专利名称：信号处理装置及信号处理方法
技术领域：
本发明，是涉及在从信息记录媒体上的记录信息进行数据再生的信号处理装置中，由记录条件变化等正确检出发生再生信号的非对称量，再利用非对称量降低错误的比例的技术。
背景技术：
近年，光盘的高密度化急速发展，大容量的动画像记录成为了可能。还有，光盘作为储存的介质，在容量性、高速存取性、低成本性、互换性等方面优越，今后取代带状记录媒体的可能性高。
那么，作为光盘的记录方式，有在记录脉冲位置上叠加信息PPM(PulsePoint Modulation)的记录方式、在记录脉冲边缘上叠加信息的PWM(PulseWidth Modulation)的记录方式，而现在则主要是采用对高密度化有利的PWM记录方式。
PWM记录方式中，由记录条件记录脉冲形成的很大、或者是很小的情况下，再生信号的占空率(duty)发生自所定值偏离振幅方向的非对称性变形。这个现象称为“非对称”。
如CD(Compact Dise)或者是DVD(Digital Versatile Disc)那样，再生离散的脉冲·空间长记录的光盘，用示波管观测，可以得到如图1(a)或者是图1(b)那样的波形。这些波形，一般被称作眼形模式(eye pattern)，没有非对称时成为图1(a)的波形，有非对称时成为图1(b)的波形。在此，图中由阴影线所示的菱形部分称为眼形曲线图，对于再生波形中心眼形中心电平的上下方向的错位表示非对称量。在PWM记录方式中记录脉冲边缘上有信息，但是若非对称发生记录边缘偏移就会发生，所以，对策是必要的。
将再生信号转化成单纯二值化后再生数据时，例如，如CD那样采用直流(DC)成份消失(flee)的记录调方式时，由反馈控制二值化电平使二值化后的占空率成为例如50∶50，可以基本除去非对称的影响。
在图2中表示以前的二值化电路。这个二值化电路，是由将再生信号由所规定电平二值化的比较仪电路100、积分比较仪电路输出的积分电路101、除去积分电路输出的脉动(ripple)的脉动除去滤波器102、将脉动除去滤波器的输出归还给比较仪电路100的缓冲电路103、构成。这种情况下，二值化电平，如图1(a)积分电路图1(b)中接近眼形曲线图的眼形中心电平。
然而，如图3所示那样发生再生波形的折叠变形，且有大的非对称的情况下，因为二值化电平含有折叠部分，所以由图2的构成无法正确地二值化，会发生不能正确地数据再生的现象。这样的再生波形的折叠变形，在记录面上将激光点的直径在必要以上拉深的情况，或者是由平衡器等强调再生信号的高频带域的情况下容易发生。
另一方面，在利用维托毕(Viterbi)译码器的数码再生信号处理系统中，将再生信号由模拟-数码转换器(简称为AD转换器)进行脉冲调制，再将脉冲调制了的多值数据对应于原有的最优推定状态还移译码数据输出，或者是，作为理想状态的再生信号的振幅方向的上下对称性被追求。
图4，是表示利用PRML(Partial Response Maximum Likelihood)技术的以前的信号处理装置的方块图的一例。这个信号处理装置，包括将再生信号(RS1)转换为模拟-数码的模拟-数码转换器104、从模拟-数码转换信号(ADCOUT)除去直流变动成份的基准线处理电路105、从基准线处理信号(BCDT)抽出相位误差信息生成与输入再生信号相位同相位的时钟的PLL电路106、输入基准线处理信号进行波形等化处理的FIR(Finite ImpulseResponse)滤波器107、为使等化误差最小适应地调整FIR滤波器107的tap系数的LMS(Least Mean Square)电路108、对应于从FIR滤波器(FIRDT)最优推定状态还移的输出译码数据的维托毕译码器109。
根据导入了PRML技术的图4的构成，与图2所示的单纯二值化的数据再生相比大幅度改善了错误迟延，可能提高性能。但是，PRML技术，基本设计的是在振幅方向上下对称的理想波形，强非对称发生在再生信号中，振幅方向的上下对称性大崩溃时，就会发生维托毕译码器109不能正确工作的问题。
