心脏猝死高危患者cdi检测仪的制作方法

专利名称：心脏猝死高危患者cdi检测仪的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种用于通过心脏微电势的无创伤检测、分析和传输，以便实现远程监测人群中心脏电稳定性下降所致的心脏性猝死的高危患者。
心脏各部位发生的微弱电信号对于评价心脏功能具有极其重要的价值。例如，由心脏特殊传导系统所产生的微电位希氏束--浦项野氏系统(His-Packinje System；HPS)的电位活动对于诊断各类和各度传导阻滞是不可少的可靠客观指标。因心梗和缺血造成的心室肌缓慢传导、折返而产生的心室晚电位(Veaticulan Late Petentiale)对于诊断致命性的恶性心律失常又是一个不可少的客观指标。通俗地说HPS电位活动可以诊断心脏突然“停跳”(Adam-Stok综合症)的可能性。而晚电位则可用来诊断心脏“乱跳”(室颤)的可能性。“乱跳”和“停跳”是心脏猝死的直接原因。
由于心脏微弱电信号在心脏电生理功能检查中的特殊重要地位，在60年代由Scherlag等开创的心导管技术已成了心脏电生理检查中的重要手段而在临床上广泛应用。导管技术的优点是信噪比高，可以实时观察心脏微电位的各种变化。因而具有极高的诊断价值。但有创的导管技术也存在着明显的缺点，它会给病人带来一定的痛苦。对于操作者也有一定的要求。由于这些原因，一般不轻易给病人做心导管检查。必须先用无创方法作必要的筛选。无创方法因此也就显示了其重要性。
为了弥补有创检查的不足，并为诊断提供更全面、可靠的信息，无创检查方法越来越受到人们的重视。由于无创方法吸引了大批学者，对它的研究在最近的数十年中已有长足的进步。无创检查最大的问题就是干扰问题。通常心脏微电位传到体表可以衰减1000倍，而体表存在的肌电干扰、电网干扰、电极极化电位、无线电射频干扰等都远远大于心脏微电位。在体表的信噪比常在-40db以下。因此用常规的高增益放大是根本描记不到心脏微电位的。
为了在体表实现心脏微电位(晚电位LP＜20μV；体表希氏束电图HPS＜10μV)检测，必须特殊设计低噪、高输入阻抗和高共模抑制比的放大系统。同时必须采用信号平均叠加技术(如时间平均、空间平均)以消除随机噪声(如EMG噪声、电子元器件噪声等)。但这些手段仍不能有效地解决工频电网干扰问题。即使严格屏蔽也是如此，因为心脏微电位实在太小了。有几微伏的工频电网干扰就足以吞没有用信号。要将电网干扰消除到1～2μV以下是非常困难的。另外，在现有技术中，生理噪声的消除也是一个复杂的问题。
近几年，由于学术研究中的发现的突破，晚电位在诊断恶性心律不齐方面有着重要的价值和意义。美国ART公司生产晚电位分析仪为了解决工频电网干扰和降低电子噪声，该公司专门设计了一个由电池供电，完全浮地，包括放大、采样、处理、计算、液晶显示在内的微型计算机系统(约为普通晶体管收音机大小)。但ART公司的晚电位分析仪需要高技术和高水平加工工艺，这种技术要求和加工工艺复杂且成本高。
ART机器虽然精巧，但功能固化，不能用于其它微电位，如HPS的检查。另外在动物试验中出现心率稍快的情况时，ART机器常常挑选不上心电信号。再者，机器完全密封，修理不方便，这些都是ART机器存在的问题。
本实用新型的目的在于提供一种国产化的、价格低廉的、可利用电话线路传送测量结果的、无创性体表检测装置，对心血管疾病患者进行心脏电稳定性测量，给出定量结果，为医生对患者的诊断、医疗和急救提供科学依据。
在这种背景情况下，本实用新型的思路是采用和开创巧妙和高级的算法装置来来对信号进行处理，使最后的整机超过ART。
为了实现以上目的，本实用新型公开了一种心脏猝死高危患者CDI检测仪(下称检测仪)。心脏猝死高危患者CDI检测仪是由心脏猝死高危患者CDI记录器(下称记录器)和心脏猝死高危患者CDI分析器(下称分析器)组成的。
本实用新型的目的可以通过以下措施来达到本实用新型的一种心脏猝死高危患者CDI记录器，包括心电电极(1)、心电信号放大器(2,3,4)、滤波器(5,6,7)、R波检出器(8)、单片机(10)、电源(12)、其特征在于还包括A/D转换器(9)和存贮器，其中，心电电极与心电信号放大器相连，心电信号放大器又与滤波器相连，滤波器的输出端又与A/D转换器的输入端相连，A/D转换器又与单片机相连。
本实用新型的目的，还可能通过以下措施来达到一种分析器，用于对心电信号进行分析，包括一个处理器，其特征在于与处理器相连的有一个生理噪声消除装置。


图1为本实用新型的原理框图。
图2为本实用新型心电信号放大器和滤波器电原理图。
图3为本实用新型R波检出器电原理图。
图4为本实用新型单片(微型计算)机电原理图。
图5为本实用新型调制解调器电原理图。
图6为心脏猝死高危患者心脏电稳定性(CDI)主程序流程图。
图7为心电信号定标程序ZSL的流程图。
图8为心电信号平均程序ZSA的流程图。
图9为晚电位时域分析程序LPT流程图。
图10为体表希氏束图分析程序HPT的流程图。
图11为晚电位频域分析程序LPF流程图。
图12为正交X、Y、Z导联位置图。
图13,CSA常规信号平均；OWA最优加权平均；VNA方差归一化平均。
图14,CSA常规信号平均；VNA方差归一化平均；OWA最优加权平均。
图15，正常人X、Y、Z向量幅度。
图16，正常人X、Y、Z向量幅度。
图17，正常人X、Y、Z向量幅度。
图18,X、Y、Z综合向量幅度与原始X、Y、Z心电图导联对比。
图19，正常组X、Y、Z导联高分辨率波形。
图20,X导联原始波形和滤波后波形。
图21,Y导联原始波形和滤波后波形。
图22,Z导联原始波形和滤波后波形。
