Rfid模块的制作方法

专利名称：Rfid模块的制作方法
技术领域：
本说明书涉及RFID (射频识别)技术，更具体地讲，涉及一种利用读/写器执行短距离无线通信的RFID模块以及一种其中包含有此模块的便携式装置。
背景技术：
RFID技术基本上是一种以非接触方式识别移动体的技术。在读/写器和RFID模块之间执行短距离无线通信的RFID系统通常利用电磁耦合、电磁感应、无线电波等形成。 作为电磁感应方法的RFID模块，用于诸如电子货币、通勤票或雇员ID卡的各种应用的卡形RFID模块已经变得普及。近年来，关于非接触IC卡的功能，诸如包含了这种功能的移动电话终端的便携式装置已经被投入市场。在RFID系统中，在大量使用金属的便携式装置中所包含的这种功能中，"反相零讯号(phase inversion null)"问题已经被公知。RFID系统中的术语“零讯号(null) ”指的是尽管接收通信所需的电力的距离足够(即，在可通信范围内)仍不能执行通信的现象，并且存在可能导致这种零讯号发生的各种因素。反相就是一种这样的因素。由反相导致的零讯号将被称作反相零讯号。这里使用的术语“相位”指的是在从已通过幅移键控(ASK)调制的载波提取包络后的波形的相位。由于该相位不同于13. 56MHz载波的相位，所以在下文中该相位将被称作“包络相位”，以避免混淆。作为发送载波的被称作读/写器(在下文中也将称作R/W)的装置与自身不输出载波的RF模块进行电磁耦合的结果，执行电磁感应方法的短距离无线通信。在从RF模块到R/W的通信中，根据磁耦合的状态，可能易于发生包络相位的反转。由于RF模块通常具有卡形形状，所以在下文中RF模块将被简单地称作卡。然而，按照上述的方式，在RF模块被包含在便携式装置中的情况下，当然，RF模块将不具有卡形形状。当包络相位被反转时，ASK调制中振幅的大小以及作为数字数据的高/低关系被反转。由于以即使发生反转也能正常执行通信的方式创建了特定的RFID协议，所以包络相位被反转这个事实本身不会造成问题。然而，在包络相位被反转的过程中，存在大载波振幅和小载波振幅之间的差相对于数字数据的高/低变成零的点。这时，由于R/W不能解调来自卡的响应数据，所以出现零讯号。图I示出了包络相位的反转与解调能否状态之间的关系。图I上侧的波形表示由卡正在发送的数据，该数据在卡的天线电流的变化中得到反映。图I下侧的波形表示在R/W的天线中出现的载波波形。可以看出，在图I中包络从左到右地变化，发生了包络相位的反转。在该反转处，出现“不能解调”的状态。
这里，将简要描述包络相位被反转的机制。利用“负载调制法”执行从卡到R/W方向的数据传输，“负载调制法”使卡侧天线的负载电阻发生变化。在这种负载调制方法中，通过导通/截止用于负载调制的FET来执行作为数字数据的高/低表示，所述FET包含在卡侧的RFID电路模块(通常为芯片构造)中。(由于使用曼彻斯特码，所以用高一低来表示“1”，用低一高来表示“O”。)在下文中，用于负载调制的FET还将被称作“负载开关”(负载SW)。由于在通信中的R/W和卡彼此磁耦合，所以检测由负载SW导致的卡的天线电流的变化作为R/W的天线中的载波波形的振幅变化。为此，R/W以与ASK调制波的解调相同的方式执行根据包络检测的解调。将给出模型的描述，从而通过磁耦合来简化卡的天线电流的变化被转换成读/写器的天线电压的变化的状态。图2A示出了 R/W和卡的主电路单元。在这幅图中，为了方便的缘故，非接触IC卡的RFID模块被称作“卡”。在所述卡的内部，仅示出了与发送相关的部 分，而省略了其它元件的图示。R/W中的块“TNS”和“RCV”分别表示发送单元和接收单元。图2B示出了等效电路，在该等效电路中，简化了磁耦合的R/W和卡。图2B中示出的R/W的电压Vl对应于R/W的天线中产生的电压。图2B是示出了等效电路的电路图，在该等效电路中，简化了磁耦合的R/W和卡。在这幅图中，Vl对应于在R/W的天线中产生的电压。当用电路等式来表示Vl时，Vl可被按下面的式(I)描述。[式I]
= OiyA + A). A + {-jcoM. Z2)
V._ _J\_ _J
通过ij在天线端产生的电Jfea 通过i2在天线端产生的电压=b可以从该式(I)中看出，电压Vl为由电流Il产生的电压a和流经卡侧天线的电流12产生的电压b的相加组合。作为其结果，由于负载SW的开/关导致12改变，所以可以通过包络检测来传达信息。此外，用下面的式⑵表示这个等价电路中的Il和12之间的关系。[式2]Ii = -^-(CoL2 -— jR2)
ωΜcoC2结果，可以认为，Il和12之间的相位差受到L2、R2和C2之间的关系( 卡的谐振频率)的影响。这里，下面的点成为问题。即，关于电压波形a和b之间的相位差，电压a受LI和Rl之间的关系的影响，电压b受L2、R2和C2之间的关系的影响。为此，作为结果，电压Vl变为使得具有相互相位差的两个正弦波被相加组合。当两个正弦波被相加组合时，如果相互的相位关系为同相，则波形的电平被直接相加。如果相位关系为反相，则波形的电平被相减。在同相和反相之间的中间状态下，存在波形的电平不变的相位关系，其结果是组合后的ASK的振幅的变化丢失。