且，作为以前的信号处理方法，基于再生信号值和维托毕译码动作的结果，计算偏移距离值时作为参照值所使用的振幅标准值每个时钟都予以更新，基于振幅标准值进行所规定的计算方法已为所知(参照日本国特开平10-320920号公报)。
还有，将从波形等化电路(equalizer＝平衡器)输出的再生信号用限幅电平限幅(分割)，将这个限幅电平作为非对称量信息实用的方法，还有同时，检出再生信号的最大值及最小值，通过振幅检出使再生信号振幅一定减少检出误差的方法已为所知(参照日本国特开2001-250334)。
然而，一般的从读取记录信息的拾音器的再生信号的振幅微小，所以在后段的放大器上能成为所希望的信号振幅赢得大的增益是必要的。从后段放大器的动态范围的制约由直流结合增幅是困难的。为此，结合电容消去直流成份增幅的方法被广泛应用，但是，由消除直流成份眼形曲线图的中心电平与标准电压电平基本一致。没有非对称的情况，如图5(a)，由非对称的情况，如图5(b)所示那样。将这样的信号二值化以后的情况，两者均二值化限幅电平汇集到眼形曲线图的中心，图5(a)基准线处理电路图5(b)的限幅电平在GND附近基本一致，就无法再从限幅电平得到非对称量信息。
发明内容
本发明，是为解决这个从来已久的课题，通过不依赖于再生信号的非对称进行增益及偏置控制，在振幅方向正规化了的，偏置控制渐渐接近再生信号的上下包络线的各自所定的电平的眼形曲线图的中心位置，这样被偏置控制的眼形曲线图的中心位置的检出，就不再依赖于输入的再生信号可以正确地检出非对称量提供可能的信号处理装置及其方法为目的。
为达成这个目的，根据本发明，在为再生信息记录媒体上的记录信息的信息处理装置中，为放大记录信息的再生信号的运算放大单元、为该运算放大单元的输出的振幅及偏置达到各自所规定值而采用具有为控制该运算放大单元的增益及偏置的增益偏置控制单元的反馈环路的构成、从这个反馈回路中的信号抽出再生信号的直流变动成份信息，作为表示再生信号的非对称量的信息提供该直流变动成份信息。有这个构成，为使再生信号有效地收敛在所规定的电平范围内而控制信号振幅及偏置，通过二值化后的占空率基本成为所规定值而求直流变动成份信息，检出眼形模式的中心位置，正确测定非对称量就成为可能。
利用这样的做而检出的非对称量的信息，切换维托毕译码器的判定定评，维托毕译码器的on/off控制、平衡器特性的控制、或者是只要进行二值化电路的偏置处理，就可以得到再生错误比率的降低。
图1(a)及图1(b)，是表示光盘的再生信号波形的穿眼模式图，图1(a)是没有非对称的情况，图1(b)是有非对称的情况的图。
图2，是以前的信号处理装置中二值化电路的方块图。
图3，是表示光盘的再生信号波形中表示穿眼波形的图，并且是发生曲折变形，且有大的非对称的情况的图。
图4，是使用PRML技术的以前的信号处理装置的方块图。
图5(a)及图5(b)，是表示从光盘的再生信号除去直流成份后的穿眼模式的图，图5(a)是没有非对称的情况，图5(b)是有非对称的情况的图。
图6，是表示本发明所涉及的信号处理装置中非对称检出装置的构成例的方块图。
图7(a)及图7(b)，是表示图6中平衡单元的效果图，图7(a)是没有平衡器的情况，图7(b)是有平衡器的情况的再生信号及最高检出信号的波形图。
图8(a)及图8(b)，是图6的非对称检出装置的操作说明图，图8(a)是没有非对称的情况，图8(b)是有非对称的情况的图。
图9(a)，是表示图6中的最高检出单元的一例的电路图，图9(b)，是表示图6中的最低检出单元的一例的电路图。
图10(a)及图10(b)，是分别表示图6中波形检出单元的变形例的方块图。
图11，是表示图6中直流成份抽出单元的变形例的方块图。
图12，是表示图6中直流成份抽出单元的其他变形例的方块图。
图13，是表示图6中直流成份抽出单元的再其他变形例的方块图。
图14，是表示图6的非对称检出装置的其他的构成例的方块图。
