与触摸屏系统的驱动信号同步的高效率电荷泵的制作方法

本发明涉及电容式触摸屏系统，并且具体地涉及为生成触摸屏驱动信号的驱动电路供电的电荷泵电路的操作。

背景技术：

参照图1，示出了触摸屏系统10的常规配置。系统10包括由多条平行驱动线14和多条平行感测线16形成的触摸面板12。驱动线14和感测线16通常由透明材料(如例如，氧化铟锡ito)制成，以便不模糊位于面板12下方的视觉显示系统(未示出)。驱动线14和感测线16可以例如每条由多个串联连接的菱形形状形成。驱动线14以第一定向方向(例如，水平的)延伸穿过面板12，并且感测线以第二定向方向(例如，垂直的)延伸穿过面板12，从而使得线14与线16交叉(或反之亦然)。然而，包含线14的面板和包含线16的面板通常通过介电材料层与彼此分离。感测电容器18相应地形成在线14和线16交叉的每个位置处。

数字控制器电路20生成例如方波形式的交流(ac)驱动信号(vtx)，并且顺序地通过驱动电路22将该ac驱动信号施加到驱动线14。ac驱动信号具有例如在100-300khz范围内并且通常为200khz的频率fd。

数字控制器电路20由电源电压vdd供电，vdd通常为3.3v。然而，驱动电路22由电源电压vddh供电，其中，vddh>vdd，vddh如所需要的那么高，例如为6v、9v、12v、16v。由电源电压vdd供电的电荷泵电路24操作来对vdd电压进行升压，以便产生vddh电压。振荡器电路26向电荷泵电路24提供ac信号28，以便控制反激式电容器的生成vddh电压的升压切换操作。ac信号28具有例如在10-100mhz范围内并且通常为48mhz的频率fo。

驱动电路22包括用于将数字控制器电路20输出的ac驱动信号从vdd电压电平电平移位至vddh电压电平的电平移位和缓冲电路，以便生成应用于驱动线14的经电平移位的ac驱动信号(v驱动)。

电荷转换电路30(如电荷-电压(c2v)转换器电路(或电荷-电流(c2i)转换器电路))耦合至感测线16。转换电路30感测每个感测电容器18处的电荷，并将感测到的电荷转换成指示感测到的电荷的输出信号(电压或电流)。每个感测电容器18处的电荷量是ac驱动信号、感测电容器18处的驱动线14与感测线16之间的电容、以及由接近面板12的驱动线14和感测线16的物体(如手指或触笔)的存在而贡献的对触摸电容的影响的函数。处理电路32从转换电路30处接收每个感测电容器18的输出电压。处理这些输出电压以便确定物体的存在(触摸和/或悬停)以及物体的位置。

技术实现要素：

在实施例中，一种电路，包括：驱动电路，该驱动电路被配置成用于将具有第一频率的交流(ac)驱动信号施加到电容式触摸面板的电容式感测线，该驱动电路由升压电源电压供电；以及电荷泵电路，该电荷泵电路被配置成用于接收输入电源电压并输出该升压电源电压，其中，该电荷泵电路被启用以执行与对该ac驱动信号的断言同步的升压操作。通过在升压操作中调节电荷转移的转换速率，此升压操作进一步适应于该电容式触摸面板的接收该ac驱动信号的不同电容式负载。

在实施例中，一种电路，包括：驱动电路，该驱动电路被配置成用于将具有第一频率的交流(ac)驱动信号施加到电容式触摸面板的电容式感测线，该驱动电路由升压电源电压供电；以及电荷泵电路，该电荷泵电路被配置成用于接收输入电源电压并输出该升压电源电压，其中，该电荷泵电路的用于生成该升压电源电压的切换操作在等于该第一频率的整数倍的第二频率处发生。该整数倍可以例如包括大于或等于一的任何整数。

