专利名称：加快模拟加法器响应速度的方法、模拟加法器及变压器的制作方法
技术领域：
本申请涉及加法器电路技术领域，特别是涉及加快模拟加法器响应速度的方法、模拟加法器及变压器。
背景技术：
模拟加法器用于将失调电压、补偿斜波电压、传感电压进行累加，其中，所述失调电压是为了避免接地端的干扰或者电路内部各模块之间接地端电位的不同引起加法器的输出信号在传输中受到损失，所述补偿斜波电压信号是与振荡器的时钟信号周期同步发生 的锯齿状的补偿斜波；所述传感电压是流过电流型变压器的线圈的电流与采样电阻的乘积，该传感电压反应了与电路的负载相对应的电流变动情況。传统的模拟加法器中的跨导运算放大器中，在输入的传感电压较小时，输出级电路的开关管处于截止状态，开关管从截止区到饱和区需要的时间很长，使得传统的模拟加法器的输出电流不能很好地跟随输入信号变化，即模拟加法器的响应速度慢，不能很好地应用于电流负载频繁开关的电路中，也不能很好地应用于工作在CCM(ContinuousConduction Mode,连续导通模式)、临界工作模式或 DCM(Discontinuous ConductionMode,断续导通模式)三种工作模式下的电流型变压器中。
发明内容
为解决上述技术问题，本申请实施例提供ー种加快模拟加法器响应速度的方法、模拟加法器及变压器，以提高模拟加法器的响应速度，扩大适用范围，技术方案如下ー种加快模拟加法器响应速度的方法，应用于模拟加法器，该模拟加法器至少包括跨导运算放大器，该跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端、以及与输出级电路连接的第二输入端，该方法包括改变所述第一输入端所在支路中的电流，以使所述输出级电路与所述第二输入端所在支路之间产生电流，使得所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。优选的，所述改变所述第一输入端所在支路中的电流包括将所述模拟加法器中的失调电流源与所述第一输入端所在支路相连，以增加该支路中的电流。优选的，所述改变所述第一输入端所在支路中的电流包括改变所述模拟加法器中的偏置电流源所在支路与所述第一输入端所在支路的位置关系，以增大流过所述第一输入端所在支路中限流电阻的电流。本发明还提供一种模拟加法器，包括跨导运算放大器、失调电流源、第一输出电阻，其中，所述跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端，以及与输出级电路连接的第二输入端；所述跨导运算放大器的第二输入端连接接地端，第一输入端为该模拟加法器的输入端输入有传感电压，输出端 经过第一金属氧化物半导体场效应晶体管MOS管连接至所述第一输出电阻的高电位端，所述第一输出电阻的另一端接地，该第一输出电阻的高电位端为该模拟加法器的输出端；所述失调电流源与所述跨导运算放大器的第一输入端所在支路连接，以使所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。优选的，还包括补偿斜波电流源、第二输出电阻，其中，所述补偿斜波电流源通过所述第二输出电阻与所述第一输出电阻的高电位端相连，且该第二输出电阻的高电位端作为该模拟加法器的输出端。优选的，所述跨导运算放大器包括第一共源共栅偏置単元、输入级电路、输出级电路及反馈回路，其中所述第一共源共栅偏置単元与所述输入级电路相连，用于为所述输入级电路的MOS管提供偏置电流；所述输入级电路包括第二 MOS管、第三MOS管连接在所述第二 MOS管源极的反馈电阻，以及连接在所述第三MOS管源极的第二输入电阻，构成的镜像电流源；所述输出级电路还包括与所述第五MOS管串联连接的第四MOS管，其中，所述第五MOS管的漏极连接第四MOS管，所述第五MOS管的栅极与所述第三MOS管的漏极相连，且该第五MOS管的栅极连接所述失调电流源； 所述反馈回路包括所述第一 MOS管和第五MOS管，所述第一 MOS管的栅极连接所述第五MOS管的漏极，所述第五MOS管的源极连接至所述反馈电阻的高电位端。优选的，所述输出级电路中的第四MOS管的源极连接直流正电源，所述第四MOS管的栅极连接该第四MOS管的漏扱，该第四MOS管的漏极连接所述第五MOS管的漏扱，所述第五MOS管的源极连接所述反馈电阻的高电位端，所述第五MOS管的栅极连接所述第三MOS管的漏极，且该第五MOS管的栅极与所述失调电流源相连；所述第一 MOS管的栅极连接所述第四MOS管的栅极，所述第一 MOS管的源极连接直流正电源，所述第一 MOS管的漏极连接所述第二输出电阻的高电位端。优选的，还包括连接在所述第一共源共栅偏置単元和所述输入级电路之间的第ニ共源共栅偏置単元，其中，所述第一共源共栅偏置単元包括第一偏置电流源、第六MOS管、第七MOS管及第八MOS管，其中所述第六MOS管的源极连接直流正电源，漏极连接所述偏置电流源的负输出端，所述偏置电流源的正输出端接地；所述第七MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第七MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第七MOS管的漏极连接所述第二 MOS管的漏极；所述第八MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第八MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第八MOS管的漏极连接所述第三MOS管的漏极；所述第二共源共栅偏置単元包括第二偏置电流源、第九MOS管、第十MOS管及第i^ 一MOS管，其中所述第九MOS管的栅极和漏极连接，且该漏极连接所述第二偏置电流源；所述第十MOS管串接在所述第七MOS管和第二 MOS管之间，且所述第十MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅极连接；所述第i^一 MOS管串接所述第八MOS管和第三MOS管之间，且所述第i^一 MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅连接。