图23,X导联平均信号功率谱。
图24,Y导联平均信号功率谱。
图25,Z导联平均信号功率谱。
图26,X导联平均信号功率谱。
图27,Y导联平均信号功率谱。
图28,Z导联平均信号功率谱。
图29,HPS电位与原始X、Y、Z导联信号。
图30,X、Y、Z导联综合向量幅度波形。
图31,X、Y、Z导联高分辨率图。
图32,X、Y、Z导联原始波形和滤波波形。
图33,X、Y、Z导联原始波形和滤波波形显示PR间期高分辨率图形。
图34,X、Y、Z导联原始波形和滤波波形显示PR间期高分辨率图形。
图35,Z导联重复测试并在P波上加入高频振颤信号。
图36，供分析用QRS波和ST数据段。
图37,X导联功率谱。
图38,Y导联功率谱。
图39,Z导联功率谱。
图40,X、Y、Z综合向量幅度。
图41，原始X、Y、Z、导联心电图和X、Y、Z综合向量幅度。
图42,X、Y、Z导联高分辨率心电图。
图43，原始心电图和双向滤波心电图。
图44，原始心电图和双向滤波心电图。
图45，原始心电图和双向滤波心电图。
图46，同一信号经零相位带通滤波器的结果。
图47,HPS电位波形。
图48,QRS波终末到ST段的功率谱。
图49，同一患者QRS波终末到ST段的功率谱。
图50，同一患者QRS波终末到ST段的功率谱。
图51,X、Y、Z导联心电图。
图52，滤波后心电图波形。
图53，单独显示的滤波波形光标距。
图54，高分辨率X、Y、Z心电图。
图55,X、Y、Z综合向量幅度。
图56，用滤波器3得到的体表希氏束电图。
图57，用滤波器4得到的体表希氏束电图。
图58,P-R段短的体表希氏束电图。
图59,P-R段短的体表希氏束电图。
下面将结合附图，对本实用新型做进一步详述图1为本实用新型的原理框图。参照图1～图5，本实用新型由心电电极1、心电信号放大器2、3、4、滤波器5、6、7和R波检出器8、A/D转换器9、单片机10、调制解调器11、电源12等组成，整个检测器安装在一个机壳内(一体式)或两个可插拔的机壳内(分体式)。心电电极通过专用导联线，分别经过电阻R1、R2；R9,R10；R17、R18与三路放大器的输入端相连。放大后的心电信号经过电容C3、C9、C15分别送到三个滤波器的输入端。滤波后的心电信号分别送到A/D转换器的输入端AD0、AD1、AD2。第二路滤波后的信号还送到R波检出器的输入端，检出后的R波信号也送到A/D转换器的输入端AD3。如图2，心电电极分别与心电信号放大器2,3,4相连，心电放大器2,3,4的输出又分别与滤波器5,6,7相连。然后滤波器的输出与一个A/D转换器相连，并且滤波器6的输出还通过一个R波检测器后与A/D转换器相连。A/D转换器与单片机10相连。单片机还与一个调制解调器11相连。
图2为本实用新型心电信号放大器和滤波器电原理图。参见图2，心电电极两个为一组，共三组，通过专用导联线将心电信号分别通过电阻R1、R2；R9、R10；R17、R18送到对应心电信号放大器U1、U4、U7的同相输入端。经心电信号放大器U2、U5、U8放大后，再经C3、C9、C15接到三个滤波器U3、U6、U9的输入端，滤波器的输出送到A/D转换器的输入端AD0、AD1和AD2。其中U1、U3、U4、U6、U7、U9的型号为四运放(Motorola公司制造)TL084,U2、U5、U8的型号为仪表放大器(AD公司制造)AD620。
图3为本实用新型R波检出器电原理图。参见图3,Y导联滤波器的输出同时还送到R波检出器的输入端。R波检出器的输出送到A/D转换器的输入端AD3。其中U1、U2的型号为四运放(Motorola公司制造)TL084。
图4为本实用新型单片机电原理图。参见图4。单片机10由飞利浦公司制造的单片微型计算机(即CPU)87C552、东芝公司的锁存器74HC373、ATMEL公司的存贮器ROM27 C512、INTER公司的随机存储器RAM684000、复位电路、按键等组成。
单片机CPU的P0.0～P0.7端分别接到锁存器、ROM和RAM的D0～D7端。CPU的P2.0～P2.7端分别接到ROM和RAM的A8～A15端。CPU的P4.5～P4.7端接到RAM的A16～A18端。CPU的P3.0～P3.2端分别接到调制解调器的RZD、TZD和DCD端。锁存器的Q0～Q7端分别接到ROM和RAM的A0～A7端。
图5为本实用新型调制解调器电原理图。参见图5，调制解调器11，由ROCKWELL公司的调制解调器微控制器RCV336ACF、ATMEL公司的存贮器ROM 27C010和RAM 62256、非易失存贮器24C02、音频芯片ITC117、线路变压器、电源7805及若干电阻、电容、电感、稳压二极管等组成。调制解调器的DCD,RXD,TXD端分别与单片机的P3.2,P3.0和P3.1相连。
微控制器的D0～D7端接到ROM和RAM的D0～D7端，微控制器的A0～A16端分别接到ROM的A0～A16和RAM的A0～A14端。微控制器的39、42脚分别接到非易失存贮器的5脚和6脚。微控制器的RZD、TZD、CDC端分别接到单片机CPU的同名端。
使用时，参照图12将心电电极1贴在受试者前胸和后背的X、Y、Z三个部位上，通过专用导联线，将心电信号传给心电信号放大器、滤波器、R波检出器，再将信号送到A/D转换器，在单片机的控制下，对心电信号和R波不断的采集，经A/D转换器转换成相应的数字量，存贮在数据存贮器中，此过程一直进行到采够15分钟的数据量时停止。然后，可以根据需要，随时通过调制解调器，利用电话线路将数据存贮器中的数据传送到分析器，再由分析器的微型计算机对数据进行处理、分析、给出定量结果，分析器的医生据此即可对受试者的心脏电稳定性做出诊断，进行治疗或急救指导。
