带通滤波器滤波后形成的，该正弦参考电压形成电路只是可能的电路结构之一。
图10所示为本发明实施例之二—双向开关全桥补偿式交流稳压、调压电源的主电路，图中高频补偿电压发生单元
即为图2中[204]所示的电路结构。由图10可见，其基本组成和图3所示的电路相同，所不同的只是图10中高频补偿电压发生单元
由新增加的与图3中双向开关具有同样结构的两组双向开关SW5、SW6分别取代了图3中的电容C7和C8。图中双向开关SW5由开关三极管BG9和BG10组成，双向开关SW6由开关三极管BG11和BG12组成，其中BG9和BG11分别为所在的双向开关中的电网电压正半周时的主导开关，电网电压负半周时的辅助导开关；BG10和BG12分别为所在的双向开关中的电网电压负半周时的主导开关管，电网电压正半周时的辅助开关管。由全桥式开关电路的基本工作原理可知，在任何时候，双向开关SW3与SW5，以及双向开关SW4与SW6中的主导开关管和辅助开关管都分别同步地轮流导通和截止，以完成交流全桥式开关工作。
图11所示为图10中所示实施例中智能控制单元
的原理框图。由图可见，图11与图4中的组成及结构完全相同，所不同的只是将补偿控制脉冲分配器输出的两路控制方波中的一路同时送给驱动电路DRIVER3和DRIVER5，另一路同时送给驱动电路DRIVER4和DRIVER6。
图12示出了与图11相对应的关于图10所示实施例的智能控制单元
的电路图，由图可见，该电路与图7中所示的电路一样，其PI调节器也是平均值响应型的，所不同的只是图中补偿脉冲分配器F5输出的方波分两路同时送给了开关管BG5和BG9，F6输出的方波分两路同时送给了开关管BG6和BG10，F7输出的方波分两路同时送给了开关管BG7和BG11，F8输出的方波分两路同时送给了开关管BG8和BG12。对图10所示的实施例，其控制电路也可以按上述原则，象图9所示的电路一样设计为瞬时值响应型的，只是将其输出部分作相应的变化即可，其电路图和内容不再重复。
图13所示为本发明的实施例之三—单向开关半桥补偿式交流稳压、调压电源，其特征是该电源中的高频补偿电压发生单元
为图2中[203]所示的电路结构。由图可见，其高频补偿电压发生单元
中只有两只开关三极管，即BG5和BG6，它们工作在由整流桥BRG1将电网电压整流后的直流电压上，因此没有如上所述的交流双向开关中的主导开关和辅助开关之分，而是象直流半桥式开关电路一样工作。设图中的高频变压器HT1初、次级之间的同名端关系为当开关管BG5导通、BG6截止时，其次极绕组W1-O输出的高频补偿电压UW1-0为正极性，其次极绕组W2-O输出的高频补偿电压UW2-0为负极性；当开关管BG6导通、BG5截止时，其次极绕组W2-O输出的高频补偿电压UW2-0为正极性，其次极绕组W1-O输出的高频补偿电压UW1-0为负极性，于是该电路同样能够产生两组互为反向对称的高频补偿电压。在图13所示的实施例中，除了高频补偿电压发生单元
及智能控制单元
以外，其他部分和实施例之一以及实施例之二中的电路结构完全相同。其中串行补偿单元
在其智能控制单元
控制下，同样以PPM方式产生所需要的正弦补偿电压，实现该交流电源的稳压、调压功能。
但由于图13所示电路中的高频补偿电压发生单元
由电网电压整流后的直流或脉动直流供电，所以电路工作时，高频变压器HT1输出的高频补偿电压Uw1-0和Uw2-0不再具有电网电压的正弦波包络。为了能在这种条件下由串行补偿单元
同样能合成的在频率、相位和幅度三方面都符合需要的正弦补偿电压Ucom，其智能控制单元的PI调节器只能采取交流差分工作方式。鉴于在以上的有关说明中对智能控制单元的基本结构已经比较了解，所以由图14直接示出了图13的实施例中智能控制单元
的瞬时响应型的原理电路，图15示出了与电路有关的波形图。