本发明还提供一种模拟加法器，包括跨导运算放大器和偏置电流源，其中，所述跨导运算放大器具有未与输出级电路相连的第一输入端，以及与输出级电路相连的第二输入端;所述跨导运算放大器的第二输入端作为该模拟加法器的输入端，输入有传感电压，所述第一输入端输入有输入电压，输出端作为该模拟加法器的输出端；所述偏置电流源连接于所述跨导运算放大器的第二输入端，以使所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。优选的，还包括连接在所述跨导运算放大器的输出端的补偿斜波电流源。优选的，所述跨导运算放大器包括输入级电路和输出级电路，其中，所述输入级电路包括第一电阻、第二电阻、第一共源共栅偏置単元、第二共源共栅偏置単元及第一 MOS管，其中，所述第一共源共栅偏置単元的第一支路连接所述偏置电流源，第二支路连接所述第二共源共栅偏置単元的第一支路，且该第二支路与所述第一电阻的一端相连，所述第一电阻的另一端作为该跨导运算放大器的同相输入端；所述第二共源共栅偏置単元的第二支路连接所述第一 MOS管的第一端，该第一MOS管的第一端连接所述第二电阻的一端，该第二电阻的第二端作为该跨导运算放大器的反相输入端；所述输出级电路包括第六MOS管及采样电阻，其中，所述第六MOS管的第一端连接所述第一 MOS管的第二端，所述第六MOS管的第二端通过所述采样电阻连接接地端，该第二端连接所述补偿斜波电流源，且该第二端为所述跨导运算放大器的输出端。优选的，所述第一共源共栅偏置単元包括第二 MOS管和第三MOS管，其中，所述第二 MOS管的栅极与第一端相连，且所述栅极连接所述第三MOS管的栅极，第ニ MOS管的第一端连接所述失调电流源，所述第二 MOS管的第二端连接所述第三MOS管的
第二端；所述第三MOS管的第一端连接所述第二共源共栅电路的第一支路，第三MOS管的第二端为该跨导运算放大器的同相输入端；所述第二共源共栅偏置単元包括第四MOS管和第五MOS管，其中，所述第四MOS管的栅极与第一端相连，且所述第四MOS管的栅极连接所述第五MOS管的栅极，所述第四MOS管的第一端连接所述第一共源共栅电路的第二支路，所述第四MOS管的第二端连接接地端；所述第五MOS管的第一端连接所述第一 MOS管的第一端，第五MOS管的第二端连接接地端。
本发明还提供一种模拟加法器，包括跨导运算放大器和失调电流源，其中所述跨导运算放大器包括输入级电路和输出级电路，且具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第一输入端未与输出级电路连接、所述第二输入端与输出级电路连接，所述输出端为该模拟加法器的输出端；所述失调电流源连接于所述第一输入端所在支路，以使所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。本发明还提供一种变压器，包括误差放大器、脉冲宽度调制PWM比较器、PWM控制电路和MOS管，还包括上述的模拟加法器，该模拟加法器的传感电压输入端连接至所述MOS管的源扱，该模拟加法器的输出端连接至所述PWM比较器的同相输入端。
本发明还提供一种变压器，包括误差放大器、脉冲宽度调制PWM比较器、PWM控制电路和MOS管，还包括上述的模拟加法器，该模拟加法器的传感电压输入端连接所述开关管的漏极，模拟加法器的输出端连接至所述PWM比较器的同相输入端。由以上本申请实施例提供的技术方案可见，所述模拟加法器至少包括跨导运算放大器，该跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端，以及与输出级电路连接的第二输入端，通过改变所述跨导运算放大器中的第一输入端所在支路中的电流，以使所述输出级电路所在电路中产生电流，从而使得所述输出级电路中的开关管工作在饱和区，尤其是在该模拟加法器的应用电路处于空载或轻载时，就能够使输出级电路中的开关管工作在饱和区，与传统的模拟加法器相比，省去了传统的模拟加法器的应用电路在轻载或空载时，输出级电路中的开关管从截止区过渡到饱和区所需要的时间，从而大大提高了模拟加法器的响应速度，扩大了该模拟加法器的适用范围。
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的ー些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图I为本申请实施例一种模拟加法器的电路原理示意图；图2为本申请实施例一种模拟加法器的具体电路示意图；图3为图2所示的模拟加法器的输入输出信号的波形示意图；图4为本申请实施例另ー种模拟加法器的电路原理示意图；图5为图4所示的模拟加法器的具体电路示意图；图6为本申请实施例另ー种模拟加法器的电路原理示意图；图7为图6所示的模拟加法器的具体电路示意图；图8为本申请实施例一种变压器的结构示意图；图9为本申请实施例另ー种变压器的结构示意图。
具体实施例方式本申请实施例提供ー种加快模拟加法器响应速度的方法，所述模拟加法器至少包括跨导运算放大器，该跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端，以及与输出级电路连接的第二输入端，该方法具体包括改变所述第一输入端所在支路中的电流，以使输出级电路所在支路产生电流，使得输出级电路中的开关管工作在饱和区。具体实施时，上述的改变第一输入端所在支路中的电流，至少包括以下两种情况ー种情况是，将所述模拟加法器中的失调电流源与所述第一输入端所在支路相连接，从而增加所述第一输入端所在支路中的电流。由于所述跨导运算放大器中第一输入端所在支路与第二输入端所在支路中的电流始終操持平衡，因此，当所述第一输入端所在支路中的电流增加时，而第二输入端所在支路的结构未改变，因此，从输出级电路与所述第二输入端之间的支路产生电流，并流过所述第二输入端所在支路，最終使第二输入端所在支路中的电流与所述第一输入端所在支路中 的电流相等。此过程中，由于所述输出级电路所在支路中产生电流，从而使输出级电路中的开关管工作在饱和区。