在其它实施例中，代替调制解调器，本实用新型的检测仪中还可以包括与电脑连接的接口，如串行接口或并行接口。在需要时，通过这个接口将存贮器中存储的数据传输到电脑中，再由电脑进行分析或通过因特网传到分析中心。
图6为心脏猝死高危患者心脏电稳定性(CDI)主程序流程图。该程序在一个处理器中执行。如附图6所示，本实用新型提供了一套检测和分析心脏微电势的数字信号处理技术。当系统运行本程序后，即显示主菜单，若选择1项，则必须输入新的特征项，然后返回显示主菜单；若选择2或3项，则分别执行信号标定程序ZSL或信号平均程序，然后调出主菜单并显示之；若选择4，再选择L或者选择4再选择H，则分别执行晚电位时域分析程序LPT或执行体表希氏时域分析程序HPT，然后再调出主菜单并显示之；若选择5，再选择L或者选择5，再选择F，则分别执行晚电位频域分析程序LPF或执行正交心电任意段的频谱分析程序XYZF，然后调出主菜单并显示之。该系统具有如下功能1．信号定标程序ZSL的技术说明心电信号定标程序ZSL的目的是调节X、Y、Z导联通道的灵敏度，使心电信号既能充分利用A/D变换器所提供的动态范围而又不失真，当此程序开始执行后，显示器屏幕上即显示实时的X、Y、Z心电信号，要求操作者调节各通道的灵敏度，若未调节完毕，则继续调节，若调节完毕，则操作者根据提示，按下LFP放大器上的红键，然后执行标定算法，计算X、Y、Z通道的放大倍数KX、KY、KZ并显示之，如果根据屏幕提示不再重调，操作者释放LFP放大器上的红色按键，则完成此程序并返回。若根据屏幕提示，须要重调，则仍然要释放LFP上的红色键，退回到主菜单，再重新进入此程序，重新调节即可。实施细节详见图7。
在执行此程序调节XYZ灵敏度时，必须注意X导的R波尖不能有丝毫削顶。因为X导的R波尖将被用来作为时间基准。若发现X导的R波峰向下，则可调换X+X-电极位置。若发现X导的R波不如其它导(如Y导)的R波来得高大尖锐，则可将X导电极和该导(如Y导)电极位置互换。这样可以提高信号平均质量。操作者只要记住互换后计算机显示的X导已不是真正的X导心电就行了。
本程序采用符号判别法来计算KX、KY、KZ使得计得的KX、KY、KZ的精度在0.05％之内，并且相当稳定。图7中N为方波上跳边的个数，B为取数时用的序数。XL、YL、ZL为跳边延左边10点的平均幅度，XR、YR、ZR为跳边延右边10点的平均幅度。XS、YS、ZS为跳边幅累加值，C为跳边计数值。KX、KY、KZ为1mV电平对应的A/D采样值。
2．信号平均程序ZSA的技术说明本程序是对信号进行平均处理的程序，其执行顺序如下(1)首先采集X、Y、Z正交心电信号并显示，然后选定平均过程的控制参数；(2)选定心电信号模板，若未选定，则返回(1)重新执行；若选定，则执行(3)；(3)打印R-R间期心率，对模板信号进行预处理，实施对工频50Hz干扰的自适应滤波，计算并显示各导模板噪声的标准差σX、σY、σZ；(4)根据显示的标准差，对选定的信号模块是否合适实施判断，若判为不合格，则返回(1)重新执行；若接收选定的模板，则执行(5)；(5)采样心电信号，并对存入的数据排序，排出前三个心动周期；(6)从数据区中挑选下一个心动周期，计算R-R间期，若其误差大于予置值，则在排斥下二个心动周期后重复执行(6)，直至挑选的下一个心动周期其R-R间期误差小于予置值时，再往下执行；(7)50Hz工频干扰再次滤波，确定R波顶点为信号平均的对准点；(8)实施信号对齐，并求模板和待迭加信号的多项式逼近表达式，计算逼近后信号的相关系数。若相关系数未大于予置值，则返回至(6)，重新顺序执行；否则，往下顺序执行；(9)计算Y、Z导联的基线漂移。若漂移超过予置值，返回至(6)重新执行，否则，在估计各导联噪声幅度后，对信号实施平均算法。
(10)判断存入数据区的所有心电信号数据是否均进行了处理，如果未全部处理，返回(6)，再顺序执行；如果已全部处理，则还要判断平均次数是否等于予置值，若相等，则执行(11)，若不相等，则在更新模板后，返回到(5)，重新顺序执行；(11)存入经过平均的X、Y、Z心电信号并显示它们，然后返回相应的功能菜单。
实施细节详见图8。
在信号平均程序中第一个技术难题就是50Hz干扰消除问题。因此在本实用新型中利用了一个周期噪声和工频干扰消除装置来解决该问题。该装置与处理器相联。为了满足对心脏微电位的精确检测，要求电网干扰残余量必须小于1μV，这个要求是非常高的。尽管自适应LMS算法能有效地消除电网干扰，但它仍难以满足此要求。因此LMS算法不能在极小的自适应权系数失调量和自适应速度之间取得一个满意的折中。由于心脏微电位实在太小了，很小的自适应权系数失调量就足以引起一个淹没微电位的电网干扰。为了使电网干扰量消除到1μV以下，自适应权系数的失调量必须非常小，这在普通的LMS算法中将引起自适应速度过慢的现象。为了解决此问题，本实用新型利用正交展开法对自适应权系统先进行一个精确的初始估计，并用LMS/Newton算法代替LMS算法。这样大大地加快了自适应速度。最后本实用新型还采取了时序自适应技巧，使得自适应过程在ST间期内进行。这样便保证了电网干扰消除不影响ECG本身的50Hz分量。经过以上改进的自适应方法可以高质有效地将电网干扰消除到1μV以下，并且不对ECG信号产生任何副作用。
