容量高频变压器传输特性优化方法流程图，所述方法包括 W下步骤：
[0051]A、建立磁特性模型和电容模型。
[0052] 在磁特性模型中，考虑到大容量变压器具有较高的填充因数，忽略满流效应对绕 组阻抗特性的影响。因此将一次二次绕组电阻氏1和RS2等效为绕组直流电阻，Lm和L分别 通过计算二次绕组开路时和安应平衡时的磁场能量获得。Rm通过变压器开路阻抗特性第一 个谐振点处的阻抗模值得到。
[0053] 在电容模型中，采用S个电容Cl,C2,C3分别表示一次绕组对地电容、二次绕组对地 电容、一二次绕组间电容。运=个电容参数具有明确的物理意义，通过变压器储存的静电能 量计算得到。
[0054] B、建立大容量高频变压器宽频模型，通过电路分析得到模型的Y参数矩阵，并进 一步得到变压器的传输函数。
[0055] 本发明的高频变压器模型是由磁特性模型与电容模型通过端子并联得到的，如图 1所示。因此将磁特性模型的Y参数矩阵Ym和电容模型的Y参数矩阵Y。相加，即获得高频 变压器模型的Y参数矩阵Yg。考虑到与高频变压器的漏抗相比，在中高频段串联在漏磁支 路的绕组直流电阻很小，因此在分析传输特性时忽略氏1和RS2的影响。通过电路分析得到 Ym和Y。分别满足：
[0058] 于是高频变压器模型的Y参数矩阵Yg为：
[0059]
[0060] 基于大容量高频变压器的Y参数矩阵，分析得到二次侧开路时的电压传输函数H。 W及二次侧短路时的电流传输函数Hi:
[006引二次侧为高压绕组时，通过（4) (5)得到H。和H1在极点处的频率即二次侧开路时 的电压传输极值频率fu和二次侧短路时的电流传输极值频率f1分别为：
阳066] 二次侧开路时的电压传输函数H。与二次侧短路时的电流传输函数H1的共同零点 频率f。：
[0067]
(致） W側二次侧为低压绕组时，通过（4)妨得到H。和H1在极点处的频率即二次侧开路时 的电压传输极值频率f'。和二次侧短路时的电流传输极值频率f' 1分别为：
[0071] 二次侧开路时的电压传输函数H。与二次侧短路时的电流传输函数H1的共同零点 频率f'。： 阳07引
…J 阳073] C、分析寄生参数对大容量高频变压器传输特性的影响机理。
[0074] 为保证高频变压器在宽频段内能保持稳定的电压电流传输比，希望变压器的工作 频率趣离电压与电流传输函数的零极点，即fDper?min识，f。，fi}。如果二次侧为高压 绕组，有n〉l，结合式（6)和（8)得fu<f。。同时，考虑到变压器低压绕组应数较少，归算到 一次侧后的电容Ci/n2-般小于二次绕组对地电容〇2,即有Ci/n2<C2,结合式（6)和（7)得 f。化。因此得到fu=min{f。，f。，村，即从低压侧（即一次侧）看高压侧（即二次侧）开路 时电压传输函数极值频率f。最小。如果二次侧为低压绕组，通过类似的分析得到f'1= min{f'。，f'。，f'i}，即从高压侧（即一次侧）看低压侧（即二次侧）短路时电流传输函 数极值频率f'1最小。
[00巧]实际上，对于同一台高频变压器，根据式化）（10)容易证明二次侧为高压绕组时 的二次侧开路时的电压传输函数极值频率fu与二次侧为低压绕组时的二次侧短路时的电 流传输函数极值频率f'1相等。因此，本实施例为在二次侧为高压绕组的情况下，通过定 义二次侧开路时的电压传输函数极值频率f。为高频变压器的传输极值频率f。，来研究高频 变压器的传输特性。
[0076] 通过分析式（4)得到，当工作频率fww远小于fu时，|Hu| -n且随着工作频率 fww的升高而增大；当ff。时电压比达到极大值，然后随着工作频率f 的升高而减 小；当f。时电压比减小到极小值，然后随工作频率fwM的升高增大，并最终趋于稳定 |瓦| 一C3/(C2+C3)。因此，在进行高频变压器设计时，为保证变压器具有良好的传输特性，需 要保证变压器的传输极值频率f。远大于变压器的工作频率fWW。
[0077] 具体来说，如果希望在工作频率fww处保证变压器变比偏移率不超过变比偏移率 的设定值S，即5 = (|H」-n)/n《a，通过式（4)得到：