另ー种情况是，改变所述模拟加法器中的偏置电流源所在支路与所述第一输入端所在支路的位置关系，以增大流过所述第一输入端所在支路中限流电阻的电流，从而使输出级电路中的开关管工作在饱和区。具体的，增大所述第一输入端所在支路中限流电阻的电流后，由于第一输入端电流与所述第二输入端的电流始終保持平衡，因此，流过所述第二输入端所在支路中限流电阻的电流也必须跟随增大，因此，输出级电路所在支路产生电流，并流过所述第二输入端所在支路，从而使流过所述第二输入端中限流电阻的电流増大，最終使跨导运算放大器的第ー输入端的电流与第二输入端的电流平衡，此过程中，由于所述输出级电路所在支路中产生电流，从而使是输出级电路中的开关管工作在饱和区。本申请实施例提供的加快模拟加法器的响应速度的方法，通过改变所述跨导运算放大器中的第一输入端所在支路中的电流，以使所述输出级电路所在电路中产生电流，从而使得所述输出级电路中的开关管工作在饱和区，尤其是在该模拟加法器的应用电路处于空载或轻载时，就能够使输出级电路中的开关管工作在饱和区，与传统的模拟加法器相比，省去了传统的模拟加法器的应用电路在轻载或空载时，输出级电路中的开关管从截止区过渡到饱和区所需要的时间，从而大大提高了模拟加法器的响应速度，扩大了该模拟加法器的适用范围。相应于上述的加快模拟加法器响应速度的方法，本申请实施例还提供相应的模拟加法器。为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。请參见图1，示出了一种模拟加法器的电路原理示意图，该模拟加法器主要包括跨导运算放大器100、失调电流源121、第一 MOS (Metal OxidSemiconductor,金属氧化物半导体场效应晶体管)管Ml、第一输出电阻R1，其中跨导运算放大器100包括输入级电路和输出级电路，具体的，输入级电路的第二输入端作为该模拟加法器的输入端，输入有所述传感电压VSN,第一输入端接地，电阻R103和电阻R104的作用是限流，防止跨导运算放大器100的输入的电流过大。输出级电路包括MOS管105和MOS管106，且MOS管106的栅极连接至第一 MOS管Ml的栅极，该跨导运算放大器100的输出电流经过MOS管105和MOS管106传递至第一 MOS管Ml。同吋，MOS管106的源极连接至该跨导运算放大器的第一输入端，形成反馈回路，从而保证跨导运算放大器100正常工作。第一 MOS管Ml的漏极通过第一输出电阻Rl接地，第一 MOS管Ml的源极连接直流正电源VDD。所述第一输出电阻的高电位端为该模拟加法器的输出端。
失调电流源121连接在所述跨导运算放大器的第一输入端所在支路，该第一输入端所在支路与输出级电路相连接，即该失调电流源121连接在所述MOS管106的栅极。将失调电流源121连接在所述跨导运算放大器的第一输入端所在支路后，所述第一输入端中的电流的增幅为失调电流源121的大小，由于跨导运算放大器的第一输入端和第二输入端中的电流始終平衡，且第二输入端所在支路的电路结构并未改变，因此，该支路中的电流也未改变，此时，为保持第一输入端与第二输入端中的电流保持平衡，与所述第二输入端连接的输出级电路所在支路产生电流，并流过所述第二输入端所在支路，从而使第ニ输入端的电流増大，并最终与所述第一输入端的电流相平衡，此过程中，输出级电路所在的支路中产生电流，使得输出级电路中的开关管工作在饱和状态。尤其，当模拟加法器的应用电路工作在空载或轻载时，输出级电路中的开关管就工作在饱和状态，使得该模拟加法器的输出信号能够很好地跟随输入的传感电压的变化而变化，即提高了模拟加法器的响应速度。优选的，请參见图1，该模拟加法器还包括补偿斜波电流源122，第二输出电阻R2，其中，所述补偿斜波电流源122通过所述第二输出电阻R2与所述第一输出电阻的高电位端相连，此时，将第二输出电阻R2的高电位端作为所述模拟加法器的输出端。请參见图2，示出了本申请实施例提供模拟加法器的具体电路示意图，是图I对应实施例的ー种具体的实施方式，该模拟加法器包括跨导运算放大器100、失调电流源121，补偿斜波电流源122，第一输出电阻Rl和第二输出电阻R2，第一 MOS管Ml，其中，所述补偿斜波电流源122，是从0开始以一定斜率上升，直到PWM控制电路输出的控制信号为低电平，第一 MOS管Ml截止，然后，补偿斜波电流源122降为O。所述的一定斜率与电感L上的电流下降斜率、OSC时钟信号的周期等有夫。跨导运算放大器100的作用是将第二输入端输入的电压信号即传感电压VSN，转换为电流信号输出，所述跨导运算放大器100包括输入级电路、输出级电路、反馈回路及第一共源共栅偏置単元110。跨导运算放大器输出的电流、所述失调电流源121以及补偿斜波电流源122在第一输出电阻Rl上产生的电压叠加，从而得到该模拟加法器的输出信号。所述第一共源共栅偏置単元110包括第一偏置电流源111，第六MOS管112、第七MOS管113和第八MOS管114，其中所述第一偏置电流源111通过第七MOS管113为第二 MOS管101提供偏置电流，同时，第一偏置电流源111通过第八MOS管114为第三MOS管102提供偏置电流，从而，保证第二 MOS管101和第三MOS管102的工作在饱和区。
具体的，第一偏置电流源111 一端接地，另一端连接至所述第六MOS管112的漏极，同时，第六MOS管112的漏极与栅极相连，第六MOS管112的栅极连接至所述第七MOS管113的栅极，第七MOS管113的漏极连接所述第二 MOS管101的漏极，第七MOS管113的源极连接直流正电源VDD ;第八MOS管114的栅极连接第六MOS管112的栅极，第八MOS管114的源极连接直流正电源VDD，第八MOS管114的漏极连接所述第三MOS管102的漏极。所述输入级电路包括第二 MOS管101、第三MOS管102、反馈电阻R103、第二输入电阻R104。具体的，第二 MOS管101的漏极与栅极相连，同时，第二 MOS管101的漏极与第七MOS管113的漏极相连，第二 MOS管101的源极作为该跨导运算放大器的反相输入端，通过电阻R103接地；第三MOS管102的漏极与栅极相连，同时，该第三MOS管102的漏极与第八MOS管 114的漏极相连，第三MOS管102的源极作为该跨导运算放大器的同相输入端，通过电阻R104输入有所述传感电压VSN。