由于信号平均是利用信号的确定性(重复性)和噪声的随机性来消除随机干扰的。因此其中一个非常重要的问题是信号叠加时必须严格对齐。为此，本发明提供了一个信号对齐装置。该信号对齐装置与处理器相连。微小的时间错位将削弱心脏微电位。例如有文献报道1ms的时间错位就可使体表希氏束信号衰减10倍。从中可以看到信号对齐的重要性。为了使心脏微电位检测中的时间错位小于1ms，本实用新型用了最小2乘多项式逼近法，逼近心电波形。这样使随机干扰不易影响到相关系数的计算，使相关参数能够充分反映待选心电周期和模板心电周期之间的时间对齐程度。此外，本实用新型还通过理论和实验验证了在目前的算法下，只要相关系数值大于或等于0.996就能将时间错位控制在1ms之内。时间对齐精确对于信号平均是十分重要的。特别是对于体表希氏束电位检测。在目前的程序中相关系数值为0.996，并随着平衡过程的进行自动增加到0.9985，由此保证了时间错位小于1ms。
在信号平均程序中第三个技术难题是随机生理噪声的非平稳性问题。为此，本发明提供了一个生理噪声消除装置。该生理噪声消除装置与处理器相连。事实上随机干扰的消除问题才是信号平均真正最棘手的问题。因为象电网干扰等最后毕竟还可以采用电池供电的完全浮地系统来解决。随机噪声的源主要有生理系统本身的随机噪声，如在平均ECG信号时的肌电EMG干扰和电子元器件的热噪声，其中生理系统的随机噪声远远较器件热噪声来得严重。这种生理随机噪声的一种重要特点是非平稳性。例如在心电ECG平均中肌电EMG干扰的吸气时就远较呼气时大。我们知道信号平均法是利用随机干扰的随机性，从而相互抵消来消除干扰的。相互抵消的一个必要条件就是噪声的幅度基本相等。由于随机生理噪声的非平稳性，噪声前后幅度大小不同，这显然削弱了信号平均消除随机干扰的效力。为了解决此问题作者从数学理论上严格地导出了加权信号平均法，其中权系为噪声方差的函数，可以严格地证明，这种平均法在平均同样的100个心电周期后的残余随机噪声的方差将达到最小。这种方法的优越性已被实验结果充分证实。一般用这种优化的平均法可以使最后的残留噪声的幅度比普通的平均法小2～3倍，它的效力是很明显的。因此在这样的高级技术支持下我们的机器在消除随机干扰方面就优于ART的机器。在应用这种优化平均法的同时，必须对噪声方差进行估计，本实用新型采用了最小2乘多项式逼近估计法，使得估计既准确又快。
为了进一步提高信号平均的质量，本实用新型又采用了模板更新技术，它使得模板噪声随着平均过程的进行也不断减小。这样有助于平均程序更为精确地进行时向对齐和选择低噪的待选心电周期。
在这些“软”技术的支持下，现有的信号平均程序可以高质量地叠加出平均XYZ心电波形，其质量丝毫不亚于ART的水平。图8中LXO(i)、LYO(i)、LZO(i)存放XYZ心电信号的模板。
LX1(i)、LY1(i)、LZ1(i)存放平均后的XYZ心电信号。
D1(i)、D2(i)、D3(i)用于最后显示XYZ平均信号。
X(i)、Y(i)、Z(i)用于平均过程中存取XYZ心电信号。
P(i)用于存放50Hz干扰信号，用于自适应滤波。
TM(i)和TM1(i)分别用于存放对模板和待选心动周期进行多项式逼近后的数值相关系数(CC)的计算就在TM(i)和TM1(i)间进行。
UX、UY、YZ为自适应速度系数。KK％为预置迭加次数，KL为R-R间期相对误差的预置值，KM为CC的预置值，KN为基标漂移范围。DA1、DA2为模板中两个R波顶在XYZ数据存储区中的位置，M、L为DA1、DA2的精确值。DIS0为模板R-R间期，DIS1为平均信号长度，KX、KY、KZ为XYZ放大器的放大系数，用于将数字量转化为相应的电平单位量。
Q为PR噪声估计段的起始位置，Z22、Z33为Y导和Z导模板在PR段中位的值，做为一个基标，以检测基线漂移范围，VXA、VYA、VZA为各导模板中噪声的标准差值。
GAPX、GASX、GAPY、GASY、GAPZ、GASZ分别为模板中XYZ各导PR段和ST段上噪声方差的估计值，PX1、XS1、PY1、SY1、PZ1、SZ1分别为GAPX、GASX、GAPY、GASY、GAPZ、GASZ的开方后的倒数值，GPX1、GSX1、GPY1、GSY1、GPZ1、GSZ1为PX1、SX1、PY1、SY1、PZ1、SZ1的累加值。AR为待选心电R-R间期，ADR为R波计数器，CR1为R波顶在数据区中的位置，TL为模板和待选心电的相关系数，Z2、Z3为待选心电Y导、Z导PR段中位的值，K为平均次数，PD为P(i)延时90°的信号。WX1、WX2、WY1、WY2、WZ1、WZ2分别为XYZ各导自适应滤波中的权系数。PP、PDPD为P(i)和PD经过修正后的值。
3．晚电位时域分析的技术说明本程序是晚电位时域分析程序，它是按如下顺序执行的(1)进入本程序后，在屏幕上显示病人的特征值，如果不是所要的分析对象，则在输入相关信息后，会自动调入相应特征值并加以显示；若正是所要的分析对象，则对有关数据实行归一化处理；(2)设定高通滤波器的转折频率Fc，通带增益G，设计一个巴特沃斯高通滤波器；(3)执行双向滤波算法，计算矢量幅度；(4)打印显示菜单，并做如下选择①选择X，屏幕显示X导联滤波前后的心电信号，然后再行(5)；②选择Y，屏幕显示Y导联滤波前后的心电信号，然后再执行(5)；③选择X，屏幕显示Z导滤波前后的心电信号，然后再执行(5)；④选择h，屏幕显示X、Y、Z三导联高分辨率心电图，然后再执行(5)；⑤选择V时，将按以下顺序进行a．确认程序自动判定的QRS波和LP的起、终点；b．显示矢量幅度与X、Y、Z心电信号对照图；c．如果不修改QRS波的起、终点，则执行d；若要修改，则在修改后，返回b再顺序执行；d．如果不修改LP的起、终点，则显示X、Y、Z的矢量幅度及诊断指标，并打印分析诊断结果表，再执行(5)；若修改LP的起、终点，则在修改后返回b，再顺序执行；(5)再次做如下选择①选择P后，返回(2)，再顺序执行；②选择D后，返回(4)，再顺序执行；③选择R，则完成此次分析返回本程序的功能菜单。