02)
[0078]
[0079] 对于大变比变压器，C3/n<< (S+1) (C2+C3)，因此得：
[0080]
U3、）
[00川表1变比偏移率的设定值5与min(fu/fwJ间的关系 [0082]
[008^~表1给出了变比偏移率的设定值5
与高频变压器的传输极值频率f。比工作频率fww的最小比值即min(fu/fwJ之间的关系。如果希望高频变压器在工作频率fww处的变 比偏移率5控制在5%W内，高频变压器的传输极值频率f。至少要大于4.6倍的工作频率 fww;如果希望5控制在1 %W内，则高频变压器的传输极值频率f。至少要大于10倍的工 作频率fwM。
[0084]D、寄生参数效应影响机理的实验验证
[00化]为了验证高频变压器模型W及基于Y参数矩阵的变压器寄生参数效应分析的有 效性，针对一台20曲z，30kVA大容量高频变压器实验原型机进行了外特性测量实验。变压 器原型机的主要参数如表2所示，内部结构如图2所示。原型机采用U型纳米晶磁忍，绕组 平均分配在磁忍的两个忍柱上。低压绕组在内侧，共12应，每个忍柱上各绕2层；高压绕组 在外侧，共1096应，每个忍柱上各绕4层。采用油-纸绝缘系统保证了良好的绝缘强度与 散热性能。
[0086] 表2大容量高频变压器原型机主要参数
[0087]
W88] 利用阻抗分析仪测量了变压器原型机在高压侧开短路情况下的宽频(100化-IMHz)阻抗特性，并且通过测量变压器高压侧在开路时的输入与输出电压，获得了 变压器的电压传输特性。同时，利用电路仿真软件对图1所示宽频电路模型进行仿真。宽 频阻抗特性测量和实验结果见图3,其中"0C"和"SC"分别表示高压绕组开路和短路，实线 表示实验测量结果，虚线表示仿真结果。电压传输特性实验和仿真结果见图4,其中表 示在不同频点测量得到的变压器变比，实线表示仿真结果。如图3和图4所示，在300曲Z 的宽频范围内变压器阻抗特性及电压传输特性的仿真与测量结果吻合良好，而且电压传输 特性的变化规律与理论分析一致。运验证了高频变压器模型及基于Y参数矩阵的寄生参数 效应分析的有效性。
[0089]E、采用明治"绕法减小漏感
[0090] 如图4,变压器样机的设计变比n= 91. 4,但在工作频率20曲Z处的实际变比增大 为98. 2,增加了 7. 44%。基于前面的分析得出，如果希望将变压器样机的变比偏移率减小 至IJ1%W内，需要至少将传输极值频率f。提高到200曲Z。根据式（6)得，通过减小归算到 二次侧漏感Lg和寄生电容来提高高频变压器的传输极值频率f。。
[0091] 为了减小变压器的二次侧漏感Lg，需要增大一次侧绕组与二次侧绕组间的磁禪 合。考虑到在每个磁忍柱上低压绕组只有2层，采用明治"绕法降低漏感。所谓S明治 绕法，是将变压器低（高）压绕组分为内、外两部分，将高（低）压绕组夹在中间的绕制方 法。对于本文的高频变压器，图5给出了 =种绕法，其中（a)为目前采用的普通绕法，化）为 低-高-低的=明治绕法，（C)为高-低-高的=明治绕法。分析=种绕法在安应平衡时 的磁场强度分布，看到=明治绕法能够显著减小最大磁场强度。考虑到归算到二次侧漏感 Ls满足：
[0092]
(14)
[0093] 因此S明治绕法能减小变压器的二次侧漏感。
[0094] 表3不同绕组结构的漏感和寄生电容 阳0巧]
[0096] 然而，=明治绕法改变了低压与高压绕组间的相对位置，运会对变压器的寄生电 容产生影响。分别计算变压器采用图5所示=种不同绕制方式时的漏感和寄生电容，结果 如表3所示，=明治绕法有效减小了变压器漏感值。同时，与普通绕法相比，=明治法1增 大了一次侧绕组层间距，减小了一次绕组对地电容明治法2增大了二次侧绕组层间 距，减小了二次绕组对地电容C2。然而，由于=明治绕法增大了一二次绕组间的正对面积， 一二次绕组间电容C3显著增大，并导致C2+C3大于普通绕法。
[0097] 表3最后一行