参见图14，并比较图9所示的作为图3实施例中的瞬时响应型的控制电路，由于图13中的高频补偿电压发生单元
的电路结构与图3相比有变化，所以图14的控制电路中只是就与补偿控制方波的产生过程有关的部分，与图9相比也作了以下调整即由D触发器构成的反转触发器FD1，在时钟脉冲cp1前沿的触发下，即可产生补偿控制方波V3和V4。由施密特反向器N4输出cp1信号，由与门A3完成“与”运算V3·cp1后产生对开关管BG5的补偿控制方波VBG5，由与门A4完成“与”运算
后产生对开关管BG6的补偿控制方波VBG6。可见，对于图13中高频补偿电压发生单元
的开关管BG5和BG6的控制方波VBG5和VBG6，并不随着电网电压周期的变化而变化变。
由于图13中的串行补偿单元
的电路结构与图3相比没有变化，所以图14的控制电路中关于与整流控制方波有关的一些部分与图9相比也没有变化。例如，关于PI调节器的交流差分工作方式及电路结构，关于锯齿波电压的产生、电压比较器和整流触发脉冲cp2的形成方式和电路结构都完全相同。所不同的只是D触发器DF2的D输入端由上述的补偿控制方波V3为引导方波。对此，有必要结合图15中的波形并参考图13的电路予以说明。
图15中示出了由图14的控制电路产生的对图13实施例的高频补偿电压发生单元
中两只开关三极管BG5、BG6的补偿控制方波VBG5和VBG6，同时也示出了由BG5和BG6轮流导通和截止而产生的高频补偿电压Uw1-0和Uw2-0。设高频变压器HT1初、次级之间的同名端关系为当BG5导通、BG6截止时，Uw1-0为正，Uw2-0为负；当BG5截止、BG6导通时，Uw1-0为负，Uw2-0为正。
由图14的电路可知，图中PI调节器的动态响应是在电网电压的正半周，当|Uout|＜|Uset|时，或者在电网电压的负半周，|Uout|＞|Uset|时，误差电压Ve下降。由图15中在t0～t5期间的波形可知，由于Ve下降，使触发脉冲cp2的前沿前移，由于在D触发器FD2的D端输入的引导方波为V3，使其Q端输出的V1a和其Q端输出的V2a，分别也沿时间轴前移，即使其更多的分别与V3和V4重合，或者说，使高频补偿方波Uw1-0和Uw2-0在通过双向开关SW1和SW2后的正向方波增宽，这样合成的正弦补偿电压有恰当的正相幅值，使电源的输出电压在正半周增加，在负半周时减小，刚好满足了前述的关于系统的正确的闭环响应，即可实现交流电源的稳压、调压功能。由图15中在t8～t13期间的波形反应了在电网电压的正半周|Uout|＞|Uset|时，或在电网电压的负半周|Uout|＜|Uset|时的情形，由图可见，这时的PI调节器的动态响应是Ve上升，刚好可以合成幅值恰当的负相正弦波补偿电压，使电源的输出电压在正半周减小，在负半周时增加，同样也满足了系统的正确闭环响应，实现交流电源的稳压、调压功能。而t5～t7，则对应着零补偿的情形。
图16所示为本发明的实施例之四，图17为该实施例中智能控制单元
的瞬时值响应型的原理电路。在了解了图13的实施例和图14的控制电路及其工作原理的基础上，对于图16的实施例和图17的控制电路及其工作原理自然也就明白了，因而不再复述。
至此，我们已经在以图3所示的实施例为重点的基楚上，包括图10、图13和图16的实施例，在其电路结构，以及如何在PPM技术的控制下所实现的交流电源的稳压、调压原理作了充分的说明。在上述的诸种开关电路中，图上标注的开关器件为双极型功率开关三极管。根据需要，也可以为其他功率开关器件，如VMOS场效应管、IGBT、GTO等。本发明根据以上介绍的实施例，已经用VMOS场效应功率开关管作出了数种无工频变压器的样机，开关管的工作频率为100KHZ，新产品的实际运行情况及各种电气性能良好，实现了预期的目的。更可贵的是这种电源的效率可高达96％以上，其体积与同等输出功率的其他各类现有产品相比降低了10～20倍，其重量减少的更多，如1000VA的的交流稳压、调压电源，其重量不到1公斤，5000VA的的交流稳压、调压电源，其重量不到2公斤。现有的大功率开关器件，由本发明的技术可以制作数十KVA甚至更大功率的交流稳压、调压电源，新产品可以节约大量贵重的铜铁材料，节约能源，大幅度降低成本，有很好的社会效益和经济效益。实践证明，这种新型交流稳压、调压电源是现有产品的具有重要技术进步的换代产品。