实施细节见图9。
晚电位分析中的技术关键是双向滤波问题。我们知道通常的“正向”滤波会在高幅的QRS后产生低幅的振荡波，即所谓的振铃现象(ringing)。它是滤波产生的伪差。恰好出现在晚电位可能出现的部位。因此可能掩盖晚电位或将这种伪差误认为晚电位。为了解决此问题，本实用新型双向滤波法，首先从经过叠加的QRS起点开始向后滤波，到QRS中部，然后再从T波终点处开始反向滤波，一直到QRS中部。这样就可以完全消除滤波产生的伪差。因为即使发生伪差也是在振幅高大的QRS中部不影响晚电位的正确诊断。其实为了避免振铃影响晚电位，仅用反向滤波就可以了。但是双向滤波可以同样避免振铃在QRS起始部产生，有助于判断QRS的起点。本实用新型在程序中又增设了一个4极点、6极点和一个8极点Butterworth高通滤波器。
在程序中本实用新型设计了QRS起终点、LP起终点的自动判定。但由于各人心电大相径庭，难免出现误差。为此，本实用新型又增设了QRS起终点，LP起终点手动修正功能。QRS起终点和LP起终点确定后，所有的诊断指示均以此为基础。
在显示项目中，除了XYZ矢量幅度图外，别的项目各有其重要性。XYZ三导滤波前后图形的显示有助于观察电位在各导中的分布情况。高分辨率心电图有助对晚电位进行直观的观察。这些显示项目在某些病人(如束支传导阻滞等)的诊断中起重要作用。有助于排除仅由XYZ矢量幅度进行诊断所可能引起的假阳性。图9中X(i)、Y(i)、Z(i)为XYZ心电原始数据，XF(i)、YF(i)、ZF(i)为双向滤波后的XYZ心电信号。V(i)为向量幅度，Fc为Butterworth高通滤波的转折频率，G为滤波器的通带增益，Ai、Bi(i-0……8)A、B、C、D等为滤波器的系数，SCL％为每纵格的mV数。TS1为Q波谷对应的信号序数，TT1为ST段起点对应的信号序数。NL为ST段噪声的平均幅度。NS为相应的RMS噪声值。SD为相应的噪声标准差，TS为Std QRS的起点，TT为Std QRS的终点。TL为LP的起点，TE为LP的终点，TU为Under40μV时间，L4为Last40ms的RMS值，NO为病人号，CA为病案号，NAME为病人姓名，AS为年龄性别，DIA为临床诊断，AV为叠加次数，FTR为所用的滤波器，DL为检查日期。
4．体表希氏束电位时域分析程技术说明本程序的执行顺序如下(1)确认并显示所需分析对象的特征项；(2)读取数据，进行归一化处理；(3)选择幅度标尺，选择零相位带通数字滤波器；(4)进行零相位数字滤波，打印显示菜单。
(5)选择显示内容①选择X，显示X导高分辨率滤波后及原始信号，用光标测定任意两点间的时间值，然后执行(6)；②选择Y，显示Y导高分辨率滤波后及原始信号，用光标测定任意两点间的时间值，然后执行(6)；③选择Z，显示Z导高分辨率滤波后及原始信号，用光标测定任意两点间的时间值，然后执行(6)；④选择C，显示X、Y、Z原始心电图，用光标测量任意两点间的时间值，迭加上滤波后的X、Y、Z心电信号，用光标测量任意两点间的时间值，然后执行(6)。
(6)再做如下选择①选择P，返回(3)，再重新执行程序；②选择D，返回(4)，再重新执行程序；③选择R，结束本次运行，返回HPT功能菜单。
实施细节见图10。
在体表希氏束电位时域分析中关键问题也是滤波问题。在体表希氏束电位分析中最重要的是时间精确性，HPS电位不会因为滤波过程而改变了其时相。因此HPS电位的滤波一个必不可少的要求是零相位滤波。也就是HPS电位经过滤波器后不会有任何相位移动。在此本实用新型应用了自己开创的零相位FIR滤波器设计法一共设计了八个零相位FIR带通数字滤波器。它们的频带为滤波器30～220Hz带通滤波器30～120Hz带通滤波器40～240Hz带通滤波器40～130Hz带通滤波器60～260Hz带通滤波器60～140Hz带通滤波器80～260Hz带通滤波器80～150Hz带通根据低频截止频率的不同分为4组，每组两个滤波。由于90％以上的HPS电位能量都在100Hz以下，所有的偶数序号的滤波器均设计成高段截止频率较低的滤波器。在此郑重指示，滤波器2和滤波器4具有特殊的抗150Hz干扰的能力。前面已说明50Hz干扰可能经改进后的自适应算法有效地消除。但其高次谐波(即3、5、7、9……次谐波)由于不能被电网干扰采样变压器有效地耦合，并且受到肌电EMG干扰的影响，有时还可能残存1～2μV的剩余量。虽然它不致于完全阻碍HPT的分析，但它们存在使HPT的起点难以精确定位。由于本实用新型使用的滤波器设计法具有独立的优点，利用它可以轻易地在150Hz处设置一个零点，十分有效地将150Hz残余量完全抑制掉。
在单导信息显示时，本实用新型有意将各导的高分辨率心电图绘出。因为根据最新的HPS电位理论，HPS电位是一种阶跃一斜坡状的电位活动。它可以由高分辨率心电图充分地显露出来，有助于H波的定位。另外它本身也包含了许多HPS信息，特别是HPS电位的终点必须在高分辨率心电图中确定。
将XYZ各导滤波前后的波形放在一起显示可以使各导的信息相互弥补。使HPS电位的分析变为精确可靠。因为在检查开始时医生并不知道病人的希氏束指向。用正交的XYZ导联先做一遍检查就可分析出HPS在那个方向上的投影最大。如果需要还可以再做一次检查。这次检查中双极导联的取向就可以取在HPS投影最大的方向上。这样可以进一步提高检测质量。图10中X(i)、Y(i)、Z(i)为XYZ原始心电信号。
XF(i)、YF(i)、ZF(i)为X(i)、Y(i)、Z(i)经过零相位滤波后的信号。
H(i)为零相位PIR滤波器的脉冲响应。