图15，是表示本发明所涉及信号处理装置的其他构成例的方块图。
图16(a)及图16(b)，是图15的信号处理装置的操作说明图，图16(a)是没有非对称的情况，图16(b)是有非对称的情况的再生信号的波形图。
图17，是表示图15的信号处理装置的变形例的方块图。
具体实施例方式
以下，参照图面详细说明为再生信息记录媒体上的记录信息的信号处理装置所涉及的本发明的实施方式。
本发明所涉及的信号处理装置中非对称检出装置的方块图用图6表示。图6的非对称检出装置30，包括提供输入记录媒体上的记录信息的再生信号(RS1)对应于增益控制信号输入的增益和偏置控制信号输入的运算放大单元1、强调运算放大单元1的输出(RS2)高频带域的平衡单元8、输入平衡单元8的输出(RS3)进行最高检出的最高检出单元2、输入平衡单元8的输出(RS3)进行最低检出的最低检出单元3、输入最高检出单元2的输出(PK)和最低检出单元3的输出(BM)输出运算放大单元1的输出相关的振幅信息信号(AM)的振幅检出单元4、输入最高检出单元2的输出(PK)和最低检出单元3的输出(BM)输出运算放大单元1的输出相关的偏置信息信号(OF)的偏置检出单元5、输入振幅信息信号(AM)及偏置信息信号进行使运算放大单元1的输出信号振幅及输出信号偏置达到所规定值的控制的增幅偏置控制单元6、输入平衡单元8的输出(RS3)反馈控制使二值化后的占空率基本达到所规定值边调整限幅电平(SL)边进行二值化的二值化单元7、构成的。最高检出单元2、最低检出单元3、振幅检出单元4及偏置检出单元5构成波形检出单元31。还有，二值化单元7构成直流成份抽出单元32。
例如，再生DVD那样的高密度记录的记录媒体的情况下，最短记录长(DVD为3T)附近的再生信号振幅，与长脉冲信号振幅相比只有20％左右。基于这样的再生信号(RS1)，从运算放大单元1的输出(RS2)就那样进行检出最高·最低检出的情况下，如图7(a)所示，因为无法取得短脉冲的最高·最低使检出误差变大。图7(a)中只表示了最高的检出，但是最低的检出也是一样的。因此，通过强调高频带域的平衡单元8，如图7(b)所示那样短脉冲的信号振幅通过平衡单元8放大，可以减少最高·最低检出的误差。但是，根据不同的情况也可以省略平衡单元8。
接下来，用图8(a)及图8(b)说明图6的非对称检出装置30的操作。输入再生信号(RS1)，由运算放大单元1所规定的增益·偏置所提供成为下一段的再生信号(RS2)。这个再生信号(RS2)，介于平衡单元8提供给最高检出单元2及最低检出单元3，由最高检出单元2最高检出得到最高检出信号(PK)，由最低检出单元3最低检出得到最低检出信号(BM)。振幅检出单元4中，例如从最高检出信号(PK)减去最低检出信号(BM)以求振幅信息信号(AM)。偏置检出单元5中，例如平均最高检出信号(PK)和最低检出信号(BM)求出偏置信息信号(OF)。增幅偏置控制单元6，进行使振幅信息信号(AM)与目标振幅(TRA)相等、还有偏置信息信号(OF)与目标电压电平(TRO)相等的运算放大单元1的增幅及偏置的控制。
由上述控制，使再生信号(RS2)的最高(PK)及最低(BM)与目标最高电平(TRP)及目标最低电平(TRB)基本一致是可能的。在此，再生信号中没有非对称的情况下，眼形曲线图的中心位置与目标电压电平(TRO)成为相等，但是，再生信号中由非对称的情况下，眼形曲线图的中心位置如图8(b)所示从目标电压电平(TRO)偏离。
在此，由二值化单元7使再生信号(RS3)的二值化后的占空率基本成为所规定值边调整限幅电平(SL)边进行二值化。这样，进行二值化时，限幅电平(SL)基本与眼形曲线图的中心一致，通过运算这样求得的限幅电平(SL)和目标电压电平(TRO)的差算出非对称量就成为可能。将目标电压电平(TRO)作为接地电平(GND)的情况中，限幅电平(SL)本身成为非对称量信息(ASM)。