图3A-3C示出了利用示波器的信道(ch)相加组合功能作为用于解释R/W的天线中产生的电压Vl的基准的波形的示例。这示出了 chi的波形和ch2的波形被组合，其中，在chi中呈现电压a，在ch2中呈现电压b。时间轴的范围被改变以表示图3的上半部和下半部中的相同波形表示同一波形。上半部表示载波范围(50nSec/div)内的波形，下半部表示ASK调制范围(2ysec/div)内的波形。此外，图3A表示波形完全反相时的状态，图3C表示波形完全同相时的状态，图3B表示介于上述两种状态之间的中途状态(零讯号)。接下来，将描述谐振频率与具有非接触IC卡功能(即，其中包含有RFID模块)的便携式装置的零讯号容易发生的位置之间的关系。在大量使用金属的便携式装置的情况下会尤其成为问题的是R/W天线的自感(LI)的变化。形成R/W天线的自感(LI)的磁通量被诸如电子设备的外壳或基板的GND平面的金属表面(准确地说，大致平面形状的导体)中产生的涡电流所抵消。为此，随着便携式装置靠近R/W天线，R/W天线的自感大幅降低。同时，电压b相对于电压a的相位关系变 化成前侧(leading side)。在载波相位的变化量无法包含在不发生零讯号的范围内的情况下，在便携式装置与R/W紧密接触的位置附近无法执行通信。图4是表示当使便携式装置靠近环形天线时L值的变化的实际测量示例的曲线图。该曲线图的横轴表示从便携式装置直到环形天线的距离(_)，纵轴表示R/W天线的自感(LI)的电感值(μ H)。由于取决于使不同的便携式装置靠近R/W，金属体的布置和面积不同，所以施加在相对的R/W装置的感应的振幅不同。然而，可以看出，即使装置不同，电感值也趋于随着距离的减小而减小。在R/W中，具体地讲，当作为便携式装置靠近时R/W天线的电感降低的结果，便携式装置的谐振频率(在下文中，表示为f0)高时，由于电压b相对于电压a的相位关系为使这两个电压都处于前方向，所以不利的条件相互符合，容易产生零讯号。对于这种机制，便携式装置的fO和容易发生零讯号的通信距离之间的关系具有如图5中的图表所示的趋势。图5是示出了便携式装置的谐振频率和可通信区域之间的关系的图表。该图表的横轴表示便携式装置的谐振频率f0 (MHz)，纵轴表示通信距离(mm)，即，从便携式装置直到R/W的距离。便携式装置的谐振频率的每个值的一对相邻条中右侧的条表示相对于f0高的R/W的便携式装置的可通信位置。左侧的条表示相对于fO低的R/W的便携式装置的可通信位置。该图的右下区域的黑色条部分表示已经发生零讯号的位置。关于R/W的谐振频率f0，假定由于各个装置之间的个体差导致变化。如从图5中所看到的，在区域Rl和区域R2之间不能通信，区域Rl为对于谐振频率fO低的R/W与谐振频率f0低的便携式装置的组合较远的地方，区域R2为对于谐振频率fO高的R/W与谐振频率f0高的便携式装置的组合较远的地方。除此之外，对于谐振频率f0高的R/W与谐振频率f0高的便携式装置的组合，在与R/W紧密接触附近的区域RO中容易发生零讯号。具体地讲，由于在与R/W紧密接触附近的区域RO中发生零讯号是与期望“距离越小，通信将越容易”的用户的直觉相反的现象，所以这与可用性的恶化与直接联系。因此，通常，需要严格管理便携式装置的谐振频率fO，使得便携式装置的通信距离满足规定并落入不发生零讯号的范围(在下文中称作允许范围)内。然而，谐振频率f0不仅受诸如环形天线和调谐电容器的部件的变化的影响，而且还受机械结构类变化和制造步骤中的组件变化(诸如环形天线和基板的GND平面之间的位置关系)的影响。为此，由于便携式装置的批量生产导致的谐振频率fO的变化范围经常超出其允许范围。为了将变化范围控制在窄带内，需要牺牲部件的成本并且在制造步骤中花费时间，诸如转换成基于更多位或利用微调电容器的调节的fO调节电路。至此，关于零讯号问题，在读/写器侧进行测量比在卡侧执行零讯号测量相对容易，并且读/写器装置内的测量已经投入市场。另一方面，尚未进行测量的读/写器已被大量普及，并且优选地在与这些读/写器装置的通信中不产生零讯号。为此，存在在卡侧进行零讯号测量的需求。作为在卡侧进行测量的现有技术的方法，PTL I中公开了一种技术。图19示出了根据这种现有技术的方法的便携式装置的整体构造。在这种现有技术的方法中，设置在移动终端中的电平检测单元15检测环形天线11的天线激励电压的电平，根据电平检测单元的输出执行FET 16的开/关控制，由此选择性地将电容器17的电容加到与天线11 一起形 成谐振电路的电容器12的电容。采用这种布置，执行移动终端靠近R/W时减小谐振频率的控制。作为电平检测单元15的内部构造，通常，利用如该图中所示的电路构造如下执行处理。即，环形天线11的激励电压被整流单元151中的整流二极管152转换成DC电压，利用比较器153等检测这个DC电平的增加。根据比较器153的检测输出对FET开关16进行开/关控制。[引用列表][专利文献][PTL I]日本未审查专利申请公开第2006-238398号在上述PTLl中公开的现有技术中，存在诸如下面描述的问题。首先，由于部件的数量大，所以在成本和安装区域方面难以在便携式装置采用该技术。其次，由于在电平检测单元15中需要整流单元151，所以在用于无线通信的其它传输波(诸如GSM)被叠加在用于RFID的天线中的情况下，在整流单元151的二极管152中会产生乱真分量。在这种背景下，本申请的发明人已经认识到需要以相对低的成本提供具有能够扩大允许的谐振频率范围的新构造的RFID模块和利用该模块的便携式装置。

发明内容