KX、KY、KZ为XYZ各导的放大器系数，用于将信号归一化。
SCL％为时间及幅度定标字付串，T为软件开关。
5．晚电位频域分析技术说明本程序的执行顺序如下(1)确认并显示所需分析对象的特征项；(2)读取数据，进行归一化处理；(3)显示X、Y、Z各导联心电信号及其正交心电信号；(4)使用光标在X、Y、Z心电图中截取长度在20～512ms之间的任一段数据；(5)根据数据长度，选择相应主瓣宽度的Z窗函数，然后对数据补零，凑足512点；(6)进行快速付里叶变换运算，并将结果变为分贝数；(7)在X、Y、Z心电图的末端截取三段同样长度的信号；(8)加上同样的窗至数并补零，凑足512点；
(9)进行快速付里叶变换运算，并将结果变为分贝数；(10)计算30～120Hz之间的平均功率，并将其做为平均噪声功率NX、NY、NZ；(11)选择显示三个X、Y、Z导联数据段功率谱图当中的一个；(12)调出光标，将其移到功率谱图中的欲测位置，计算由光标线和噪声线所围成的面积；(13)输入0～400Hz之间的任意一个频率值，则打印该频率处的分贝数；(14)在返回至(3)，或者返回至(11)或返回至LPF功能菜单中进行选择，以确定继续行程序或者中止本次程序的运行。
实施细节详见图11。
晚电位频域分析的技术难题在于提高频谱分辨率(即增加数据长度)和QRS波内的高频分量的泄漏之间的矛盾。晚电位发生在QRS末尾并延伸入ST段。一般晚电位发生的时间在20ms左右。如果仅分析可能出现晚电位的30ms数据段，那显然频谱分辨率太低。如将数据段向QRS波内延伸则QRS波内的高频分量可以产生伪晚电位功率。这类似滤波器的“振铃”问题。若将数据段向T波延伸，则问题可以得一定的缓解。但是向T波的延伸是受限制的。因为向T波延伸过多后将来乘以窗函数时，窗函数的中心部分不在晚电位发生的时间段上。晚电位发生段正处于窗函数的边缘处。它将被窗函数边缘的微小系数所抑制。这样便人为地削弱了晚电位在功率谱中所占的比重而带来伪差。本实用新型以QRS终点为准向前(QRS内部)取20ms，向后取100ms是一个较好的折中。
以上是从分析的数据的取法上寻求解决途径。另外一个解决问题的重要途径是提高窗函数本身的性能。也就是设计一个窗函数使它的主瓣尽可能窄。而最大旁瓣幅度尽可能小。我们知主瓣窄和旁瓣低是矛盾的。一个较好的窗函数实际上是在这两个因素之间取得了一个较好的折中。本实用新型通过研究，发明了一套系统的窗函数设计方法。用这种方法所设计的窗函数与同类的Blackman-Hrnis窗函数，即最通用的窗函数比较，具有主瓣更窄，旁瓣更低的优点。因此将它用于晚电位的分析可以进一步提高分析质量，在此必须指出晚电位频域分析结果与拟取数据段时的右光标所在位置直接有关。右光标向前(伸入QRS内)可能会出现假阳性。右光标向后(伸向T波)有可能造成假阴性。引起这些问题的原因上面已经陈述。因此右光标所在的位置(也就是QRS终端)最好由经验较丰富的心电图医师确定。在分析中本实用新型去掉了加窗后数据段中的直流分量，并且采用了噪声功率自动检测技术，这样可以进一步提高分析精度。图11中X(i)、Y(i)、Z(i)为原始心电信号，A(i)存放FFT后的实部与虚部值。
XF(i)、YF(i)、ZF(i)为FFT变换后的功率谱值。T=-1为FFT变换，T=1为FFT逆变换。
2s=N，在此N=512，所以S=9,NLX、NLY、NLZ分别为各导的平均噪声功率。
XD、YD、ZD为各段信号(XYZ)中的直流分量。
本实用新型与背景技术相比有益效果如下本实用新型采用了XYZ电极的近似位置见图12。双极正交XYZ导联的优点是(1)处理的导联数最少，可用于实时；(2)这些XYZ导联是解剖和电学上的正交，可记录心脏微电势的全部信息；(3)导联之间的信息补偿可以帮助更容易地辨别HPS电位；(4)如果必要，三个双极电极可以放在体表的任何部位，因此可以引入许多附加实验。正交XYZ导联对心脏微电势的检测是非常好的系统，被研究者们广泛采用。另外一种正交导联系统对于医生来说是非常熟悉的，即传统的Frank XYZ系统。本实用新型不用常规Frank导联的理由是(1)Frank系统是一个低输入阻抗，高输出阻抗的网路；(2)Frank系统的电阻会引入附加噪声；(3)在Frank系统中，Y导联将有非常大的EMG噪声，因为它跨越附加的骨胳肌组。因此，用Simson方法时将严重影响LPS的分析，甚至估计不到LPS。
实验开始时先进行皮肤处理和电极安放，计算机的第一个操作是输入初始个人信息，如病人的姓名、年龄、性别和临床诊断等。运行的第一个程序是信号定标程序。通过这一程序，计算机精确地识别每一导联的线性模拟数字关系的系数。然后执行信号平均程序。在信号平均期间，工频干扰用自适应技术消除到1μV以下，噪声方差用误差平方和最小多项式估计，这些噪声方差用于方差归一化平均和最优加权平均法(VNA和OWA)，时间错位通过一个0.9985的相关系数阈值而控制在1ms以内。本实用新型通过应用这些技术，保证得到高质量的平均信号。它比常规信号平均(CSA)技术效果好。另外的控制参数是平均时间或周期、相应的P-R间隔误差等等。这些参数可以由一个程式中断，在平均过程中方便地变化。当信号平均结束后，可获得低噪声、高传真的平均XYZ导联ECG信号。后面的分析有四个程式，它们是晚电位的时域分析、HPS电位的时域分析、晚电位的频域分析和任意XYZ导联ECG数据段的功率谱。50个年龄在20～70岁之间的病人接受了我们系统的检查。限于篇幅，下面我们只例举四种有代表意义的情况。这四个受试者，两个是正常的，一个有束支阻滞，另一个有一年心肌梗塞(MI)史，频繁的室性早搏(PVC)和可记录到的间歇性室速(VT)。