在实施例中，一种方法，包括：将具有第一频率和升压电源电压处的高逻辑电平的交流(ac)驱动信号施加到电容式触摸面板的电容式感测线；以及对输入电压进行升压以便生成该升压电源电压，其中，与对该ac驱动信号的断言同步地执行升压。通过在升压操作中调节电荷转移的转换速率，此升压操作进一步适应于该触摸面板的接收该ac驱动信号的不同电容式负载。

附图说明

为了更好地理解实施例，现在将仅通过示例的方式参照附图，在附图中：

图1示出了触摸屏系统的常规配置；

图2示出了被配置成用于使用同步的电荷泵在互电容模式下操作的触摸屏系统的配置；

图3a、3b和3c示出了ac驱动信号和ac控制信号的波形；

图4是电荷泵电路的电路图；

图5示出了针对电荷泵电路和触摸屏系统的操作的波形；

图6示出了被配置成用于使用同步的电荷泵在自电容模式下操作的触摸屏系统的配置。

具体实施方式

现参照图2，示出了触摸屏系统100的配置。系统100包括由多条平行驱动线14和多条平行感测线16形成的触摸面板12。驱动线14和感测线16通常由透明材料(如例如，氧化铟锡ito)制成，以便不模糊位于面板12下方的视觉显示系统(未示出)。驱动线14和感测线16可以例如每条由多个串联连接的菱形形状形成。驱动线14以第一定向方向(例如，水平的)延伸穿过面板12，并且感测线以第二定向方向(例如，垂直的)延伸穿过面板12，从而使得线14与线16交叉(或反之亦然)。然而，包含线14的面板和包含线16的面板通过介电材料层与彼此分离。感测电容器18相应地形成在线14和线16交叉的每个位置处。

数字控制器电路200生成例如方波形式的交流(ac)驱动信号(vtx)，并且顺序地通过驱动电路22将该ac驱动信号施加到驱动线14。ac驱动信号具有例如在100-300khz范围内并且通常为200khz的频率fd。

数字控制器电路200由电源电压vdd供电，vdd通常为3.3v。然而，驱动电路22由电源电压vddh供电，其中，vddh>vdd，vddh如所需要的那么高，例如为6v、9v、12v、16v。由电源电压vdd供电的电荷泵电路204操作来对vdd电压进行升压，以便产生vddh电压。数字控制器电路200向电荷泵电路204供应ac控制信号208，以便控制生成vddh电压的升压切换操作。ac控制信号208具有例如与ac驱动信号的频率fd相同的频率fo。在实施例中，ac控制信号208和ac驱动信号相位对准。

驱动电路22包括用于将数字控制器电路200输出的ac驱动信号从vdd电压电平电平移位至vddh电压电平的电平移位和缓冲电路，以便生成应用于驱动线14的经电平移位的ac驱动信号(v驱动)。

转换电路30(如电荷-电压(c2v)转换器电路(或电荷-电流(c2i)转换器电路))耦合至感测线16。转换电路30感测每个感测电容器18处的电荷，并将感测到的电荷转换成指示感测到的电荷的输出信号(电压或电流)。每个感测电容器18处的电荷量是ac驱动信号、感测电容器18处的驱动线14与感测线16之间的电容、以及由接近面板12的驱动线14和感测线16的物体(如手指或触笔)的存在而贡献的对触摸电容的影响的函数。处理电路32从转换电路30处接收每个感测电容器18的输出电压。处理这些输出电压以便确定物体的存在(触摸和/或悬停)以及物体的位置。

触摸屏系统100配置有电荷泵电路204，该电荷泵电路与将ac驱动信号应用于面板12的驱动线14同步，并适应于面板12在不同操作模式(例如，互电容感测或自电容感测)下的不同电容式负载。这导致更高效的电荷泵电路204，并且相比于图1的电路降低了系统噪声。系统100的操作原理利用以下事实：电荷泵电路204的负载不是连续电阻负载(如图1中)，而是样本切换电容器负载。电荷泵电路204被控制用于以更低操作频率fo(等于ac驱动信号的频率fd)操作，从而导致功率损耗的改善(效率为85-90％)。此外，电荷泵的同步操作有利地确保电压通过转换电路30感测在感测电容器18处的电荷的时间而变得更加稳定。在所有其他时间处，不需要准确调节电荷泵电路204输出的电压。