根据实施例的RFID模块包括天线元件，用于形成RFID天线；RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块；谐振频率调节电路，调节RFID天线的谐振频率，该谐振频率调节电路连接到天线元件。谐振频率调节电路包括诸如FET的元件,该元件包括连接到天线元件的漏极端、接地的栅极端和接地的源极端，其中，上拉电阻器连接在所述漏极端和电源之间。谐振频率调节电路还可包括电容器，其一端连接到天线元件的一端，并且FET的漏极端连接到该电容器的另一端。基于当RFID模块靠近R/W装置时在RFID天线中激励的电压，当输入预定振幅或更大的振幅的AC波形时，通过该电容器发生漏极端的DC电平的减小。基于此，漏-源寄生电容值增大。结果，环形天线的谐振频率向较低频率移动。结果，避免在R/W附近发生零讯号。谐振频率调节电路还可包括另一电容器，所述另一电容器的一端连接到所述电容器和FET的连接点并且另一端接地。结果，可加强谐振频率特性的滞后性，最终使谐振频率稳定。可包括分别设置在天线元件的一端和另一端的第一谐振频率调节电路和第二谐振频率调节电路。结果，可以保持均衡方法的RFID天线的均衡。在RFID模块中，对应于第一谐振频率调节电路和第二谐振频率调节电路的每个FET的栅极端连接的电阻器包括相互串联连接的第一电阻器和第二电阻器。RFID模块还可包括第一无源元件和第二无源元件，第一无源元件连接在第一谐振频率调节电路中的第一电阻器和第二电阻器的连接点与第二谐振频率调节电路中的FET的漏极端之间，第二无源 元件连接在第二谐振频率调节电路中的第一电阻器和第二电阻器的连接点与第一谐振频率调节电路中的FET的漏极端之间。结果，能够调节发生谐振频率的移动的通信距离的阈值。FET的栅极端可连接到IO端口，所述IO端口能够通过电阻器在高和低之间切换其输出。根据另一实施例的便携式装置包括显示单元，向用户提供显示接口 ；操作单元，向用户提供输入接口 ；RFID单元；和控制单元，执行每个单元的控制和必要的数据处理。RFID单元包括天线元件，用于形成RFID天线；RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块；谐振频率调节电路，连接到天线元件并调节RFID天线的谐振频率。谐振频率调节电路包括诸如FET的元件,所述元件包括连接到天线元件的漏极端、接地的栅极端和接地的源极端，其中，上拉电阻器连接在所述漏极端和电源之间。谐振频率调节电路还可包括电容器，所述电容器的一端连接到天线元件的一端，并且FET的漏极端连接到该电容器的另一端。根据另一实施例，提供了一种用于RFID模块的通信方法，该RFID模块具有形成RFID天线的天线元件、天线元件所连接的RFID电路块、谐振频率调节电路。所述方法包括将谐振频率调节电路的源极接地元件连接到天线元件的一端；将源极接地元件的漏极端通过上拉电阻器上拉至电源电压；将源极接地元件的栅极端接地。根据本实施例，能够针对老型号的读/写器装置极大地抑制反相零讯号的发生。具体地讲，能以相对低的成本提供具有能够扩大允许谐振频率范围的新构造的RFID模块和利用该模块的便携式装置。


图I示出了 RFID系统中包络相位的反转与解调能否状态之间的关系。图2A和2B是示出了简化了相互磁耦合的R/W和卡的等效电路的等效电路。图3A至3C示出了为了解释在R/W的天线中产生的电压Vl而利用示波器的频道(ch)相加组合功能的波形的示例。图4是示出了当使环形天线靠近便携式装置时L值的变化的实际测量示例的曲线图。图5是示出了便携式装置的谐振频率和其可通信区域之间的关系的图表。图6A和6B示出了对图5中示出的图表中的实施例应用改进之前和之后的图表。图7示出了根据第一实施例的RFID模块的构造的示例。图8A至8C示出了表示FET的漏-源电压和FET的每个单元的寄生电容的电容值之间的关系的特性的示例。图9A和9B示出了 FET电容对并联谐振电路的影响。
图10示出了第一实施例的变型。图11是示出了通信距离和FET的漏极电势之间的关系的曲线图。图12示出了与图6B相同的图表中的滞后效果。图13示出了能够加强滞后性的RFID模块的构造的示例。图14示出了发生谐振频率fO的阈值距离D远离R/W的情况。图15示出了根据第三实施例的RFID模块的构造的示例。图16示出了第三实施例的变型。图17是用于比较基于通过利用电平检测单元输出的检测来执行电容值之间的切换的现有技术和第一实施例的电路规模的图示。图18示出了根据实施例之一的其中包含有RFID模块的便携式装置的构造的示例。图19示出了根据现有技术的便携式装置的整体构造。
具体实施例方式下面将参照附图更详细地描述优选实施例。在本实施例中，通过利用示例性的FeliCa(Sony公司的注册商标)作为电磁感应方法的典型RFID系统而给出描述。然而，实施例并不特别限制于此。例如，本实施例可应用于NFC(近场通信)或任何其它RFID系统。在诸如图5中示出的零讯号发生趋势中，如果当便携式装置靠近R/W时，便携式装置的谐振频率fO能够动态地向低频率自动移动，则能够显著地扩大便携式装置的允许谐振频率范围。图6A和图6B是示出对图5中示出的图表中的实施例应用改进之前和之后的图示。例如，当便携式装置从远离预定阈值距离D的位置越过阈值距离D移动到R/W附近的位置时，便携式装置的谐振频率在阈值距离D附近向低频移动。尽管在谐振频率的位移对应于通信距离(图6A)的情况下的允许谐振频率范围为AF1，但是在发生位移(图6B)的情况下的允许谐振频率范围变成远大于AFl的AF2。