图13和图14显示了VNA和OWA在HPS电位分析中的作用。图中很明显，由于VNA和OWA，随机噪声在ST段被减小了，HPS电活动在PR段得到增强。图13中的曲线是Y导联经过一个40～250Hz零相位FIR滤波器(滤波器3)滤波，CSA、VNA和OWA分别平均100个周期(n=100)后得到的。HPS-V间期为34ms。在图14中，是Z导信号通过滤波器4。滤波器3帮助解释了低于150Hz大多数有麻烦的噪声减小。HPS-V的时间为42ms。可以注意到到ST段，ST窗的存在提高了噪声的减小，比较ST段噪声水平与上面曲线(CSA)中PR段的偏差，开始确实存在的HPS活动不能识别，然而经过在PR和ST段VNA和OWA后，噪声减小，HPS电活动可以很明显地识别。
图15和图16显示了VNA和OWA在晚电位分析中是怎样帮助减小RMS噪声的。图15、16、17分别与CAS、VNA和OWA相联系。图15中的RMS噪声为0.6μV，图16中为0.4μV，而在图17中为0.3μV。RMS噪声的减小，同样也反映在别的计算段和RMS电压中，这是因为在本实用新型中，LP失调严格依赖于噪声水平，噪声大将造成LP间期的不可估计，或相应产生其幅度的过高估计，在图15，总计的QRS间期是97ms，且后40ms的RMS电压为104.3μV。在图16中，总计的QRS间期是100ms，后40msRMS电压为97.8μV，而在图17中，两者分别为102ms和93.8μV。这些数据进一步肯定了RMS噪声的减小。注意用OWA,100个平均周期对0.3μV残余噪声已足够了。由VNA和OWA,50例样本中噪声减小0.2～0.3μV的超过70％；减小0.1μV的为95％。这显示了VNA和OWA在随机噪声减小上确实有不可怀疑的提高。实际上，如果那些ECG波形具有很大噪声而又没有在实时平均过程中去除，则VNA和OWA在减小噪声上将显示比CSA更大的提高。
现在我们继续对正常对象进行分析，他们的XYZ向量幅度分别显示在图15、图16、图17中；图18同时显示了XYZ综合向量幅度及原始的XYZ导联ECG，则两者的联系可以很明显地看到。两条点划线是计算机识别出的QRS波的起点和终点。图19显示的是正常组XYZ导联的高分辨率波形。可以看到，在QRS波的ST段上很平坦，没有晚电位。图20、图21及图22是XYZ导联的原始波形和滤波后的波形，滤波器是4极点巴特沃思高通滤波器，截止频率为25Hz，双向滤波模式，所以在QRS波后没有振铃。同时可以看到QRS波后没有高频振荡伪迹，所以没有晚电位。图23～25是XYZ导联平均信号(CSA)的功率谱，数据段取QRS波终末20ms和ST段100ms间阴影部分代表各导联的晚电位能量，这个值大于1000表示异常。从图上可以看到，这些值都小于1000。图26～28是同一受试者晚电位频域分析的类似结果，但时域XYZ ECG平均方法采用的是OWA，可以看到，阴影区减少，即随机噪声减少了。图29表示该受试者HPS电位与原始的XYZ导联信号，可以看到，HPS电位在所有三个导联上出现，并且Z导联也显示了。
早期的希氏活动。HPS-V间期是45ms，滤波器是用零相位，FIR带通滤波器(滤波器6.60～140Hz)，总之，通过对此受试者的心脏微电势分析可以看到这名受试者(Mong Xiao Ping，男，35岁)没有心脏传导系统和心肌方面的问题。
下面我们讨论另一个正常受试者，这里我们着重讨论希氏束电位，图30是XYZ导联综合向量幅度波形，图上可以看出，总QRS波间期为117ms(＜120ms),40μV以下持续时间为22ms，后40msRMS电压为59.2μV(＞25μV)，这些数据表示这是一个正常受试者，图31是XYZ导联的高分辨率图，除了X导联有S波的尖锐冲外，没有振颤电位。图32是XYZ导联原始波形和滤波波形。在X导联和Z导联上有幅度为3μV的三相H波尖峰，这一信息进一步在图33、34上得到显示，并且增加了PR间期的高分辨率图形。可以清楚地看到HPS电位与高分辨率图上斜坡特征中段对应。同时可以看到，X导联上滤波波形的下降沿与高分辨率图上的上升斜坡对应，HPS-V间期为50ms。
为了Z导联上H波和随机噪声尖峰的差异，Z导联的重复实验如图35，实验中在P波上加入了一个高频振颤信号，这个信号可以在高分辨率图和原始心电图上看到。因为采用零相位滤波器，所以这个振颤没有扩展到HPS信号上，在滤波信号中再次发现了相尖峰，与图34相比，我们可以肯定，这两个尖峰出奇地相似，因此一定是H尖峰。图35的HPS-V间期是49ms，非常接近前面的50ms。图32～35所选的滤波器是滤波器5，频谱分析是应用程序4得到的XYZ功率谱，数据段和时间窗的选择与晚电位FDA的方法(程序3)完全一致。图36是用来分析的QRS波和ST数据段。图37～39是XYZ功率谱，应注意到只有X导联上30～120Hz区间阴影面积超过1000，这是由于尖锐的S波过冲引起的，这个假阳性结果告诉我们FDA方法不能区分S波过冲和碎裂晚电位。总之，频谱分析方法提供的信息与TDA方法相比，灵敏度与特异性均差。这是由于非常重要的相位信息在FDA上丢失了。这个结果的理论解释可以在Josef的文献上查到，他的结论是TDA比FDA好，这个结论是通过提取曲线特征得到的。按照这个观点，FDA的结果应该通过TDA验证，否则，在ST段上的高频分量如S波过冲，可能被误认为晚电位。