所述输出级电路包括串联连接的第四MOS管105和第五MOS管106。所述第四MOS管105的栅极连接该第四MOS管105的漏极，源极连接直流正电源VDD，漏极连接所述第五MOS管106的漏极。所述第五MOS管106的源极连接所述第二 MOS管101和电阻R103的公共端，第五MOS管106的栅极连接所述第三MOS管102的漏扱，同时，所述失调电流源121连接至所述第三MOS管102的漏极，即连接第五MOS管106的栅极，第四MOS管105和第五MOS管106上流过的电流相等，且为该跨导运算放大器的输出电流，第四MOS管105上的电流通过电阻R103反馈至该跨导运算放大器的第一输入端，形成一个闭环系统。在传感电压VSN为0时,合理设置第一偏置电流源111，而且对第五MOS管106选取合适的宽长比，这样能够保证跨导运算放大器中的所有的MOS管都工作在饱和区。跨导运算放大器的输出端连接至第一 MOS管Ml的栅极，该第一 MOS管Ml的源极连接直流正电源VDD，漏极连接第一输出电阻Rl的高电位端，第一输出电阻Rl的另一端接地，补偿斜波电流源122通过第二输出电阻R2连接至第一输出电阻Rl的高电位端，则补偿斜波电压为122 X (R1+R2)。第二输出电阻R2的高电位端即该模拟加法器的输出端VADD，假设第四M0S105管与第一MOS管Ml的宽长比均为I : 1，在电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，补偿斜波电流源122从0开始递增，故假设补偿斜波电流源122为0，则该模拟加法器输出的电压为VADD = (VSN/R104+I121) XR1+I122X (R1+R2)= (VSN/R104+I121) XRl(式 I)图3为图2所示的模拟加法器的输入输出波形示意图，图中的VSN即输入信号VSN对应的波形，VADD即输出信号VADD对应的波形。在电流型升压变压器工作在临界工作模式时，补偿斜波电流源122为0，且失调电流源121与第一偏置电流源111相等，反馈电阻R103、第二输入电阻R104以及第二输出电阻R2的阻值均相等，即R103 = R104 = R2。模拟加法器的输入信号VSN，在500ns内从OmV上升到50mV，在t = 0时刻，VADD = I121XR2,由此可知，模拟加法器的输出信号VADD能够很好的跟随输入信号VSN变化。而且，在输入的传感电压VSN初值是O的阶跃响应中，本实施例提供的模拟加法器的响应速度明显快于现有的模拟加法器的阶跃响应速度，因为，在输入的传感电压VSN初始值附件，本实施例提供的模拟机发起的带宽远远大于现有技术中模拟加法器的带宽。需要说明的是，上述实施例中的所述第一 MOS管、所述第四MOS管、所述第六MOS管、所述第七MOS管和所述第八MOS管均为PMOS管。综上可知，本实施例提供的模拟加法器，通过将失调电流源连接在跨导运算放大器的内部，从而可以使跨导运算放大器内所有的MOS管均工作在饱和区，从而提高了该模拟加法器的响应速度快，使得该模拟加法器能够适用于电流负载频繁开关的应用电路中，以及有可能工作在CCM、临界工作模式或DCM三种模式下的应用电路中。优选的，请參见图2，本申请实施例提供的模拟加法器还包括第二共源共栅偏置単元130，作用是提高跨导运算放大器中的主要由第二 MOS管101和第三MOS管102组成的镜像电流源的输出阻杭，以便于后续采用公式计算分析该模拟加法器的性能。
该第二共源共栅偏置单元主要包括第九MOS管131、第十MOS管132、第^^一 MOS管133，以及第二偏置电流源134，其中所述第九MOS管131的栅极和漏极连接，且该漏极连接所述第二偏置电源134，源极连接直流正电源VDD。所述第十MOS管132串接在所述第七MOS管113和第二 MOS管101之间，第十MOS管132的源极连接所述第七MOS管113的漏极，第十MOS管132的漏极连接所述第二 MOS管101的漏扱，且该第十MOS管132的栅极与所述第九MOS管131的栅极连接；所述第i^一MOS管133串接所述第八MOS管和第三MOS管之间，第i^一MOS管133的源极连接所述第八MOS管114的漏极，第i^一 MOS管133的漏极连接所述第三MOS管102的漏扱，且该第十一 MOS管133的栅极与所述第九MOS管131的栅连接。电容135表示a点的寄生电容的总和，其值为Cpm。跨导运算放大器100的输出是第四MOS管105上的电流信号，通过电阻R103反馈到跨导运算放大器100的第一输入端,形成ー个电压输入，电流输出的闭环系统。本实施例提供模拟加法器的输入信号包含阶跃信号和斜坡信号吋，阶跃输入所产生的误差呈指数衰减，而斜坡输入所产生的误差，却随着时间呈指数增长。然而，在电流型升压变压器中，模拟加法器工作的频率是受到振荡器的时钟信号OSC的频率，以及占空比D的限制，从而，可以使模拟加法器的误差始终是ー个很小的值，因此，本申请实施例提供的模拟加法器应用到变压器中时，产生的误差可以控制在很小值附近。综上所示，本申请实施例提供的适用于电流型升压变压器中的模拟加法器，在输入信号初值为0的阶跃响应的响应速度远远快于现有的模拟加法器，而且，输出误差可以控制在很小值附近。下面将详细介绍本申请实施例还提供另ー种模拟加法器如图4所示，该模拟加法器包括跨导运算放大器110、偏置电流源120，其中所述跨导运算放大器具有未与输出级电路相连的第一输入端111，以及与输出级电路相连的第二输入端112。所述跨导运算放大器110的第二输入端112输入有传感电压VSN，第一输入端111为该模拟加法器的输入端，输 入有输入电压VIN,输出端作为该模拟加法器的输出端。所述偏置电流源120连接至所述跨导运算放大器的第二输入端上，以增大所述第一输入端所在支路中的限流电阻上的电流，以使所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。