图3a示出了数字控制器电路200生成的ac驱动信号(vtx)的波形的示例。图3b示出了数字控制器电路200生成的ac控制信号208的波形的示例。这些信号具有相同频率以及基本上对准的相位。在替代性实施例中，控制信号208可以替代地具有是ac驱动信号(vtx)的频率的整数倍的频率并且具有与如图3c的示例中所示出的ac驱动信号vtx的相位对准的相位，其中，整数倍是二。

现参照图4，示出了电荷泵电路204的电路图。电路204包括n沟道mos晶体管mn1，该n沟道mos晶体管具有耦合以便接收输入vdd电压电平的源极端子以及耦合至中间节点220的漏极端子。晶体管mn1的栅极端子由第一控制信号控制。反激式电容器c反激的第一板耦合至中间节点220。n沟道晶体管mn2具有耦合至中间节点222的漏极端子以及耦合以便接收接地电压的源极端子。晶体管mn2的栅极端子由第二控制信号控制。反激式电容器c反激的第二板耦合至中间节点222。p沟道mos晶体管mp1具有耦合以便接收输入vdd电压电平的源极端子以及耦合至中间节点222的漏极端子。晶体管mp1的栅极端子由第三控制信号控制。p沟道mos晶体管mp2具有耦合至中间节点220的漏极端子以及耦合至生成vddh电压电平的输出节点226的源极端子。晶体管mp1的栅极端子由第四控制信号控制。输出槽路电容器c槽路的第一板耦合至输出节点226。输出槽路电容器c槽路的第二板耦合至接地电压。

n沟道晶体管mn2可以包括可调谐晶体管。具体地，晶体管mn2具有响应于控制信号tc1而调谐的导电性。在电荷泵电路204的启动操作期间，控制信号tc1可以进行对mosfet驱动和时间持续的控制，以便减少过度涌入电流的变化。

p沟道mos晶体管mp1还可以包括可调谐晶体管。具体地，晶体管mp1具有响应于控制信号tc2而可调谐的导电性。响应于操作模式，控制信号tc2可以基于耦合以便接收vddh电压电平的电容式负载进行对设备导电性的控制。例如，面板12当操作于互电容操作模式时具有相对较低的电容式负载，但是当操作于自电容操作模式时具有相对较高的电容式负载。电荷泵电路204必须能够适应于这些电容式负载差异。这通过控制信号tc2连同调节实现对电荷泵电路204的转换速率(转移时间)的控制的晶体管mp1导电性来完成。当面板处于互电容操作模式时，控制信号tc2在增加的转移时间内调谐晶体管mp1，从而使得降低过量泵送，并且电荷泵波形在每个循环中是周期性的。当面板处于自电容操作模式时，控制信号tc2在降低的转移时间内调谐晶体管mp1，从而使得在每个泵循环中输出电压达到期望值。实际上，控制信号tc2根据操作模式调节电荷速率。

控制信号由控制信号生成系统230生成。电路230可以例如包括逻辑电路或微控制器电路。电路230接收数字控制器电路200生成的ac控制信号208，并且从该ac控制信号208和对vddh电压电平的感测中生成具有适当沿定时的各控制信号以便控制对晶体管mn1、mn2、mp1和mp2的切换从而实现对输入vdd电压电平的升压进而生成输出vddh电压电平。

尽管图4示出了如由控制信号发生器230生成的控制信号tc1和tc2，但这仅是示例性的。控制信号tc1和tc2可以替代性地由系统的响应于对面板12的操作模式的感测或设置的一些其他控制电路生成。