第三个受试者是具有MI、PVC、VT的患者。图40表示了其XYZ综合向量幅度，可以清楚地看到在QRS波后有一个低幅振颤电位，总QRS波持续时间为125ms(大于120ms)，低于40μV的时间为44ms(大于40ms)后40ms RMS电压为10.4μV(小于25μV)，所有这些数据表明这是一位患者。图41显示了原始XYZ导联ECG和XYZ综合向量幅度，图上两条点线表示标准的QRS波宽度，两条点线表示LPS间期。图42是XYZ导联高分辨率心电图，图上可以看到，在所有导联的QRS波后和ST段上都有小的波折，这些都是通常所说的室性晚电位。图43～45是原始心电图和双向滤波心电图，图上各导联LPS的高频振颤都可以看到。图46是同一信号经零相位带通滤波器(滤波器6)的结果，图中总QRS波宽度为126ms，只比双向滤波大1ms。由此，我们得出结论，零相位FIR滤波器是可以用于晚电位信号处理的。图47是HPS电位波形，HPS-V间期是36ms。图48～50是QRS波终末到ST段的功率谱(应用程序3FDA方法的LPS)，图上可以清楚地看到阴影部分面积大于1000，这是LPS异常的表现，它的形态与图37中S波过问上的形态是不一样的，因而表示这是LPS能量。
最后我们分析传导束支阻滞受试者的实验结果。图51上是XYZ导联ECG，图XYZ综合波，特别是S波过宽，表示传导阻滞。图52表示滤波后的结果，H波尖峰只在X导联上看到，HPS-V间期为54ms，略超过正常值。如果我们测量的时间是H波峰到室性活动的起点，则发现这一时间间期是40ms，大于正常受试者(试者2)，他的最长HPS-V的时间是50ms，这是传导阻滞的验证。从这结果可以看出，阻滞时间是不适用的，说明这只是I度传导阻滞。历为X导联具有很清晰的HPS电位，因此在图53上把它的滤波波单列出来，可以立即看到，在HPS活动期间缺少斜坡特征，这再一次支持了我们前面的观点。考虑到S波过宽，一定是右束枝阻滞。病人的数据是用TDA(程序1)分析的。
在以上这些图上没有残余工频干扰成分，这明显说明，前面提到的自适应工频消除技术可以把噪声降到1μV以下。为进一步说明自适应噪声消除的必要性和重要性，我们把没有经过噪声消除的Frank导联ECG在图54上显示，QRS综合波幅度在图55上表示，可以看到，残余的工频噪声和EMG信号在两个图中都破坏了CMPS的检测和分析。所以，正交XYZ导联系统和自适应噪声滤波在我们的系统中都是必须的，前面提到的工频干扰的三次谐波没有明显消除，仍保留1～2μV，它们出现在图24、37的150Hz的谱峰位置上，虽然还在这些150Hz成分，但没有破坏CMPS的检测与分析，它通常只是影响了HPS的起点，如图56用滤波器3得到的结果。为了解决这个问题，我们应用可变阻带-凹陷的技术，用滤波器4对同样的信号进行滤波150Hz成分被完全消除了，如图57。图上HPS可以清楚地看到。这个例子充分说明可变阻带-凹陷滤波器及它新的设计方法是非常有用的。
从上面临床实验的结果分析可以清楚地证明本实用新型系统的高性能和可靠性。它表明在接近完全消除工频干扰后，通过引进新的技术和方法，精确对准ECG波形和有效地提高随机噪声的减小，则晚电位，如果它存在，就可以在信号平均和数字滤波后清楚地显示出来。类似的，通常因为其幅度小和严格限制的错位而被认为更难检测的HPS电位也可以清楚地识别。在50例实验中识别率达70％，即使是那些如图14、58、59中显示的PR段很短的情况，也可识别。如果可变阻带凹陷特性，导联之间信息补偿和HPS电位的谐跃斜波解释都引入到分析中，则即使是HPS活动也可以被识别。重复实验表明，本实用新型的结果具有很高的可重复性，因此，新技术和方法的可靠性是显而易见的。除了高性能，本实用新型的系统也是非常灵活的。
权利要求1．一种心脏猝死高危患者CDI记录器，包括心电探测极(1)、心电信号放大器(2,3,4)、滤波器(5,6,7)、R波检出器(8)、单片机(10)、电源(12)、其特征在于还包括A/D转换器(9)和存贮器，其中，心电电极与心电信号放大器相连，心电信号放大器又与滤波器相连，滤波器的输出端又与A/D转换器的输入端相连，A/D转换器又与单片机相连。
2．根据权利要求1所述的心脏猝死高危患者CDI记录器，其特征在于Y轴滤波器的输出端与R波检出器的输入端相连，R波检出器的输出端与A/D转换器相连。
3．根据权利要求1所述的心脏猝死高危患者CDI记录器，其特征在于还包括一个与所述单片机相连的调制解调器(11)。
4．根据权利要求3所述的心脏猝死高危患者CDI记录器，其特征在于调制解调器与单片机的连接是可拆卸的。
5．根据权利要求1的记录器，其特征在于还包括一个可用于与电脑连接的接口。
6．一种分析器，用于对心电信号进行分析，包括一个处理器，其特征在于与处理器相连的有一个生理噪声消除装置。
7．如权利要求6的分析器，其特征在于与处理器相连的有一个周期噪声和工频干扰消除装置。
8．如权利要求6的分析器，其特征在于与所述周期噪声和工频干扰消除装置相连的有一个子控制装置，使得自适应处理是时序的，并使得权系数的变化仅仅在低频的ST间期及随后的等电位间期。
9．如权利要求6或7的分析器，其特征在于与所述处理器相连的有一个波形对准装置。
10．如权利要求9的分析器，其特征在于与所述处理器相连的有一个CC阈值设定装置。
11．如权利要求9的分析器，其特征在于与所述处理器相连的有一个测量时间控制装置。
专利摘要一种心脏猝死高危患者CDI检测仪是由心脏猝死高危患者CDI记录器和心脏猝死高危患者CDI分析器组成。记录器由心电电极、心电信号放大器、滤波器、R波检出器、A/D转换器、单片机、调制解调器等组成。A/D转换器与单片机相连,调制解调器与单片机相连。
文档编号G06F19/00GK2439840SQ9924848
公开日2001年7月25日 申请日期1999年10月15日 优先权日1999年10月15日
发明者王湘生 申请人:北京卡迪欧医疗设备有限责任公司