这样，通过控制信号振幅及偏置，输入再生信号的非对称量，也就是不依赖有再生信号的直流电平可以一定值规格化再生信号振幅，还有使最高·最低收入一定范围的偏置控制。并且，在二值化后的占空率基本成为所规定值求得限幅电平(SL)，检出再生信号眼形模式的中心位置，正确测定非对称量就成为可能。
且，图6中的最高检出单元2，由图9(a)所示，可由二极管D1、电容C1、电阻R1构成。还有，最低检出单元3，如图9(b)所示，可由二极管D2、电容C2、电阻R2构成。
有些情况下，从图6的增幅偏置控制单元6直接取出非对称量信息(ASM2)也是可能的。输入再生信号(RS1)是预先剔除了直流电因素的信号的情况下，这个输入再生信号的眼形中心基本成为标准电位(如TRO)。另一方面，增幅偏置控制单元6，因为控制再生信号(RS2)的最高(PK)及最低(BM)与各自的目标最高电平(TRP)及目标最低电平(TRB)基本一致，在此修正非对称部分进行偏置控制。因此，增幅偏置控制单元6中将偏置的控制信息作为非对称量信息(ASM2)。
图10(a)，是表示图6中波形检出单元31的变形例。根据图10(a)，波形检出单元31由最高检出单元2和最低检出单元3构成。这种情况下的增幅偏置控制单元6，使最高检出单元2的输出(PK)与目标最高电平(TRP)相等，还有使最低检出单元3的输出(BM)与目标最低电平(TRB)相等进行运算放大单元1的增幅及偏置的控制。
图10(b)，表示图6中波形检出单元31的其他变形例。根据图10(b)，波形检出单元31由振幅检出单元4和偏置检出单元5构成。这种情况的增幅偏置控制单元6，使振幅信息信号(AM)与目标振幅(TRA)相等，还有，使偏置信息信号(OF)与目标电压电平(TRO)相等进行运算放大单元1的增幅及偏置的控制。
图11、图12及图13，各自表示图6中直流成份抽出单元32的变形例。
第1，将图6中的二值化单元7与图11所示的低通滤波器9置换，即便是由抽出再生信号的直流成份信息的部分也无关。使运算放大单元1的输出信号(RS2)或者是平衡单元8的输出信号(RS3)通过低通滤波器9除去变调频率成份，只抽出再生信号的DC成份。低通滤波器9的输出，表示由再生信号的直流成份信息，与非对称有着很强的相关性。但是，这样得到的非对称量信息(ASM)容易受到再生信号波形变形的影响，与使用二值化单元7方法相比多少要降低一些精度，但是却有着电路构成简化的优点。为使再生信号在所规定的电平范围内有效地收敛控制信号振幅及偏置，通过抽出再生信号的直流成份，检出再生信号眼形模式，可简单地检出非对称量。
低通滤波器9的偏置频率，比由再生信号的变调则决定最大反转周期的倒数决定的频率设定的还低，通过除去再生信号变调频率成份，抽出直流成份只检出非对称量信息(ASM)成为可能。
再有，如图11所示，再包括检出再生信号的欠落输出缺陷检出信号的缺陷检出单元11、输入低通滤波器9的输出和缺陷检出信号在缺陷检出期间中保持低通滤波器9的输出的同步单元12也无关。因为在缺陷检出期间中低通滤波器9的输出发生变动，这个期间中通过前值同步不作为非对称量输出，由再生信号的欠落可以防止非对称量的检出值的混乱。
还有，直流成份抽出单元32，如图12所示，加上上述二值化单元7，再包括检出再生信号的欠落输出缺陷检出信号的缺陷检出单元11、输入二值化单元7的限幅电平(SL)和缺陷检出信号在缺陷检出期间中保持二值化单元7的限幅电平(SL)的同步单元12也无关。
再有，直流成份抽出单元32，如图13所示，包含平滑二值化单元7的限幅电平(SL)的平滑单元13也无关。通过从平滑单元13的输出算出再生信号的非对称量，由信息记录媒体上的局部缺陷等发生的再生信号的混乱抑制非对称量的检出值的变动成为可能。且，平滑单元13，是二值化单元7的限幅电平(SL)的乘积的积分电路或者是累积计算的运算器等构成的亦可。还有，缺陷检出期间中只要停止或者是初期化平滑单元13的积分处理即可。