电荷泵电路204进一步包括采用电阻式分压器形式的电压感测电路，该电阻式分压器包括耦合在输出节点226与接地电压之间的串联连接的电阻器r1和r2。串联连接的电阻器r1和r2的中间节点232是输出感测到的电压v感测的抽头节点，该感测到的电压是vddh电压电平的一小部分。电压比较器电路240具有耦合至中间节点232的反相输入端以及耦合以便接收参考电压vcm的非反相输入端。电压比较器电路240输出控制信号v比较。参考电压可以例如包括触摸屏系统10的由带隙电压发生器电路以本领域技术人员熟知的方式生成的共模电压。电阻式分压器r1/r2和电压比较器电路240用于感测相比于阈值电压的vddh电压电平，并且生成指示该比较的输出控制信号v比较。当v比较处于第一逻辑状态(例如，逻辑“1”)时，这意味着vddh电压电平小于阈值电压，并且控制信号生成电路230被启用以操作来从ac控制信号208中生成各控制信号相反地，当v比较处于第二逻辑状态(例如，逻辑“0”)时，这意味着vddh电压电平大于或等于阈值电压，并且禁用控制信号生成电路230操作。

图5示出了针对电荷泵电路和触摸屏系统的操作的波形。在时间t1之前，控制信号的逻辑状态使晶体管mn1和mn2导通(晶体管mp1和mp2断开)，并且由此电压vdd存储在反激式电容器c反激两端。在时间t1处，数字控制器电路200对ac驱动信号vtx进行断言，并且ac控制信号208同时被断言。驱动电路22接收ac驱动信号vtx、执行电平移位操作并对ac驱动信号v驱动进行断言。由驱动电路22执行的电平移位和驱动操作引起vddh电压电平的下降(参照250)。电压降由电阻式分压器r1/r2和电压比较器电路240感测，电压比较器电路240的输出v比较在时间t2处被断言。控制信号生成电路230由此被启用以操作以便生成各控制信号的响应于对ac控制信号208的断言的逻辑状态改变。控制信号在时间t2附近的逻辑状态的改变使晶体管mp1和mp2导通(晶体管mn1和mn2断开)。将vddh电压施加到反激式电容器c反激的第二板，并且反激式电容器c反激的第一板连接至输出节点226。在输出节点226处供应两倍的vddh电压减去阈值电压损失，并且电荷共享利用槽路电容器c槽路发生。因此，输出节点处的输出电压vddh被升压以便从电压降250中恢复。

在优选实施例中，响应于对ac控制信号208和输出v比较信号的断言而执行控制信号的生成的仅一个完整循环252。在此上下文中，一个完整循环指使得控制信号中的每个控制信号的一个脉冲254(具有两个沿)出现的一个周期。单个完整循环足够使电荷泵电路204对vddh电压电平进行升压(参照258)。

通过使用控制信号tc2调谐晶体管mp1来控制在时间t2与时间t3之间的电荷转移的转换速率。在时间t3处，vddh电压电平已经恢复到vddh电压电平超过阈值的点。然后对电压比较器电路240的输出v比较进行断言。电荷泵电路204被禁用，并且控制信号生成电路230通过改变控制信号的逻辑状态而响应输出v比较的状态的改变。因为晶体管mp2被断开，所以终止从反激式电容器c反激到槽路电容器c槽路的电荷转移。在时间t3之后，控制信号的当前逻辑状态相应地使晶体管mn1和mn2导通(晶体管mp1和mp2断开)，并且由此电压vdd再次存储在反激式电容器c反激两端。电荷泵电路204的对反激式电容器c反激进行充电、升压并且然后将电荷转储到槽路电容器c槽路的操作相应地与对ac驱动信号v驱动的断言同步地并响应于感测vddh电压的电压电平而执行。

在时间t4处，数字控制器电路200对ac驱动信号vtx进行断言，并且ac控制信号208同时被断言。驱动电路22响应ac驱动信号vtx并且对ac驱动信号v驱动进行断言。vddh电压电平在时间t5之前的升压和稳定之后从电荷共享中充分恢复，在该时间t5处，c2v转换器电路30操作以便感测在感测电容器18处的电荷，并将感测到的电荷转换成指示感测到的电荷的输出电压。