按照以上描述的方式的允许谐振频率范围的扩大有助于fO调节电路的位数的减少，有助于减少制造步骤的花费时间等。图7示出了根据第一实施例的RFID模块的构造的示例。RFID模块通常由形成作为RFID天线的环形天线220的天线元件和该天线元件所连接的RFID电路块240构成。为了实现与环形天线220的电感的并联谐振，把调谐电容器CO设置在位于环形天线220的两端的天线线路之间。此外，在本实施例中，RFID模块包括谐振频率调节单元230,谐振频率调节单元230连接到天线元件的两端并调节RFID天线的谐振频率。这个谐振频率调节单元230包括第一谐振频率调节电路231和第二谐振频率调节电路232。RFID电路块240包括整流单元241和解调单元243等，其中，整流单元241接收跨环形天线220的两端激励的电压并执行整流，解调单元243以相似的方式接收激励的电压并执行包络检测。这种RFID电路块240的构造本身是公知的，并且可用现有的RFID的LSI形成RFID电路块240。谐振频率调节单元230的第一谐振频率调节电路231包括电容器(直流切断(DC-cut)电容器)Cl，其一端连接到天线元件的一端；电场效应晶体管FET I，其漏极端(D)连接到电容器Cl的另一端并且其源极端(S)接地；上拉电阻器R1，具有相对高的电阻值并且连接在FETl的漏极端和电源(电源电压VDD)之间。FET I的栅极端(G)通过电阻器R3接地。
类似地，谐振频率调节单元230的第二谐振频率调节电路232包括电容器(直流切断电容器)C2，其一端连接到天线元件的所述另一端；电场效应晶体管FET 2，其漏极端D连接到电容器C2的另一端并且其源极端S接地；上拉电阻器R2，具有相对高的电阻值并且连接在FET 2的漏极端和电源(电源电压VDD)之间。FET 2的栅极端G通过电阻器R4接地。第一谐振频率调节电路231和第二谐振频率调节电路232的操作彼此相同。因此，在下文中，将主要描述第一谐振频率调节电路231。由于FET I的栅极端G通过电阻器R3接地，所以FET I被设置在截止状态。以相同的方式设置成截止状态的FET I的漏极端D通过高电阻值的电阻器Rl被上拉至电源电压。在这个状态下，在环形天线220的两端激励的载波的AC分量被提供给漏极端D。当卡侧装置(即，便携式装置)接近R/W时，在天线中激励的载波的振幅增大，并且施加到漏极端D的AC振幅也增大。施加到漏极端D的AC波形通过FET I的反馈电容(Cdg)被传输到栅极端G。因此，FET I从完全截止状态转变成漏极截止电流略微流动的状态。结果，由高电阻值的上拉电阻器Rl上拉的漏极端D的DC电势降低。漏-源电容(Cds)具有DC偏置特性，即，根据DC偏置而变化。漏极端D的DC电势的降低导致漏-源电容(Cds)增大。结果，天线的谐振频率fO降低。利用这一系列操作，当装置靠近R/W时能够降低卡侧天线的谐振频率。为了保持天线的均衡，第一谐振频率调节电路231和第二谐振频率调节电路232相对于天线元件的两端以对称的方式形成。除非要使用的RFID电路块240采用均衡法，否则可相对于天线线路中的位于激励电压高的一侧的天线线路设置单个谐振频率调节电路。此外，尽管假定电阻器包含在栅极端中的类型的FET，在要使用不包含电阻器的FET的情况下可在外部设置电阻器元件。作为元件常数的测量，例如，与天线的L值一起，Cl和C2 =大约5至20pF，Rl和R2 =大于1ΜΩ，CO =诸如在13. 56MHz附近共振的值。这里，将描述图7的RFID模块的典型操作。由于FET I的栅极端连接到GND，所以FETl总是处于截止状态，并且在待机时漏电流基本变为零。为此，FET I的漏极端的DC电势变为基本等于上拉目标的电源电压VDD。提前将Rl和R2的常数设置为在相对于当栅电压=OV时漏极截止电流不发生显著压降的范围内的尽可能高的电阻值。当便携式装置移动靠近R/W时，在天线端中激励了载波，并且载波的AC分量通过直流切断电容器Cl被叠加在FETl的漏极端上。这时，AC分量通过FET I的反馈电容Cdg被传输至栅极端D的内部。当AC分量的振幅足够小时，FET I保持完全截止状态，并且以VDD电势为中心的AC载波出现在FET I的漏极端中。当便携式装置靠近R/W时，施加到漏极端的AC波形的振幅随着离R/W的距离而增大。这时，通过电容Cdg传输至栅极端内部的AC波形的振幅也增大。当这个振幅达到预定水平时，漏电流开始略微流动，并且漏极端D的DC电势根据上拉电阻器Rl的值而降低。利用增大的上拉电阻值，相对于漏电流的变化，DC电势的变化增大。这里，图8A至8C示出了显示FET的漏-源电压和FET的每个单元的寄生电容的电容值之间的关系的特性示例。图8A是示出了 FET的漏-源电压Vds (V)与Ciss、Coss和Crss的每个静电电容C(pF)之间的关系的曲线图。这里，如图8B所示，FET在其漏极端D、源极端S和栅极端G之间形成相互寄生电容Cds、Cdg和Cgs。寄生电容Cds、Cdg、Cgs与Ciss、Coss、Crss之间的关系定义如下。 Ciss = Cgs+CdgCoss = Cds+CdgCrss = Cdg图8C示出了在Vgs = 0V、f = IMHz和Ta = 25°C的条件下，相对于源极接地的FET中的漏-源电压Vds的特定电压值的电容Ciss、Coss和Crss的电容值(pF)的特定示例。