图14，表示了图6的非对称检出装置30的一个应用例。图14的信号处理装置，是在图6的非对称检出装置30上增加，基于由非对称检出装置30得到的非对称量信息(ASM)控制数据限幅单元20的二值化限幅电平(DSL)的限幅电平控制单元19。
如上所述，当非对称在大状态下被强调高频带域情况下，如图3所示，容易发生再生信号的折叠，眼形中心电平，也就是关系到二值化电平，数据错误就容易发生。因此，将非对称量大的情况下数据限幅单元20的限幅电平(DSL)从再生信号的折叠渐渐向远方由限幅电平控制单元19使其偏置，可以降低由折叠引起的错误。
图15，表示本发明所涉及信号处理装置的其他构成例。图15中的非对称检出装置30，是在图6中的运算放大单元1的下一段设置了AD转换器10，还有附加平衡控制单元17的装置。AD转换器10，输入运算放大单元1的输出(RS2)进行模拟-数码转换。图15中的平衡单元8，输入AD转换单元10的输出(DRS)强调其高频带域。平衡单元8的输出(DS2)，与图6的情况相同提供给波形检出单元31及二值化单元7。且，运算放大单元1和AD转换单元10之间，与图6的情况相同配置模拟式平衡单元8亦可。AD转换单元10的转换特性，不只限于线性，是非线性亦可。
接下来，用图16(a)及图16(b)说明图15中的非对称检出装置的操作。基本操作与图6的情况一样，但是由AD转换单元10将模拟再生信号(RS2)转换为数码再生信号(DRS)，以后的处理由数码信号处理进行的点不同。
输入再生信号(RS1)，由运算放大单元1提供所规定的增幅·偏置成为下一段的再生信号(RS2)。这个再生信号(RS2)，由AD转换单元10模拟-数码转换成多值的数码信号(DRS)。这个数码信号(DRS)，介于平衡单元8提供给最高检出单元2及最低检出单元3，在最高检出单元2检出最高得到最高检出信号(PK)，在最低检出单元3检出最低得到最低检出信号(BM)。振幅检出单元4中，例如从最高检出信号(PK)减去最低检出信号(BM)求出振幅信息信号(AM)。偏置检出单元5中，例如平均最高检出信号(PK)和最低检出信号(BM)求出偏置信息信号(OF)。增幅偏置控制单元6，使振幅信息信号(AM)与目标振幅(TRA)相等、还有，偏置信息信号(OF)与AD中心电平相等进行运算放大单元1的增幅及偏置的控制。
由上述的控制，使再生信号(RS2)的最大(PK)及最小(BM)基本与目标最高电平(TRP)及目标最低电平(TRB)一致就成为可能。在此，再生信号中没有非对称的情况下，眼形曲线图的中心位置与AD中心电平成为相等，但是，再生信号中有非对称的情况下眼形曲线图的中心位置如图16(b)所示从AD电平中心分离。
在此，由二值化单元7使再生信号(DS2)的二值化后的占空率基本与所规定值一样边调整限幅电平(SL)边进行二值化。这样进行二值化的情况下，限幅电平(SL)与眼形曲线图的中心基本一致，通过运算这样求得的限幅电平(SL)和AD中心电平的差算出非对称量就成为了可能。
当将AD中心电平作为接地电平(GND)的情况中，限幅电平(SL)本身成为非对称量信息(ASM)。
这样，为将再生信号有效地收纳到所规定电平范围控制信号振幅及偏置，使二值化后的占空率基本成为所规定值求得限幅电平(SL)，检出再生信号的眼形模式的中心位置，正确测定非对称量就成为可能。而且，由AD转换单元10将再生信号转变为数码信号处理，由此，可以消除在模拟信号处理电路很容易发生由电偏置、偏差、波动差引起的检出误差。
还有，通过将AD转换单元10的AD转换时钟定成与再生信号位相同期的时钟，相应于输入信号的传送迟延由于最高检出、最低检出、增幅·偏置控制等的时间定数会自动变化、对于CAV(Constant Angular Velocity)的对应就是容易的。
还有，通过将平衡单元8由FIR滤波器等的数码滤波器构成，高精度的补偿就成为可能，由此，振幅及偏置控制的精度就能提高，为此，就可以进行高精度的非对称检出。