权利要求
1.一种开关补偿式交流稳压、调压电源装置，采用调整与电网电压串联的，而且同频率的正弦波补偿电压Ucom的相位和幅值的方法，使其输出电压稳定，和在稳压基础上的大范围调压，其特征在于该装置主要由电网输入滤波单元
、串行补偿单元
、高频补偿电压发生单元
和智能控制单元
所组成，电网输入滤波单元
的上输入端X0及下输入端Y0用来接入电网，电网输入滤波单元
的上输出端X1及下输出端Y1为高频补偿电压发生单元
的两个输入端，而且其下输出端Y1直接作为本装置的下输出端，正弦波补偿电压Ucom的形成是在智能控制单元
的PPM技术的控制下，首先由高频补偿电压发生单元
产生互为反向对称的两组高频补偿方波电压Uw1-0和Uw2-0，由W1、O、W2三个端点以对称方式输出给串行补偿单元
，其中O端为两组高频补偿方波电压的零点，接入电网输入滤波单元
的上输出端X2，串行补偿单元
的电路结构是由带反向并连二极管的开关三极管按反向串连的方式组成两组双向开关SW1和SW2，该两组双向开关的一端分别与上述的输出端W1和W2串连后构成两条并行的可控整流通道，该两组双向开关的另一端在∑x点并接，然后与滤波电感L2、L3串连后即为本装置的上输出端X2，滤波电容C5的一端与电感L2和L3的公共端相连，另一端接入电网输入滤波单元
的上输出端X1，滤波电容C6的一端与本装置的上输出端X2相连，另一端与本装置的下输出端Y2相连，由电感L2和电容C5组成上滤波器，电感L3和电容C6组成下滤波器，串行补偿单元
的两组双向开关SW1和SW2对两组高频补偿方波电压Uw1-0和Uw2-0进行双向可控整流和经由上、下滤波器双向滤波后将其合成符合稳压、调压要求的正弦波补偿电压Ucom，并与电网电压串行叠加后输出。
2.根据权利要求1所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，其特征在于高频补偿电压发生单元的电路结构可以是(1)现行直流开关电源中由单向开关组成的半桥式开关电路[201]，或(2)现行直流开关电源中由单向开关组成的全桥式开关电路[203]，或(3)由双向开关组成的半桥式开关电路[202]，或(4)由双向开关组成的全桥式开关电路[204]，或(5)由现行直流开关电源中双正激开关电路所构成的半桥式复合电路[205]，或(6)由现行直流开关电源中双正激开关电路所构成的正激式复合电路[206]。
3.根据权利要求1或2中所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，当高频补偿电压发生单元
的电路结构为现行直流开关电源中的由单向开关组成的半桥式[201]或全桥式[203]开关电路时，其特征在于该电路中的整流桥BRG1将由电网输入滤波单元
的两个输出端X1[313]、Y1[314]输出的交流电整流成直流后供其半桥或全桥开关电路工作，该电路产生的高频补偿方波电压由高频变压器HT1的带中心抽头的次级绕组W1-O-W2将其形成互为反向对称的两组高频补偿方波电压Uw1-0和Uw2-0，经W1、W2端分两路送往串行补偿单元
，其中心抽头O连接输入滤波单元
的上输出端X1[313]。
4.根据权利要求1或2中所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，当高频补偿电压发生单元