如从这个特定示例可推断的，通常，每个单元的电容值随着增大的漏-源电压Vds而减小。尽管电容的绝对值根据FET的类型而不同，但是电容随着电势差的增大而降低的关系是典型性质。由于该性质，在漏极端D的DC电势降低的FET中，每个单元的电容值增大。如果VDD为大约3V，则在漏极端D的DC电势降低至大约O. 5V的情况下的Ciss从9. 3pF变化(增大)至15pF, Coss从9. 8pF变化(增大)至20pF, Crss从4. 5pF变化(增大)至12pF。接下来，将参照图9A和9B描述FET电容对并联谐振电路的影响。图9A示出了图7中的RFID模块的电容的连接关系。图9B是将该连接关系简化为并联谐振电路的图示。如图9A所示，第一实施例中的FET的部件的电容通过GND形成相对于环形天线220的闭合电路。为此，FET的部件的电容用作与CO并联插入的多个电容器，并形成并联谐振电路的一部分。在FETl的Cds、Cdg和Cgs的组合电容(在下文中称作Cfetl)和FET2的Cds、Cdg和Cgs的组合电容(在下文中称作Cfet2)增大的情况下，由于天线的谐振频率fO用下面的式子表示，所以由于电容的增大fO向低频率改变。天线的谐振频率f0= 1/2 V (Lant · Cant)天线的组合电容Cant= CO+{Cl · Cfet 1/2 · (Cl+Cfet I)}其中，Cl= C2，且 Cfet I = Cfet 2FET 的组合电容Cfet I = Cfet 2 = Coss-Crss'2/Ciss其中，Crss~2表示Crss的平方。在使用了在前面的示例中给出的Ciss从9. 3pF变成15pF，Coss从9. 8pF变成20pF，Crss从4. 5pF变成12pF的情况下，Cfetl和Cfet2从7. 6pF变成10. 4pF，并且电容值增大了 2. 8pF。这时，当假定环形天线的电感值为2. 5 μ H，CO = 51pF且Cl = C2 = 22pF时，Cds、Cdg和Cgs的组合电容从7. 6pF变成10. 4pF时谐振频率fO从13. 72IMHz变为13. 63IMHz0即，fO向低频移位了 90kHz。当FET I和FET 2的漏电流都增大至一定程度时，作为漏-源电阻值降低的结果在漏极出现的AC波形振幅减小。结果，对于这种用法，FET将不会达到完全导通状态。根据上述的第一实施例，在其中安装有RFID功能的便携式装置中，通过利用FET的漏-源电容(Cds)所具有的DC偏置特性，可以在仅当载波电平高时才使RFID天线的谐振频率向低频移动。结果，通过利用FET具有的特性，用非常少量的部件就能获得期望的优点。如上所述，在本实施例中，利用了下面的现象，即，当13. 56MHz的AC波形被施加到被控制在截止状态的FET的漏极端时，漏极截止电流响应于AC波形的振幅而略微增大。本实施例的第一功能是检测作为由于因漏极截止电流增大而使相对于连接到漏 极端的上拉电阻器的分压比率变化导致漏极端的DC电势被改变(降低)的结果的AC波形的振幅电平。本实施例的第二功能是执行AC电平-电容转换，其通过利用基于当预定振幅以上的AC波形被输入时发生的漏极端的DC电平的减小从而漏-源寄生电容值增大的性质，将AC波形的振幅电平转换成电容值。本实施例的第三功能是通过当基于第二功能接收预定载波强度或更高的载波强度时使环形天线的谐振频率向低频移动来避免在R/W附近发生零讯号。接下来，将参照图10来描述第一实施例的变型。图10示出了第一实施例的变型的构造。在这幅图中，与图7中示出的部件相同的部件用相同的标号表示，并省略对其的重复描述。在第一实施例中，FET I和FET 2的栅极端直接降到GND。相比而言，在这个变型中，栅极端连接到RFID电路块240的输入/输出端口(10端口)。这种IO端口可切换到输出高和低之一，并可通过RFID电路块240内部或外部的控制单元(未示出)设置。在从便携式装置的工厂发运的检查过程中，由于环形天线的谐振频率fO作为IO端口输出被切换成高的结果而进行变化，所以通过测量该频率，能够检查安装缺陷及FET I和FET 2周边的类似部件。在检查后，通过将IO端口输出设置为低，基本上，在从工厂发运之后，总是达到低状态，并且电操作与第一实施例中的相同。在图10中，使用RFID电路块240的IO端口。或者，可使用另一电路块(IC)的IO端口。接下来，将描述第二实施例。在FET的栅极端内出现的AC波形采用如下形式在FET的漏极端出现的AC分量被Cdg和Cgs分割。如果漏极的DC电势例如从3V降低至IV，而FET的Cdg从4. 5pF变成8pF，则Cgs( = Ciss-Cdg)从4. 8pF变成4pF。结果，Cdg相对于Cgs的分压比率沿被传输至栅极端内部的AC波形增大更多的方向变化。为此，漏极电势的降低变成了导致漏极电势进一步降低的操作。结果，漏极电势未稳定在IV，而是以切换的方式变化直到大约0V。SP，相对于AC波形的振幅的变化，漏极电势的变化成为具有滞后性的操作。图11示出了通信距离和FET的漏极电势之间的关系。由通信距离的变化导致的漏极电势变化的轨迹对于离去路径和返回路径具有不同的路径。即，谐振频率特性展现出滞后性。按照如上所述的方式，漏极电势有助于寄生电容，寄生电容最后有助于谐振频率。因此，如果滞后性不足，则在漏极电势改变时产生寄生电容的不稳定性并最终产生谐振频率的不稳定性，并且通信特性会受到影响。