图15中的平衡控制单元17，是对应于非对称量信息(ASM)控制平衡单元8的高频带域的强调量的。基于非对称量信息(ASM)为使再生错误减少而通过调整高频带域的强调量，信赖性高的数据的再生就成为可能。如前所述，非对称大的状态下强调高频带域的情况中，如图3那样，再生信号的折叠容易发生，会影响到眼形中心电平，也就是，二值化电平，数据错误就容易发生。因此，非对称量大的情况下，控制平衡单元8的高频带域，或者是衰减高频带域降低再生信号的折叠现象，错误比率的改善就成为可能。
且，将图15中的波形检出单元31用图10(a)或者是图10(b)的构成置换也是可能的。输入再生信号(RS1)是预先消除了直流因素的信号的情况下，与图6的情况同样直接从增幅偏置控制单元6取出非对称量信息也是可能的。
然而，图15的信号处理装置，还包括输入平衡单元8的输出(DS2)解码对应于最优的反馈状态输出解码数据的维托毕译码单元15、对应于非对称量信息(ASM)控制维托毕解码单元15的判定电平的判定电平控制单元14。
根据图15的构成，基于再生信号的非对称量信息(ASM)通过调整使维托毕解码单元15的判定电平成为最适合，安定维托毕解码单元15的操作，减少再生错误比率就成为可能。例如，将PR(n，m，m，n)等化信号维托毕解码时，使用上述目标最高电平(TRP)、目标最低电平(TRB)及非对称量(ASM)，TRP、ASM、TRB、用n∶m分割TRP-ASM之间的TRV1、用m∶n分割ASM-TRB之间的TRV2作为维托毕解码的识别点的值，通过将TRP-TRV1之间、TRV1-ASM之间、ASM-TRV2之间、TRV2-TRB之间的中心值作为识别阈值，对应于非对称使维托毕译码单元15的判定电平成为最适合进行调整。
图15的变形例用图17表示。图17中，取代图15中的判定电平控制单元14设置了数据输出控制单元16。数据输出控制单元16，基于非对称量信息(ASM)切换二值化单元7的输出(DRF)或者是维托毕译码单元15的输出(VTB)输出。
使维托毕检出的判定电平上下对称的情况下，再生信号的非对称变大上下对称性破坏，维托毕解码就变得困难，就不再能得到正确的解码数据。对于强非对称，使用二值化单元7的输出(DRF)界限电平变高容易得到正确的数据检出。因此，当非对称量在所规定值以上时通过将二值化单元7的输出(DRF)、或者是非对称量在所规定值以下时通过间维托毕译码单元15的输出(VTB)切换输出，作为最后的输出数据，输出信赖性高的再生数据就成为可能。且，只要使DRF和VTB的输出时机一致，相应于非对称量信息(ASM)实时切换它们是可能的。
产业上利用的可能性正如以上所说明的，根据本发明，为使再生信号在所规定的范围内有效地收敛控制信号振幅及偏置，通过使二值化后的占空率基本成为所规定值而求限幅电平，检出眼形曲线图的中心位置，正确测定非对称量是可能的，基于非对称量信息切换维托毕译码器的判定电平，平衡调整，或者是进行二值化偏置的施加，再生错误比率的改善就变得可能。
权利要求
1.一种信号处理装置，为再生信息记录媒体上的记录信息的信息处理装置，其特征为包括为放大上述记录信息的再生信号的运算放大器、为使上述运算放大器的输出的振幅及偏置达到各自所规定值而采用具有为控制上述运算放大器的增益及偏置的增益偏置控制器的反馈环路、以及为从上述反馈回路中的信号抽出上述再生信号的直流成份信息的直流成份抽出器，另外，作为表示上述再生信号的非对称量的信息提供上述直流成份信息。
2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为上述直流成份抽出器，是输入上述运算放大器的输出为使二值化后的占空率成为所规定的值反馈控制，边调整限幅电平边进行二值化的二值化器。
3.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为上述直流成份抽出器，是输入上述运算放大器的输出的低通滤波器。
4.根据权利要求3所述的信号处理装置，其特征为上述低通滤波器的截止频率，设定为低于由上述再生信号调则决定的最大反转周期的倒数决定的频率。