本实施例提供的模拟加法器，在增大所述第一输入端111所在支路中限流电阻Rl 19的电流后，由于第一输入端111的电流与所述第二输入端112的电流始終保持平衡，因此，流过所述第二输入端112所在支路中限流电阻的电流也必须跟随增大，此时，由输出级电路所在支路产生电流，并流过所述第二输入端112所在支路，从而使流过所述第二输入端112中限流电阻R118的电流増大，最終使跨导运算放大器的第一输入端111的电流与第ニ输入端112的电流平衡，此过程中，由于所述输出级电路所在支路中产生电流，从而使是输出级电路中的开关管121工作在饱和区。优选的，该模拟加法器还包括补偿斜波电流源130，补偿斜波电流源130是与振荡器的时钟信号OSC的周期同步，发生锯齿状的补偿斜波电流，用于对传感电压进行修正，使得占空比大于50%吋，不会发生次谐波振荡。请參见图5，示出了一种模拟加法器的具体电路示意图，是图4所示的模拟加法器的ー种具体电路结构。该模拟加法器包括跨导运算放大器110、偏置电流源120，补偿斜波电流源130，其中，所述偏置电流源120也可以认为是失调电流源。所述跨导运算放大器110包括输入级电路和输出级电路。所述输入级电路包括第一限流电阻R119、第二限流电阻R118，第一共源共栅偏置単元、第二共源共栅偏置単元及第一 MOS管113。所述第一共源共栅偏置単元包括第二 MOS管114和第三MOS管115，且两管的宽长比为I : I。所述第二 MOS管114的栅极与第一端连接，同吋，该栅极与所述第三MOS管115的栅极相连，第二 MOS管114的第一端连接所述偏置电流源120，第二端连接所述第一限流电阻R119的一端，该第一限流电阻R119的另一端为该跨导运算放大器的第一输入端111。所述第二共源共栅偏置単元包括第四MOS管116和第五MOS管117，两管的宽长比为1:1。所述第四MOS管116的栅极与第一端相连，且该栅极连接所述第五MOS管117的栅极，所述第四MOS管的第一端连接所述第三MOS管的第一端相连，第四MOS管的第二端连接接地端；第五MOS管117的第一端连接所述第一 MOS管113的第一端，第五MOS管117的
第二端连接接地端。所述输出级电路包括第六MOS管118和采样电阻Rs，其中，所述第六MOS管118的第一端连接所述第一 MOS管113的第二端，第六MOS管118的第二端通过所述采样电阻Rs连接接地端，该第二端连接所述补偿斜波电流源130，且该第二端为所述跨导运算放大器的输出端。具体的，该模拟加法器的工作原理如下第二 MOS管114上电流为所述偏置电流源120的电流，由于第三MOS管115上的电流为所述第二 MOS管114的镜像电流，又由于第二 MOS管114和第三MOS管115的宽长比为I : 1，因此，两管上流过的电流相等，均为偏置电流源120的电流Ib;流过所述第一限流电阻R119的电流为2*Ib，因此，第三MOS管115的源极电压为Vsll5 = VSN_2*Ib*R119(式 2)
所述第四MOS管116与所述第三MOS管115串联，因此，第四MOS管116上流过的电流也为所述偏置电流源120的电流，由于第五MOS管117上流过的电流是第四MOS管116的镜像电流，因此，所述第五MOS管117的电流也为偏置电流源120的电流，第一 MOS管113与第五MOS管117串联，故第一 MOS管113上流过的电流也为偏置电流源120的电流Ib。第一 MOS管113、第二 MOS管114、第三MOS管115三者的栅极连在一起，并且流过的电流均为Ib，因此，三者的栅极与源极的电压差相等，因此，第一 MOS管113的源极电压Vsll3与第三MOS管115的源极电压Vsll5相等，假设流过第六MOS管118的电流为IoutJJlout = (VIN-(VSN-2*Ib*Rl19))/Rl19_Ib = (VIN-VSN)/Rl19+Ib(式 3)由式14和式15可知，跨导运算放大器的两个输入端的电压、电流始终保持平衡，即VIN = VSN时，lout = Ib，即输出级电路中的第六MOS管118上流过电流为Ib，从而使第六MOS管118工作在饱和区。优选的，本实施例中的第一 MOS管113、第二 MOS管114、第三MOS管115可以通过P型MOS管实现，且第一端为漏极、第二端为源极。所述第四MOS管116、第五MOS管117、第六MOS管118可以通过N型MOS管实现，
且第一端为漏极、第二端为源极。优选的，请参见图6，所述模拟加法器还包括连接在所述第五MOS管117相连的电容Cpar，该电容表示该点的寄生电容的总和。本实施例提供的模拟加法器的输出级电路中的第六MOS管一开始就工作在饱和区，与传统的模拟加法器相比，省去了传统的模拟加法器的应用电路在轻载或空载时，尤其是在该模拟加法器的应用电路处于空载或轻载时，就能够使输出级电路中的开关管工作在饱和区，输出级电路中的开关管从截止区过渡到饱和区所需要的时间，从而，大大提高了模拟加法器的响应速度，扩大了该模拟加法器的适用范围。本申请实施例还提供一种模拟加法器，与图4对应的模拟加法器的应用场景相同，实现的功能相同，但是内部的电路结构不同。请参见图6，示出了本申请实施例另一种模拟加法器的电路原理示意图，该模拟加法器包括跨导运算放大器210和失调电流源220，其中，所述跨导运算放大器210包括输入级电路和输出级电路，具有第一输入端211、第二输入端212和输出端,其中，所述第一输入端211未与输出级电路相连接,所述第二输入端212与所述输出级电路相连，且所述第一输入端211输入有传感电压VSN，第二输入端212输入有输入电压VIN,输出端为模拟加法器的输出端。失调电流源220与所述第一输入端211所在支路相连，以改变所述第一输入端211所在支路中的电流，从而使所述输出级电路中的开关管213工作在饱和区。本实施例提供的模拟加法器，增加了与所述第一输入端211所在支路中的电流，由于跨导运算放大器的两个输入端中的电流始终保持平衡，所述输出级电路中的开关管中产生电流并流过第二输入端所在支路，从而增大第二输入端所在支路中的电流，最终使跨导运算放大器的第一输入端和第二输入端中的电流相平衡，此过程中，由于所述输出级电路中产生电流，使得输出级电路中的开关管213工作在饱和区。