图12示出了与图6B的图表相同的图表中的滞后效果。这里，针对便携式装置的谐振频率和其通信距离之间的关系示出了滞后性。即，发生谐振频率移动的通信距离在通信距离变化的离开路径和返回路径之间不同。在漏极端出现的AC波形振幅使得在天线端(a)出现的波形被Cds、Cdg、Cgs和Cl的组合电容(在下文中称作Cfet)分压。当考虑到这个事实时，尽管Cl的电容值在漏极电势降低时几乎不变，但是Cfet增大。为此，分压比率沿施加到漏极端的AC波形振幅减小的方向变化。相反地，该现象成为弱化滞后性的工作。因此，通常，如上所述的加强滞后性的工作与弱化滞后的工作同时起作用。在图7中示出的RFID模块中，也可预计到滞后性。从操作的稳定性的观点看，优选地，可以进一步加强滞后性。当期望加强滞后性时，可以通过减小弱化滞后的效果来进行 调整。图13示出了能够加强这种滞后性的RFID模块的构造的示例。在这幅图中，与图7中示出的部件相同的部件用相同的标号表示，并且省略对其的重复描述。下面是与图7中示出的构造的不同之处。即，设置了电容器C3，电容器C3的一端连接到谐振频率调节单元230a的第一谐振频率调节电路231a内的直流切断电容器Cl和FET I的连接点并且另一端接地。另外，类似地，在第二谐振频率调节电路232a中，设置了电容器C4，电容器C4的一端连接到其直流切断电容器C2和FET 2的连接点并且另一端接地。按照如上所述的方式，虽然加强滞后的工作取决于Cdg相对于Cgs的分压比率，但弱化滞后的工作取决于Cl相对于Cfet的分压比率。因此，当添加了电容器C3时，施加到FET I的漏极端D的AC波形振幅变成使得在天线端(a)出现的波形被Cl和(Cfet+C3)分压。为此，当Cfet的值变化时对分压比率的影响小。结果，当Cfet增大时在漏极端D中出现的AC振幅的减小被抑制，并且根据Cdg相对于Cgs的分压比率的“加强滞后的效果”变成主导。结果，滞后性趋于在整体上被加强。第一实施例的上述变型可应用于第二实施例。接下来，将描述第三实施例。如图14所示，当发生谐振频率fO的上述移动的通信距离的阈值距离D离R/W太远时，存在阈值距离D由于谐振频率fO的移动而偏离可通信范围的可能性，如在区域R3中。为此，优选地，调节阈值距离D (最终，漏极电势的阈值降低)，从而在便携式装置与R/W足够靠近后谐振频率fO改变。在图7中示出的第一实施例的谐振频率调节单元230中，为了使漏极电势降低的阈值接近R/W的阈值，Cl和C2的电容值被减小并且被传输至漏极端的AC波形振幅减小就足够了。然而，当Cl和C2的电容值减小时，漏极电势降低时的谐振频率fO的移动量减小。因此，避免在与R/W紧密接触的附近出现零讯号的性能也降低。因此，在第三实施例中，将描述在确保足够的fO移动量的同时将阈值调节到R/W的阈值附近的技术。
图15示出了根据第三实施例的RFID模块的构造的示例。在这幅图中，与图7中不出的部件相同的部件用相同的标号来表不，并省略对其的重复描述。在本实施例中，利用了以下事实作为环形天线的性质，在环形天线220的两端的端子(a)和端子(b)中出现的波形相互处于反相。为此，与图7中示出的构造的不同之处在于增加了作为用于调节阈值的无源元件的电容器C5和C6、电阻器R5和R6。结果，波形从FET 2的漏极端经由电容器C5而提取至FET I的栅极端，并且波形从FET I的漏极端经由电容器C6被提取至FET 2的栅极端。结果，来自谐振频率调节单元中的谐振频率调节电路之一的反相波形被与从另一谐振频率调节电路经Cdg传输的波形组合。更具体地讲，谐振频率调节单元230b中的第一谐振频率调节电路231b中的栅极 电阻器使得电阻器R3和电阻器R5相互串联连接。此外，谐振频率调节单元230b中的第二 谐振频率调节电路232b中的栅极电阻器使得电阻器R4和电阻器R6相互串联连接。此外，用作第一无源元件的电容器C5连接在谐振频率调节电路231b中的电阻器R3和电阻器R5的连接点与另一谐振频率调节电路232b中的FET 2的漏极端D之间。类似地，用作第二无源元件的电容器C6连接在谐振频率调节电路232b中的电阻器R4和电阻器R6的连接点与另一谐振频率调节电路231b中的FET I的漏极端D之间。为了取得谐振频率fO的大移动量，需要增大电容器Cl和C2的电容值。然而，在从漏极端D穿过电容Cdg之后传播至栅极内的AC分量增大，并且导致在离R/W远的地方出现fO移位。为此，出于从栅极端一侧施加具有与AC分量相反的相位的波形以在栅极内相互抵消的目的，布置了电容器C5和C6。R5和R6是将AC波形传送至栅极内部同时保持栅极端的DC电势位于GND电平的电阻器。作为常数的测量，C5和C6为与Cdg大约相同的程度或低于Cdg，并且R5和R6为大约 IOkQ 至 IOOkQ。在电阻器被包含在栅极端的情况下，在经过电阻器时出现相位差，并且抵消效果降低。因此，优选地，电阻值等于或低于Cdg的阻抗的绝对值。另外，在第三实施例中，第一实施例的变型和第二实施例的特征可被结合使用。图16示出了第三实施例的变型。在这幅图中，与图15中示出的部件相同的部件用相同的标号表示，并将省略对其的重复描述。与图15中示出的构造不同之处在于使用电阻器R7和R8来代替电容器C5和C6作为无源元件。作为无源元件，可使用电容器、电阻器、电感器或这些元件的任意组合。在这种情况下，可降低天线的Q。