技术特征：
1.e类功率放大器的解析-数值混合设计方法，其特征在于：具体包括以下步骤：步骤1、设置迭代次数k＝0，通过理想条件下的e类功率放大器推导公式，确定并联电容c、剩余电感l、串联电感l0和电容c0的初始值；步骤2、根据电路元件的设计值进行spice仿真，得到负载电流的基频幅度与相位φ
k
、扼流电感上的电流i
rfck
(ωt)、输出电流i
rk
(ωt)和漏极电流i
dk
(ωt)；考虑流经扼流电感电流i
rfck
(ωt)的增量δi
rfck
(ωt)：其中为直流电流：考虑输出电流i
rk
(ωt)上除基波外各次谐波分量的和δi
rk
(ωt)：考虑mos管的寄生效应后，在截止期间流过并联电容c的电流i
ck
(ωt)为：其中：δi
ck
(ωt)＝δi
rfck
(ωt)-δi
rk
(ωt)-i
dk
(ωt)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)δq
k
(ωt)表示并联电容c上电荷的增量：mos管漏极与源极两端的电压v
ck
(ωt)为：其中是理想情况下的mos管开关两端的电压，v
ck
(π)和v
ck
(2π)分别为根据仿真结果得到的ωt＝π和ωt＝2π时刻的电压值；根据zvs条件，有：因此，迭代更新后的相位φ
k+1
需满足：其中，q
k
(π)＝cv
ck
(π)，t为周期；因此得到更新后负载电流的基频幅度与相位φ
k+1
为：
步骤3、如果在步骤2的仿真条件下，开关电压在t＝1us时刻的仿真值与理想值的差值δ
k
小于误差控制要求ε，则迭代结束，输出仿真参数作为e类功率放大器的元件参数；否则进入步骤4；步骤4、根据步骤2更新后的负载电流的基频幅度与相位φ
k+1
，更新并联电容c、剩余电感l、串联电感l0和电容c0的参数；并联电容c两端的电压v
ck
(ωt)的直流分量与电源电压v
dd
相等：其中：根据公式(12)求解更新后的并联电容c
k+1
；剩余电感l两端的基频电压幅度为：其中：因此更新后的剩余电感l
k+1
为：根据品质因数与谐振条件得到更新后的串联电感l
0k+1
和c
0k+1
：：步骤5、令k＝k+1，并返回步骤2。2.如权利要求1所述e类功率放大器的解析-数值混合设计方法，其特征在于：设置误差控制要求ε＝0.1％。
3.如权利要求1所述e类功率放大器的解析-数值混合设计方法，其特征在于：当mos管处于最佳工作状态时，满足的zvs条件为：zvs:v
c
(ωt)|
ωt＝2π
＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)。4.如权利要求1所述e类功率放大器的解析-数值混合设计方法，其特征在于：所述理想条件为负载回路品质因数无穷大，输出电流i
r
(ωt)为纯正弦波；馈电电感的值无穷大，流过的电流为直流。5.如权利要求1、3或4所述e类功率放大器的解析-数值混合设计方法，其特征在于：理想条件下的e类功率放大器推导公式为：在开关断开时，流过并联电容c的电流i
c
(ωt)为：i
c
(ωt)＝i
dc-i
m
sin(ωt+φ)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)根据zvds条件有i
dc
＝i
m
sinφ，因此：i
c
(ωt)＝i
m
sinφ-i
m
sin(ωt+φ)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)当占空比d＝0.5时，开关两端的电压v
c
(ωt)为：根据zvs条件，得到负载电流的相位φ为：根据e类功率放大器的电路结构，开关两端的电压v
c
(ωt)的直流分量与电源电压v
dd
相等：由公式(7)求解得到并联电容c的初始值；i
dc
、i
m
与负载电阻r
l
为：为：剩余电感l的初始值根据其两端基波电压幅度v
l
以及ωl＝v
l
/i
m
确定：再根据品质因数q
l
和谐振条件确定串联电感l0和电容c0的初始值：ωl0＝q
l
r
l-ω
l
、6.如权利要求5所述e类功率放大器的解析-数值混合设计方法，其特征在于：所述zvds条件为：zvds:
技术总结
本发明公开了E类功率放大器的解析-数值混合设计方法。首先通过理想情形下的E类功率放大器推导公式，以及ZVS与ZVDS条件，求解电路中并联电容C、剩余电感L、串联电感L0和电容C0的初始值。然后引入非理想条件下的增量误差，通过方程求解的松弛迭代技术，优化电路中的元件参数。本方法既避免了现有各种基于理想解析方法修正所需的繁杂推导，又较优化、全电路方程求解等纯数值方法计算简单快速。仿真与实验结果验证了本方法的准确性与有效性。对于需要考虑的器件与电路的寄生效应更多的高频或射频功放设计领域，本方法的优势将更为凸显。本方法的优势将更为凸显。本方法的优势将更为凸显。
技术研发人员：章毓亮 王嘉奇 郭裕顺
受保护的技术使用者：杭州电子科技大学
技术研发日：2022.06.20
技术公布日：2022/8/30