优选的，该模拟加法器还包括补偿斜波电流源230，补偿斜波电流源230是与振荡器的时钟信号OSC的周期同步，发生锯齿状的补偿斜波电流，用于对传感电压进行修正，使得占空比大于50 %时，不会发生次谐波振荡。请参见图7，示出了另一种模拟加法器的具体电路示意图，是图6所示的模拟加法器的一种具体电路结构。该模拟加法器包括跨导运算放大器210、失调电流源220、补偿斜波电流源230。其中，所述跨导运算放大器210的输入级电路包括第一 MOS管201、第二 MOS管202和第三MOS管203，其中，第一 MOS管201、第二 MOS管202组成的第一共源共栅偏置单元，且两管的宽长比为1:1;具体的，所述第一、第二MOS管的栅极相连，且与第一MOS管的第一端相连，两者的第二端均连接接地端，第一 MOS管201的第一端连接所述偏置电流源207，第二 MOS管202的第一端连接所述第四MOS管204的第一端；第三MOS管203的栅极连接所述第一 MOS管201的栅极、第一端连接所述第五MOS管205的第一端，第二端连接接地端。第四MOS管204、第五MOS管组成的第二共源共栅偏置单元，所述第四MOS管204的第二端连接所述限流电阻R1，且限流电阻Rl为该跨导运算放大器210的第二输入端212 ；所述第五MOS管的第二端连接限流电阻R2，且该限流电阻R2为该跨导运算放大器210的第一输入端211。所述跨导运算放大器210的输出级电路包括第六MOS管206、采样电阻Rs，第六MOS管206的栅极连接所述第三MOS管203的第一端相连，第一端通过所述采样电阻Rs连接接地端，第二端连接至所述第四MOS管204的第二端，作为跨导运算放大器的反馈支路。失调电流源连接在所述第三MOS管203的第一端，补偿斜波电流源203连接在所述第六MOS管206的第一端。该模拟加法器的具体工作过程如下所述第二 MOS管202上电流为第一 MOS管201电流的镜像电流，为偏置电流源207的电流Ib，第四MOS管204上电流与第二 MOS管202的电流相等，第五MOS管205上电流为第四MOS管204上电流的镜像电流，第三MOS管203上电流与第五MOS管205上的电流相等，为偏置电流源207的电流Ib，由于失调电流源208与第五MOS管205相连，因此，流过第三MOS管203的电流为偏置电流源207与失调电流源208两者之和，即增大了流过第一输入端的电流，此时，从VIN经限流电阻R1、第六MOS管206、采样电阻Rs到接地端这条支路中产生数值与所述失调电流源208的电流相等的电流，从而增大了流过第二输入端的电流，使跨导运算放大器的第一输入端和第二输入端中的电流始终保持平衡。失调电流源、传感电压对应的电流、补偿斜波电流源在采样电阻Rs上叠加得到的电压为该模拟加法器的输出端VADD的输出信号。需要说明的是，所述第一 MOS管201、第二 MOS管202、第三MOS管203具体为N型MOS管，且第一端为漏极、第二端为源极。第四MOS管204、第五MOS管205、第六MOS管206均可以通过P型MOS管实现，且第一端为漏极、第二端为源极。本实施例提供的模拟加法器，输出级电路中的第六MOS管一开始就工作在饱和区，与传统的模拟加法器相比，省去了传统的模拟加法器的应用电路在轻载或空载时，尤其、是在该模拟加法器的应用电路处于空载或轻载时，就能够使输出级电路中的开关管工作在饱和区，输出级电路中的开关管从截止区过渡到饱和区所需要的时间，从而，大大提高了模拟加法器的响应速度，扩大了该模拟加法器的适用范围。相应于上述的模拟加法器，本申请实施例还提供一种变压器，应用图I和图2对应的模拟加法器实施例，具体的，请参见图8，该变压器主要包括加法器100、误差放大器101、PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)比较器102、PWM控制电路103，以及开关管Ml，其中当PWM控制电路103输出高电 平时，开关管Ml导通，电流从输入电源VIN流向线圈L，经过开关管M1，以及采样电阻Rsn后流入地端，此时线圈L储存能量，输出电容Cott单独为负载LOAD提供能量，当加法器100输出电压大于检测电压时，PWM控制电路103输出低电平，开关管Ml关断，电流从输入电源VIN流经线圈L、二极管D后输出至负载LOAD，此时，储存有能量的线圈L和输入电源VIN共同为负载提供能量，从而实现升压。具体的电路结构如下所述加法器100的输入信号包括失调电压、补偿斜波信号，以及传感电压，输出端输出的信号作为PWM比较器的同相输入端的输入信号。其中失调电压是为了避免由于地的干扰，或者电路内部各模块之间地电位不同引起的加法器100的输出信号在传输中受到损失；补偿斜波信号是与振荡器的时钟信号OSC的周期同步，发生锯齿状的补偿斜波电流，用于对传感电压进行修正，使得占空比大于50%时，不会发生次谐波振荡；传感电压VSN是PWM控制电路103输出高电平控制信号时流经线圈L的电流与采样电阻Rsn的乘积，通过检测流过线圈L的电流，能够检测与负载相对应的电流的变化情况。误差放大器101,其反相输入端输入信号为电阻Rfb的输出电压，即输出电流1_在电阻Rfb上的压降，误差放大器101的同相输入端输入基准电压源VREF，误差放大器101将两个输入端输入的信号的电压差进行放大后，由输出端输出，且该输出信号作为PWM比较器102的检测电压输入至PWM比较器102的反相输入端。PWM比较器102的同相输入端连接加法器100的输出端，输出端连接至PWM控制电路103的输入端，当加法器输出的电压信号超过所述检测电压信号时，PWM比较器102输出闻电平彳目号。PWM控制电路103是一个SR锁存器，其复位端R连接PWM比较器的输出端，置位端S输入有振荡器的时钟信号，输出端连接至开关管Ml的控制端，当当时钟信号OSC出现下降沿时Ml开始导通，直至PWM比较器输出信号为高电平时，Ml关断。图中的电容Cin用于稳定输入信号VIN,电容Cott在Ml管导通时给输出负载提供能量，Resk是电容Qm串联ESR电阻，负载1_表示是电流负载。请参见图9，示出了本申请实施例另一种变压器的结构示意图，主要包括加法器100、误差放大器10UPWM比较器102、PWM控制电路103，以及开关管Ml、M2和M3，其中所述加法器100是上述图5和图6对应的模拟加法器，其输入信号包括失调电压输入、补偿斜波电压输入及传感电压输入，其输出结果作为PWM比较器102的同相输入端的输入信号，失调电压的输入是为了避免由于接地端的干扰，或电路内部各个模块之间的接地端的电位不同引起加法器100的输出信号在传输中受损。