由此，在操作中，启用电荷泵电路204以操作以便将升压电压施加到输出节点226与对ac驱动信号vtx和v驱动的断言同步发生。电荷泵电路204的切换控制信号具有与ac控制信号208相同的频率(并且由此与ac驱动信号vtx和v驱动相同的频率)。

在示例实施方式中，vdd电压电平为3.3v，vddh电压电平为6.1v，ac控制信号208、ac驱动信号vtx、ac驱动信号v驱动和v比较信号的逻辑低电压电平为0v，ac控制信号208、ac驱动信号vtx和v比较信号的逻辑高电压电平为3.3v，ac驱动信号v驱动的逻辑高电压电平为6.1v，切换控制信号和的逻辑低电压电平为0v，切换控制信号和的逻辑高电压电平为3.3v，切换控制信号和的逻辑低电压电平为3.3v，并且切换控制信号和的逻辑高电压电平为6.1v。因此，应当注意的是，切换控制信号和是控制信号生成电路230生成的自举信号。

参照控制信号的波形，将注意的是，信号的沿未对准。这样做的目的是为了确保控制信号没有重叠。

mp1晶体管是响应于控制信号tc2可调谐的晶体管，以便设置电路的电阻-电容(rc)时间常数(其中，r是晶体管的导通电阻并且c是电容式负载)。对晶体管的调谐包括改变影响导通电阻的晶体管驱动。在此，关心的是，如果rc时间常数太小，则电荷泵将非常快速地反应，并且电压比较器电路240的固有等待时间将使泵送的vddh电压电平超过电阻式分压器r1/r2和vcm设置的阈值。相反地，如果rc时间常数太大，则电荷泵将非常慢地反应，并且泵送的vddh电压电平将不会达到电阻式分压器r1/r2和vcm设置的阈值。

对晶体管mp1的调谐可以例如根据指示面板12是在互电容感测模式还是在自电容感测模式下操作来结合电路的启动而执行。

图2中所示出的实施方式针对在互电容操作模式下的面板12的操作，其中，感测到的电容在感测电容器18处的两条选择的线14与16之间。同步的电荷泵电路204同样适用于在自电容操作模式下操作的面板12。图6中展示了这种配置。在自电容模式下，c2v转换器电路30感测相对于面板12的地平面的驱动线14或感测线16中所选择的一条线处的电荷。图6中的电路的展示示出了线14的配置。针对线16复制该电路(未示出)。在自电容模式下，给定的线14或16处的电荷量是ac驱动信号、线14或16与地平面之间的电容、以及由接近面板12的线14和16的物体(如手指或触笔)的存在而贡献的对触摸电容的影响的函数。

存在来自电荷泵电路204与ac驱动信号的同步以及电荷转移时间与不同负载条件的适应性的许多优点：a)电路的操作行为是重复的，并且由此不注入不想要的切换噪声，该切换噪声可以是像图1中所示出的现有技术电荷泵电路所关心的；b)因为仅当必要时(具体地符合对面板线上的ac驱动信号的断言)vddh电压由电荷泵电路调节，所以存在功率损耗的降低；c)与如图1中的多个循环相反，电荷在单个循环中转移；以及d)对ac驱动信号的断言的定时是已知的且有规律的，并且由此电路有效地预期对调节vddh电压的需要，并且仅当需要时执行此操作。

关于电荷转移时间对不同负载条件的适应性：升压电路通过调谐电荷转移时间(转换速率)使升压操作适应互电容感测操作模式，从而使得降低过量泵送，并且电荷泵波形在每个泵循环中是周期性的。此外，升压电路通过调谐电荷转移时间(转换速率)使升压操作适应自电容感测操作模式，从而使得在每个泵循环中输出达到某个值。

前面通过示例性和非限定性示例的描述提供了对本发明示例性实施例的全面和信息性的描述。然而，当结合附图和所附权利要求书进行阅读时，鉴于前述描述，各种修改和适配形式对于相关领域技术人员可以变得显而易见。然而，对本发明教导的所有这样和类似的修改将仍然落入如所附权利要求书所限定的本发明的范围之内。