如果降低在允许的范围内，则本实施例的优点可毫无问题地被享用。将描述作为典型实施例的上述第一实施例的优点。根据第一实施例，获得了诸如下面的具体优点。第一优点是减少部件数量的效果。图17是用于比较基于通过利用电平检测单元输出的检测来执行电容值的切换的现有技术和第一实施例的电路规模的示意图。在本实施例中，仅有电容器、FET和上拉电阻器，执行天线的感应电压的电平的检测直到电容值的切换。为此，能够减少现有技术的电平检测电路所需的整流二极管和比较器外围电路。具体地讲，现有技术中的比较器外围电路需要很多部件，诸如用于设置阈值的电阻器、用于稳定电势的电容器、用于提供滞后的反馈电阻器以及在非通电状态下从天线输入大的输入电压时的保护电阻器。在本发明的实施例中，由于这些部件不是必须的，所以减少的效果大。第二，根据天线的感应电压的AC分量的振幅大小执行电平检测的整流电路不是必须的，并且在诸如GSM的用于无线通信的其它发送波被叠加在RFID的天线上的情况下，对在整流单元151的二极管152中出现乱真分量的担心减少。第三，由于没使用比较器，所以可以减小比较器的待机电流以及在用于设定阈值的电阻分压中消耗的电流。针对上述实施例和变型一样，基本上共同获得了这些优点。上述的RFID模块不仅以非接触IC卡的形式来实现，而且还可以被包含在便携式装置中并被使用。图18示出了根据实施例之一的其中包含有RFID模块的便携式装置300的构造的示例。 便携式装置300包括控制单元310、天线311、通信单元312、显示单元313、操作单元314、存储单元315、音频处理单元316、扬声器317、麦克风318和包括RFID模块的RFID单元319。控制单元310是执行每个单元的控制和必要的数据处理的处理器，该处理器通过总线320连接到每个单元，并且控制单元310具有诸如MPU的处理器。通信单元312是通过天线利用无线电波与基站执行无线通信的部件。显示单元313是用于向用户提供显示接口的部件，并包括诸如LCD或有机EL的显示装置，用于在显示屏幕上显示信息。操作单元314是用于向用户提供输入接口的部件，并包括输入装置，诸如数字键盘和各种控制键。存储单元315是用于存储OS、作为将由控制单元310执行的程序的诸如通信应用程序的各种应用程序和必要数据的部件，并且存储单元315包括诸如ROM和RAM的存储器。音频处理单元316是用于接收的电话谈话语音、运动图像文件的音频和音乐数据的处理单元，并包括编解码器，用于输出语音的扬声器317和用于收集发送的电话谈话语音的麦克风318连接到音频处理单元316。RFID单元319优选地包括接口单元319a，接口单元319a用于RFID模块319b和控制单元310之间的对接。控制单元310执行诸如RFID模块319b的激活/去激活等的控制，并可在激活状态下通过接口单元319a对RFID模块319b给予数据以及从RFID模块31%接收数据。RFID模块31%通常具有于存储数据的内置的存储器(未示出)。除了移动电话终端之外，便携式装置300可包括PDA、游戏机、PC和家用电器。作为另一实施例，本说明书还提供了一种通信方法，具体地讲，一种用于RFID模块的通信方法。该通信方法包括下面的步骤通过电容器将源极接地的FET连接到RFID天线的天线元件的一端，将FET的漏极端上拉至预定的电源电压，通过电阻器将FET的栅极端接地，基于当RFID模块靠近R/W装置时在RFID天线中激励的电压，当输入预定振幅以上的AC波形时通过所述电容器减小漏极端的DC电平，以及通过基于DC电平的减小而增大漏-源寄生电容值，使环形天线的谐振频率向较低频率移动。在前面已经描述了优选的实施例。除了上述描述之外，可以进行各种变型和改变。当然，本领域的技术人员应该理解，根据设计或其它要素可以产生各种变型、组合和其它实施例，只要它们在权利要求或其等同物的范围内即可。例如，已经描述了包括RFID模块的便携式装置。另选地，本实施例可应用于卡形或任意其它形式的RFID模块。此外，在实施例中给出的具体数值仅仅是为了例示而作为示例示出，要求保护的发明不限于这些数值。在上述实施例中，已经给出了 RFID模块的描述，该RFID模块包括天线元件，用于形成RFID天线，RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块，谐振频率调节电路,调节RFID天线的谐振频率,所述谐振频率调节电路连接到天线元件，
其中，谐振频率调节电路包括电容器，其一端连接到天线元件的一端，FET，其漏极端连接到电容器的另一端并且其源极端接地；和上拉电阻器，连接在FET的漏极端和电源之间，其中，FET的栅极端通过一电阻器接地。此外，已经给出了 RFID模块的描述，在RFID模块中，谐振频率调节电路还包括另一电容器，其一端连接到上述电容器和FET的连接点并且另一端接地。此外，已经给出了 RFID模块的描述，所述RFID模块包括分别设置在天线元件的一端和另一端的第一谐振频率调节电路和第二谐振频率调节电路。此外，给出了 RFID模块的描述，其中，连接到第一谐振频率调节电路和第二谐振频率调节电路内的每个FET的栅极端的电阻器包括相互串联连接的第一电阻器和第二电阻器，并且其中，RFID模块还包括第一无源元件，连接在第一谐振频率调节电路中的第一电阻器和第二电阻器的连接点与第二谐振频率调节电路中的FET的漏极端之间；和第二无源元件，连接在第二谐振频率调节电路中的第一电阻器和第二电阻器的连接点与第一谐振频率调节电路中的FET的漏极端之间。此外，给出了 RFID模块的描述，其中，FET的栅极端通过电阻器连接到RFID电路块的IO端口，并且IO端口在高和低之间切换其输出并被设置。此外，已经给出便携式装置的描述，该便携式装置包括显示单元，向用户提供显示接口，操作单元，向用户提供输入接口，RFID 单元，控制单元，执行每个单元的控制和必要的数据处理，其中，RFID单元包括天线元件，用于形成RFID天线，RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块，和谐振频率调节电路,调节RFID天线的谐振频率,该谐振频率调节电路连接到天线元件，