的电路结构为由双向开关组成的半桥式[202]或全桥式[204]电路时，其特征在于该两组电路是分别由现行直流开关电源中由单向开关组成的半桥式[201]或全桥式[203]的电路改变而来，其改变的方法是用带有反向并连二极管的两只开关三极管，按反向串连的方式组成双向开关，取代原电路中的单向开关，并去掉原电路中的整流桥BRG1，由电网输入滤波单元
的两个输出端X1[313]、Y1[314]输出的交流电源直接供电，该电路产生的高频补偿方波电压由其高频变压器HT1的带中心抽头的次级绕组W1-O-W2将其形成互为反向对称的两组高频补偿方波Uw1-0和Uw2-0，经W1、W2端分两路送往串行补偿单元
，其中心抽头O接入输入滤波单元
的上输出端X1。
5.根据权利要求1或2中所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，当高频补偿电压发生单元
的电路结构为由现行直流开关电源中双正激式开关电路所组成的半桥式复合电路[205]，或由现行直流开关电源中双正激式开关电路所构成的正激式复合电路[206]时，其特征在于该电路中的整流桥BRG1将由电网输入滤波单元
的两个输出端X1[313]、Y1[314]输出的交流电整流成直流后供该复合电路工作，该电路产生的高频补偿方波电压由该复合电路中的两只高频变压器HT1、HT2的次级绕组组成与单只高频变压器带中心抽头的次级绕组等效的连接方式W1-O-W2，将其形成互为反向对称的两组高频补偿方波Uw1-0和Uw2-0，经W1、W2端分两路送往串行补偿单元
，与中心抽头等效的输出端O，接入输入滤波单元
的上输出端X1。
6.根据权利要求1所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，其特征在于智能控制单元
所采用的PPM技术，是调整由该单元产生的整流控制方波和补偿控制方波两者之间在时间轴上的相对位置关系，即在设定该两组控制方波各自内部的相位关系保持恒定的条件下，使其中的任意一组控制方波与时间轴上的位值保持不变，而使另一组控制方波在时间轴上作位置调整，或者使整流控制方波和补偿控制方波在时间轴上共同作位置调整，分别对高频补偿电压发生单元
和串行补偿单元
中的开关三极管器件实施控制，以此来实现高频补偿方波电压的产生和对它们的双向可控整流，从而控制经双向滤波后所合成的正弦波补偿电压Ucom的相位和幅值，以满足稳压、调压的需要。
7.根据权利要求1、4或6所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，其特征在于智能控制单元
中的PI调节器，当高频补偿电压发生单元
为可以直接工作在电网的交流电压下的电路结构时，可以采取平均值响应型的直流差分工作方式，也可以采取瞬时值响应型的交流差分工作方式。
8.根据权利要求1、3、5或6所述的开关补偿式交流稳压、调压电源装置，其特征在于智能控制单元
中的PI调节器，当高频补偿电压发生单元
为只能工作在直流电压下的电路结构时，其工作方式只能是瞬时值响应型的交流差分方式。
全文摘要
本发明涉及的高频开关补偿式交流电源,是在其智能控制单元PPM技术的控制下,由高频补偿电压发生单元产生高频补偿电压,经由串行补偿单元进行双向可控整流和双向滤波后将该高频补偿电压合成与电网电压同频率的,有适当相位和幅值的正弦波补偿电压,并与电网电压叠加后输出。改变补偿电压的相位和幅值,即可实现无工频变压器、无触点的连续稳压或调压,因而有着许多传统产品所没有的优点,如体积小、重量轻、成本低、效率高等。
文档编号G05F1/10GK1266212SQ9911636
公开日2000年9月13日 申请日期1999年3月5日 优先权日1999年3月5日
发明者黄有国 申请人:黄有国