误差放大器101，其反相输入端输入有输出电压Vout经电阻Rl和R2分压后的电压，其同相输入端输入有基准电压VREF，放大上述两个输入端子的电压差所得结果作为检测电压，提供给PWM比较器102的反相输入端。在误差放大器101的输出端连接有电阻Re和电容Ce，其目的是调节整个控制环路的稳定性。VREF的设定是为了保证误差放大器101有一个合理的输入电压，所以对于不同的输出电压，需要调节电阻Rl的阻值，使误差放大器101的反相输入端的输入电压等于基准电压VREF。该变压器通过输出电压以及线圈峰值电流两者的反馈信息生成控制信号Q及QB，控制开关管Ml，M2，M3的工作状态。具体的，当加法器100的输出电压不大于检测电压时，PWM控制电路103的输出端Q端输出为高电平时，QB端输出为低电平时，所述开关管Ml和M2导通，开关管M3关断，电流从输入端VIN经过开关管Ml和M2后，流向线圈L并经过输出负载Iload到接地端，此过程中线圈L储存能量，在输出电容Cout内积累能量，同时为输出负载Iload提供电源。当加法器100输出电压大于检测电压时，PWM控制电路103的输出端Q端输出为低电平，QB端输出为高电平，开关管Ml和M2关断，开关管M3导通，线圈L储存的能量为输出负载Iload 提供电源。图中的电容Cin用于稳定输入信号VIN，电容Cout与线圈L串联，可以防止电流突变，电阻Resr是电容Cout串联电阻，输出负载Iload表示是电流负载，可以是任何不小于零的值。由于本实施例提供的变压器采用的加法器的响应速度快，因此，当该变压器的处于空载或轻载时，加法器的输出信号也能够很好地跟随输入信号变化，该变压器中的加法器能够很好地适应CCM、临界工作模式和DCM这三种工作模式。本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。以上所述仅是本申请的具体实施方式
，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。
权利要求
1.ー种加快模拟加法器响应速度的方法，应用于模拟加法器，该模拟加法器至少包括跨导运算放大器，该跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端、以及与输出级电路连接的第二输入端，其特征在于，该方法包括 改变所述第一输入端所在支路中的电流，以使所述输出级电路与所述第二输入端所在支路之间产生电流，使得所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。
2.根据权利要求I所述的方法，其特征在于，所述改变所述第一输入端所在支路中的电流包括 将所述模拟加法器中的失调电流源与所述第一输入端所在支路相连，以增加该支路中的电流。
3.根据权利要求I所述的方法，其特征在于，所述改变所述第一输入端所在支路中的电流包括 改变所述模拟加法器中的偏置电流源所在支路与所述第一输入端所在支路的位置关系，以增大流过所述第一输入端所在支路中限流电阻的电流。
4.一种模拟加法器，其特征在于，包括跨导运算放大器、失调电流源、第一输出电阻，其中，所述跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端，以及与输出级电路连接的第二输入端； 所述跨导运算放大器的第二输入端连接接地端，第一输入端为该模拟加法器的输入端输入有传感电压，输出端经过第一金属氧化物半导体场效应晶体管MOS管连接至所述第一输出电阻的高电位端，所述第一输出电阻的另一端接地，该第一输出电阻的高电位端为该模拟加法器的输出端； 所述失调电流源与所述跨导运算放大器的第一输入端所在支路连接，以使所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。
5.根据权利要求4所述的模拟加法器，其特征在于，还包括补偿斜波电流源、第二输出电阻，其中， 所述补偿斜波电流源通过所述第二输出电阻与所述第一输出电阻的高电位端相连，且该第二输出电阻的高电位端作为该模拟加法器的输出端。
6.根据权利要求4或5所述的模拟加法器，其特征在于，所述跨导运算放大器包括 第一共源共栅偏置単元、输入级电路、输出级电路及反馈回路，其中 所述第一共源共栅偏置単元与所述输入级电路相连，用于为所述输入级电路的MOS管提供偏置电流； 所述输入级电路包括第二 MOS管、第三MOS管连接在所述第二 MOS管源极的反馈电阻，以及连接在所述第三MOS管源极的第二输入电阻，构成的镜像电流源； 所述输出级电路还包括与所述第五MOS管串联连接的第四MOS管，其中，所述第五MOS管的漏极连接第四MOS管，所述第五MOS管的栅极与所述第三MOS管的漏极相连，且该第五MOS管的栅极连接所述失调电流源； 所述反馈回路包括所述第一 MOS管和第五MOS管，所述第一 MOS管的栅极连接所述第五MOS管的漏极，所述第五MOS管的源极连接至所述反馈电阻的高电位端。
7.根据权利要求6所述的模拟加法器，其特征在于 所述输出级电路中的第四MOS管的源极连接直流正电源，所述第四MOS管的栅极连接该第四MOS管的漏扱，该第四MOS管的漏极连接所述第五MOS管的漏扱，所述第五MOS管的源极连接所述反馈电阻的高电位端，所述第五MOS管的栅极连接所述第三MOS管的漏极，且该第五MOS管的栅极与所述失调电流源相连； 所述第一 MOS管的栅极连接所述第四MOS管的栅极，所述第一 MOS管的源极连接直流正电源，所述第一 MOS管的漏极连接所述第二输出电阻的高电位端。