其中，该谐振频率调节电路包括电容器，其一端连接到天线元件的一端，FET，其漏极端连接到电容器的另一端并且其源极端接地；和上拉电阻器，连接在FET的漏极端和电源之间，其中，FET的栅极端通过一电阻器接地。[标号列表]151整流单元，152 二极管，152整流二极管，153比较器，220环形天线，230，230a，230b谐振频率调节单元，231，231a，231b谐振频率调节电路，232，232a，232b谐振频率调节电路，240RFID电路块，241整流单元，243解调单元，300便携式装置，310控制单元，311天 线，312通信单元，313显示单元，314操作单元，315存储单元，316音频处理单元，317扬声器，318麦克风，319RFID单元，319a接口 (I/F)单元，319b RFID模块，320总线
权利要求
1.ー种RFID模块，包括 天线元件，形成RFID天线； RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块； 第一谐振频率调节电路，具有包括连接到天线元件的漏极端、接地的栅极端和接地的源极端的元件，其中，上拉电阻器连接在所述漏极端和电源之间。
2.根据权利要求I所述的RFID模块，其中，天线元件具有第一端和第二端，第一谐振频率调节电路的漏极端连接到天线元件的第一端，所述RFID模块还包括 第二谐振频率调节电路，具有包括连接到天线元件的第二端的漏极端、接地的栅极端和接地的源极端的元件，其中，上拉电阻器连接在第二谐振频率调节电路的漏极端和电源之间。
3.根据权利要求2所述的RFID模块，其中，在天线元件的第一端和第二端之间设置了电容器。
4.根据权利要求2所述的RFID模块，其中，对于第一谐振频率调节电路和第二谐振频率调节电路中的每个，栅极端通过ー对串联连接的电阻器接地，设置ー电容器，该电容器的一端连接在这对电阻器之间并且另一端连接到第一谐振频率调节电路和第二谐振频率调节电路中的另ー个的漏极端。
5.根据权利要求I所述的RFID模块，其中，栅极端通过ー电阻器接地。
6.根据权利要求I所述的RFID模块，其中，栅极端连接到RFID电路块的输入/输出(IO)端ロ。
7.根据权利要求I所述的RFID模块，其中，天线元件形成环形天线。
8.根据权利要求I所述的RFID模块，其中，第一谐振频率调节电路的所述元件为场效应晶体管(FET)。
9.根据权利要求I所述的RFID模块，其中，第一谐振频率调节电路还包括第一电容器，第一电容器的第一端连接到天线元件并且第二端连接到所述漏极端。
10.根据权利要求9所述的RFID模块，其中，第一电容器的第二端还连接到第二电容器的第一端，并且第二电容器的第二端接地。
11.ー种包括根据权利要求I所述的RFID模块的近场通信(NFC)系统。
12.一种便携式装置，包括 显示单元，向用户提供显示接ロ ； 操作単元，向用户提供输入接ロ ； RFID单元；和 控制单元，执行每个单元的控制和数据处理， 其中，RFID单元包括 天线元件，用于形成RFID天线； RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块；和 谐振频率调节电路，具有包括连接到天线元件的漏极端、接地的栅极端和接地的源极端的元件，其中，上拉电阻器连接在所述漏极端和电源之间。
13.一种用于RFID模块的通信方法，该RFID模块具有形成RFID天线的天线元件、与天线元件连接的RFID电路块和谐振频率调节电路，所述方法包括将谐振频率调节电路的源极接地元件连接到天线元件的一端； 将源极接地元件的漏极端通过上拉电阻器上拉至电源电压；以及 将源极接地元件的栅极端接地。
14.根据权利要求13所述的通信方法，还包括 基于当RFID模块靠近R/W装置时在RFID天线中激励的电压，当输入预定振幅以上的AC波形时通过电容器减小源极接地元件的漏极端的DC电平；以及 通过基于DC电平的减小而増大漏-源寄生电容值，使环形天线的谐振频率向较低频率移动。
全文摘要
一种RFID模块，包括天线元件，用于形成RFID天线；RFID电路块，天线元件连接到该RFID电路块；第一谐振频率调节电路，具有包括连接到天线元件的漏极端、接地的栅极端和接地的源极端的元件，其中，上拉电阻器连接在所述漏极端和电源之间。
文档编号G06K19/067GK102693443SQ20111038951
公开日2012年9月26日 申请日期2011年11月30日 优先权日2011年3月21日
发明者三原善吉, 武田利彦, 津岛贵晃, 高桥俊行 申请人:索尼移动通信日本株式会社