一种谐波控制网络及采用其的F类功率放大器的设计方法与流程

本发明属于功率放大器技术领域，具体涉及一种谐波控制网络及采用其的f类功率放大器的设计方法。

背景技术

半个多世纪以来，射频微波技术得到了迅猛的发展，在手机、卫星通信、wlan等通信领域被广泛应用。射频功率放大器模块是无线通信系统中的重要组成部分，为了满足信号的远距离传输并且保障信号可靠接收，在无线收发系统中必须使用功率放大器模块来进行信号的放大。因此，功率放大器模块的性能直接决定了整个收发机系统的工作情况。毫无疑问，功率放大器模块是射频前端的核心部分。

伴随着通信技术的不断发展，人们对于通信技术的要求越来越高，而功率放大器作为通信收发系统中重要组成部分也越来越受到人们重视。因此，宽带高效率射频功率放大器是如今人们研究射频功率放大器的重中之重。而f类功率放大器具备了高效率的特点，使其能够有效地被利用于基站建设。f类功率放大器是一种特殊的开关型功率放大器，它充分利用对各次谐波的控制，使其效率能够达到理论值100％。同时，f类功率放大器使用无源负载网络来控制各次谐波，从而来控制输出的电压波形和电流波形，这使得f类功率放大器对于晶体管的要求比较低。但现有技术中f类功率放大器存在以下问题：由于传统的f类功率放大器是利用微带线进行谐波控制，而微带线的高q值特性往往极大的限制了功率放大器的工作带宽。在之前设计的电路中，已经在一定程度上解决了f类功率放大器的带宽和谐波控制之间的问题。但单一的微带调谐线，存在一个问题：在设计带宽内，在靠近最高频率点和最低频率点时，效率存在一个明显下降的问题，从而导致带内平坦度偏低的问题。因此，就如何解决带内高频率和低频率偏低的问题变成一个难点。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种谐波控制网络及采用其的f类功率放大器的设计方法。

本发明一种谐波控制网络，包括第一微带线、第二微带线、第三微带线、第四微带线、第五微带线和第六微带线。所述第一微带线的一端与晶体管的输出端相连，另一端与第二微带线的一端相连。第二微带线的另一端与第三微带线及第五微带线的一端相连。第五微带线的另一端悬空。第三微带线的另一端与第四微带线的一端相连；第四微带线的另一端与第六微带线的一端相连。第六微带线的另一端悬空。

所述的第一微带线、第三微带线、第五微带线及第六微带线均为矩形微带线；所述的第二微带线及第四微带线均为锥形微带线；第五微带线的电长度为λ/8。第六微带线的电长度为λ/12。第一微带线的电长度在λ/9.5～λ/8.5之间。第三微带线的电长度在λ/13.5～λ/12.5之间。第一微带线与第二微带线的电长度之和在λ/8.5～λ/7.5之间。第三微带线与第四微带线的电长度之和在λ/12.5～λ/11.5之间。λ为电磁波波长。

进一步地，第二微带线的长度l1的表达式如下：

其中，z为微带线距离输入端的长度系数，取值为54.5；z0为第一微带线输入端所连接电路的阻抗值。zl为第四微带线输出端所连接电路的阻抗值；为第二微带线在中心频率下的归一化阻抗值，根据第二微带线的电长度在ads软件中求出。

进一步地，第四微带线的长度l2的表达式如下：

其中，z为微带线距离输入端的长度系数，取值为54.5；z0为第一微带线输入端所连接电路的阻抗值。zl为第四微带线输出端所连接电路的阻抗值；为第四微带线在中心频率下的归一化阻抗值，根据第四微带线的电长度在ads软件中求出。

进一步地，所述第二微带线连接第一微带线那端的宽度、连接第五微带线那端的宽度，分别在ads软件中根据z0、zl求出。第四微带线连接第三微带线那端的宽度、连接第六微带线那端的宽度，分别在ads软件中根据z0、zl求出。

进一步地，所述的第四微带线连接第六微带线的那端还与输出基波匹配电路的输入端相连。第二微带线连接第三微带线的那端还与漏极偏置电路的输出端相连。

采用该谐波控制网络的f类功率放大器的设计方法具体如下：

步骤一：在ads软件中设计栅极偏置电路及漏极偏置电路，得到一个偏置在b类或者ab类功率放大器，并进行输入基波匹配电路和输出基波匹配电路的匹配。

步骤二：在ads软件中将该谐波控制网络中的第一微带线与晶体管的输出端相连，第四微带线与输出基波匹配电路的输入端相连，第二微带线连接第三微带线的那端与漏极偏置电路相连。得到原理图。