8.根据权利要求4或5所述的模拟加法器，其特征在于，还包括连接在所述第一共源共栅偏置単元和所述输入级电路之间的第二共源共栅偏置単元，其中， 所述第一共源共栅偏置単元包括第一偏置电流源、第六MOS管、第七MOS管及第八MOS管，其中 所述第六MOS管的源极连接直流正电源，漏极连接所述偏置电流源的负输出端，所述偏置电流源的正输出端接地； 所述第七MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第七MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第七MOS管的漏极连接所述第二 MOS管的漏极； 所述第八MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第八MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第八MOS管的漏极连接所述第三MOS管的漏极； 所述第二共源共栅偏置単元包括第二偏置电流源、第九MOS管、第十MOS管及第十一MOS管，其中， 所述第九MOS管的栅极和漏极连接，且该漏极连接所述第二偏置电流源； 所述第十MOS管串接在所述第七MOS管和第二 MOS管之间，且所述第十MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅极连接； 所述第十一 MOS管串接所述第八MOS管和第三MOS管之间，且所述第十一 MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅连接。
9.一种模拟加法器，其特征在于，包括跨导运算放大器和偏置电流源，其中，所述跨导运算放大器具有未与输出级电路相连的第一输入端，以及与输出级电路相连的第二输入端; 所述跨导运算放大器的第二输入端作为该模拟加法器的输入端，输入有传感电压，第ー输入端输入有输入电压，输出端作为该模拟加法器的输出端； 所述偏置电流源连接于所述跨导运算放大器的第二输入端，以使所述输出级电路中的开关管工作在饱和区。
10.根据权利要求9所述的模拟加法器，其特征在于，还包括连接在所述跨导运算放大器的输出端的补偿斜波电流源。
11.根据权利要求9或10所述的模拟加法器，其特征在于，所述跨导运算放大器包括输入级电路和输出级电路，其中， 所述输入级电路包括第一电阻、第二电阻、第一共源共栅偏置単元、第二共源共栅偏置单元及第一 MOS管,其中， 所述第一共源共栅偏置単元的第一支路连接所述偏置电流源，第二支路连接所述第二共源共栅偏置単元的第一支路，且该第二支路与所述第一电阻的一端相连，所述第一电阻的另一端作为该跨导运算放大器的同相输入端； 所述第二共源共栅偏置単元的第二支路连接所述第一 MOS管的第一端，该第一 MOS管的第一端连接所述第二电阻的一端，该第二电阻的第二端作为该跨导运算放大器的反相输入端; 所述输出级电路包括第六MOS管及采样电阻，其中， 所述第六MOS管的第一端连接所述第一 MOS管的第二端，所述第六MOS管的第二端通过所述采样电阻连接接地端，该第二端连接所述补偿斜波电流源，且该第二端为所述跨导运算放大器的输出端。
12.根据权利要求11所述的模拟加法器，其特征在于，所述第一共源共栅偏置単元包括第二 MOS管和第三MOS管，其中， 所述第二 MOS管的栅极与第一端相连，且所述栅极连接所述第三MOS管的栅极，第二MOS管的第一端连接所述失调电流源，所述第二 MOS管的第二端连接所述第三MOS管的第二端; 所述第三MOS管的第一端连接所述第二共源共栅电路的第一支路，第三MOS管的第二端为该跨导运算放大器的同相输入端； 所述第二共源共栅偏置単元包括第四MOS管和第五MOS管，其中， 所述第四MOS管的栅极与第一端相连，且所述第四MOS管的栅极连接所述第五MOS管的栅极，所述第四MOS管的第一端连接所述第一共源共栅电路的第二支路，所述第四MOS管的第二端连接接地端； 所述第五MOS管的第一端连接所述第一 MOS管的第一端，第五MOS管的第二端连接接地端。
13.一种模拟加法器，其特征在于，包括跨导运算放大器、失调电流源，其中 所述跨导运算放大器包括输入级电路和输出级电路，且具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第一输入端未与输出级电路连接、所述第二输入端与输出级电路连接，所述输出端为该模拟加法器的输出端； 所述失调电流源连接于所述第一输入端所在支路，以使所述输出级电路中的开关管エ作在饱和区。
14.根据权利要求13所述的模拟加法器，其特征在于，还包括连接在所述跨导运算放大器的输出端的补偿斜波电流源。
15.一种变压器，包括误差放大器、脉冲宽度调制PWM比较器、PWM控制电路和MOS管，其特征在干，还包括权利要求4-8任一项所述的模拟加法器，该模拟加法器的传感电压输入端连接至所述MOS管的源扱，该模拟加法器的输出端连接至所述PWM比较器的同相输入端。
16.一种变压器，包括误差放大器、脉冲宽度调制PWM比较器、PWM控制电路和MOS管，其特征在干，还包括权利要求9-13任一项所述的模拟加法器，该模拟加法器的传感电压输入端连接所述开关管的漏极，模拟加法器的输出端连接至所述PWM比较器的同相输入端。
全文摘要
本申请公开了一种加快模拟加法器响应速度的方法、模拟加法器及变压器，模拟加法器至少包括跨导运算放大器，该跨导运算放大器具有未与输出级电路连接的第一输入端，以及与输出级电路连接的第二输入端，通过改变跨导运算放大器中的第一输入端所在支路中的电流，以使输出级电路所在电路中产生电流，从而使得输出级电路中的开关管工作在饱和区，尤其是在该模拟加法器的应用电路处于空载或轻载时，就能够使输出级电路中的开关管工作在饱和区，与传统的模拟加法器相比，省去了传统的模拟加法器的应用电路在轻载或空载时，输出级电路中的开关管从截止区过渡到饱和区所需要的时间，从而大大提高了模拟加法器的响应速度，扩大了该模拟加法器的适用范围。
文档编号G06F7/50GK102654828SQ201210002200
公开日2012年9月5日 申请日期2012年1月5日 优先权日2011年6月30日
发明者周松明, 孙建波, 张铮栋, 朱颖, 章莉 申请人:上海新进半导体制造有限公司