步骤三：在ads软件中调节步骤二所得原理图内第一微带线及第三微带线的电长度，使得ads软件模拟出的f类功率放大器在设计带宽内的效率值均在70％以上。得到新的原理图，进入步骤四。

步骤四：在ads软件中将步骤三所得原理图导出形成版图。再进行版图、原理图联合仿真。若版图、原理图联合仿真所得的f类功率放大器在设计带宽内的效率值均大于70％，则直接进入步骤五。若版图、原理图联合仿真所得的f类功率放大器在设计带宽内的效率值出现小于或等于70％的情况，则调整栅极偏置电路、漏极偏置电路内电容的容值，并重复步骤三。

步骤五：根据步骤四所得的版图加工出f类功率放大器。

本发明具有的有益效果是：

1、本发明通过增加锥形调谐微带线，使得f类功率放大器在保持高效率的同时，拓展了带宽。

2、本发明的设计带宽达到了1ghz，远远大于现有技术中的200mhz。

3、本发明在设计带宽内的效率均超过了70％，远远高于基站功率放大器的效率，为今后的基站功率放大器建设提供了一种新的方法。

附图说明

图1为本发明的电路结构图

图2为在ads软件中对采用本发明的f类功率放大器、基站功率放大器、现有f类功率放大器分别进行效率模拟仿真所得的效率折线图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

如图1所示，一种谐波控制网络，包括第一微带线t1、第二微带线t2、第三微带线t3、第四微带线t4、第五微带线t5和第六微带线t6。第一微带线t1的一端与f类功率放大器内晶体管的输出端(漏极)相连，另一端与第二微带线t2的一端相连。第二微带线t2的另一端与第三微带线t3及第五微带线t5的一端相连。第五微带线t5的另一端悬空。第三微带线t3的另一端与第四微带线t4的一端相连；第四微带线t4的另一端与第六微带线t6的一端相连。第六微带线t6的另一端悬空。

晶体管的输入端(栅极)接输入基波匹配电路1及栅极偏置电路的输出端。第四微带线t4连接第六微带线t6的那端还与输出基波匹配电路2的输入端相连。第二微带线t2连接第三微带线t3的那端还与漏极偏置电路的输出端相连。输入基波匹配电路1、输出基波匹配电路2分别通过对晶体管栅极、漏极进行阻抗匹配得到的。阻抗匹配的目标是尽可能的减小信号进入电路后的反射。栅极偏置电路、漏极偏置电路分别在晶体管的栅极、漏极提供直流电压来维持晶体管的正常工作，同时保证晶体管偏置在b类或者ab类。

第一微带线t1、第三微带线t3、第五微带线t5及第六微带线t6均为矩形微带线；第二微带线t2及第四微带线t4均为锥形微带线；第五微带线t5、第一微带线t1和第二微带线t2共同控制二次谐波。第六微带线t6、第三微带线t3和第四微带线t4共同控制三次谐波。第五微带线t5的电长度为λ/8。第六微带线t6的电长度为λ/12。第一微带线t1的电长度在λ/9.5～λ/8.5之间。第三微带线t3的电长度在λ/13.5～λ/12.5之间。第一微带线t1与第二微带线t2的电长度之和在λ/8.5～λ/7.5之间。第三微带线t3与第四微带线t4的电长度之和在λ/12.5～λ/11.5之间。λ为电磁波波长。

锥形微带线在中心频率下的归一化阻抗值z(z)的表达式如下：

式(1)中，z0为锥形微带线输入端所连接电路的阻抗值(即为应用本发明的f类功率放大器内输入基波匹配电路1在中心频率下的阻抗值)。zl为锥形微带线输出端所连接电路的阻抗值(即为应用本发明的f类功率放大器内输出基波匹配电路2在中心频率下的阻抗值)。l为锥形微带线的长度；z为微带线距离输入端的长度系数，取值为54.5。

由式(1)可得，第二微带线t2的长度l1的表达式如式(2)所示，

式(2)中，为第二微带线t2在中心频率下的归一化阻抗值，根据第二微带线t2的电长度在ads软件(advanceddesignsystem)中求出；第二微带线t2的电长度等于第五微带线t5的电长度减去第一微带线t1电长度的所得值。

由式(1)可得，第四微带线t4的长度l2的表达式如式(3)所示，

式(3)中，为第四微带线t4在中心频率下的归一化阻抗值，根据第四微带线t4的电长度在ads软件中求出；第四微带线t4的电长度等于第六微带线t6的电长度减去第三微带线t3电长度的所得值。

第二微带线t2连接第一微带线t1那端的宽度、连接第五微带线t5那端的宽度，分别在ads软件中根据z0、zl求出。第四微带线t4连接第三微带线t3那端的宽度、连接第六微带线t6那端的宽度，分别在ads软件中根据z0、zl求出。

在现有技术中，谐波控制网络仅包括第三微带线t3、第五微带线t5和第六微带线t6。根据阻抗变换理论，可以得到现有谐波控制网络的输入阻抗zin(f)的公式如式4所示，

式(4)中，j为虚数符号；z5为第五微带线t5的特征阻抗值；z3为第三微带线t3的特征阻抗值；z6为第六微带线t6的特征阻抗值；f为实际频率(即f类功率放大器工作时的频率)；f0为设计中心频率(即f类功率放大器在设计中确定的中心频率)。

视频带宽的大小是根据输入阻抗的大小确定的，输入阻抗越大，则带宽越小。由于第五微带线t5、第三微带线t3及第六微带线t6都是根据f类功率放大器的设计需要直接确定的。故输入阻抗的大小无法通过直接改变第五微带线t5、第三微带线t3及第六微带线t6特征阻抗值的方式进行缩小。而无法缩小输入阻抗就使得现有f类功率放大器的带宽无法得到拓展。

在本发明的输入阻抗zin(f)′的公式如式5所示，

式(5)中，z5′为第一微带线t1、第二微带线t2并联上第五微带线t5之后的总阻抗值，表达式如式(6)所示。z3′为第三微带线t3串联上第四微带线t4的总阻抗值，表达式如式(7)所示。

式(6)中，z1为第一微带线t1的特征阻抗值；β为相位常数，取值为2π/λ；lx1为第一微带线t1的电长度；z2,5为第二微带线t2并联上第五微带线t5的总阻抗值，表达式如式(8)所示。

式(7)中，z4为第四微带线t4的特征阻抗值；β为相位常数，取值为2π/λ；lx3为第三微带线t3的电长度。

式(8)中，z2为第二微带线t2的特征阻抗值；lx2为第二微带线t2的电长度；z5x为第五微带线t5的阻抗值，表达式如式(9)所示。

式(9)中，lx5为第五微带线t5的电长度。

由于并联之后阻抗值减小，故z5′的模必然小于第五微带线t5的特征阻抗值z5。

由于第四微带线t4的电长度小于第三微带线t3的电长度，故z4＜z3。因为第三微带线t3的电长度lx3<λ/8，故tan(β·lx3)＜1，进而可得z3′的模小于＜z3。

由此可得，故在实际频率f不变的情况下，zin(f)′必然小于zin(f)，因此，本发明的视频带宽必然大于现有谐波控制网络的视频带宽。

在输入信号为1.7～2.7ghz的连续波、输入功率为28dbm的条件下，用ads软件对采用本发明的f类功率放大器、基站功率放大器、现有f类功率放大器分别进行效率模拟仿真。仿真结果如图2所示，可以看出，基站功率放大器的下落只能达到50％左右。现有f类功率放大器设计带宽只有200mhz，效率仅在2.1-2.3ghz的频段内才能达到70％以上，无法满足现代基站对于功率放大器指标的需求。采用本发明的f类功率放大器的效率在1.7-2.7ghz的频段内均能达到70％以上，可见本发明能够的保证功率放大器高效率的同时大大提高视频带宽。

采用该谐波控制网络的f类功率放大器的设计方法，通过以下步骤进行设计和实现：

步骤一：在ads软件中设计栅极偏置电路及漏极偏置电路，得到一个偏置在b类或者ab类功率放大器，并进行输入基波匹配电路1和输出基波匹配电路2的匹配。

步骤二：在ads软件中将该谐波控制网络中的第一微带线t1与晶体管的输出端相连，第四微带线t4与输出基波匹配电路2的输入端相连，第二微带线t2连接第三微带线t3的那端与漏极偏置电路相连。得到原理图。

步骤三：在ads软件中调节步骤二所得原理图内第一微带线t1及第三微带线t3的电长度，使得ads软件模拟出的f类功率放大器在设计带宽内的效率值均在70％以上。从而达到扩大整个功率放大器的带宽实现高效率宽带的目的。得到新的原理图，进入步骤四。

步骤四：在ads软件中将步骤三所得原理图导出形成版图。再进行版图、原理图联合仿真。若版图、原理图联合仿真所得的f类功率放大器在设计带宽内的效率值均大于70％，则直接进入步骤五。若版图、原理图联合仿真所得的f类功率放大器在设计带宽内的效率值出现小于或等于70％的情况，则调整栅极偏置电路、漏极偏置电路内电容的容值，并重复步骤三。

步骤五：根据步骤四所得的版图加工出f类功率放大器。