5.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为当上述运算放大器的输入再生信号为预先滤掉了直流成份的信号的情况下，作为表示上述非对称量的信息，从上述增益偏置控制器向上述运算放大器提供偏置控制信息。
6.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为还包括基于上述运算放大器的输出检出有关上述再生信号波形的信息，将该波形信息提供给上述增益偏置控制器的波形检出器。
7.根据权利要求6所述的信号处理装置，其特征为上述波形检出器，具有输入上述运算放大器的输出进行最大检出的最大检出器，以及输入上述运算放大器的输出进行最小检出的最小检出器。
8.根据权利要求6所述的信号处理装置，其特征为上述波形检出器，具有输入上述运算放大器的输出检出上述再生信号的振幅输出振幅信息信号的振幅检出器，输入上述运算放大器的输出检出上述再生信号的偏置输出偏置信息信号的偏置检出器。
9.根据权利要求6所述的信号处理装置，其特征为上述波形检出器，具有输入上述运算放大器的输出进行最大检出的最大检出器，输入上述运算放大器的输出进行最小检出的最小检出器，输入上述最大检出器的输出及上述最小检出器的输出运算上述运算放大器的输出信号振幅输出振幅信息信号的振幅检出器，以及输入上述最大检出器的输出及上述最小检出器的输出运算上述运算放大器的输出信号偏置输出偏置信息信号的偏置检出器。
10.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为还包括介于上述运算放大器和上述增益偏置控制器之间为强调上述运算放大器的输出的高频带域的平衡器。
11.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征为还包括为控制上述平衡器的高频带域的强调量的平衡控制器，基于上述非对称量的信息为减少再生错误比率调整上述平衡器的高频带域的强调量。
12.根据权利要求11所述的信号处理装置，其特征为上述非对称量比所规定值大时的上述平衡器的高频带域的强调量，设定得比上述非对称量比所规定值小时的要小。
13.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为还包括为检出上述再生信号的欠落的缺陷检出器，以及在缺陷检出期间中，保持上述直流成份信息的同步器。
14.根据权利要求2所述的信号处理装置，其特征为还包括为平滑上述二值化器的限幅电平的平滑器，作为表示上述再生信号的非对称量的信息提供给上述平滑器的输出。
15.根据权利要求14所述的信号处理装置，其特征为上述平滑器，是由上述二值化器的限幅电平作为输入的积分电路或者是累积加法运算器而构成。
16.根据权利要求14所述的信号处理装置，其特征为还包括为检出上述再生信号的欠落的缺陷检出器，缺陷检出期间中，停止或者是初期化上述平滑器的积分处理。
17.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征为还包括为二值化上述记录信息的再生信号的数据限幅器，为控制上述数据限幅器的二值化限幅电平的限幅电平控制器，且基于上述非对称量的信息为减少再生错误比率在上述数据限幅器的二值化限幅电平上施加偏置而进行调整。
18.根据权利要求2所述的信号处理装置，其特征为还包括介于上述运算放大器和上述增益偏置控制器之间为将上述运算放大器的输出在脉冲调制的基础上转变为模拟-数码的模拟-数码转换器，上述二值化器，由上述模拟-数码转换器的脉冲调制数据作为输入。
19.根据权利要求18所述的信号处理装置，其特征为还包括为将上述脉冲调制数据维托毕译码对应于最优推定状态还移输出译码数据的维托毕译码器，基于上述非对称量的信息，为减少再生错误比率控制上述维托毕译码器的判定电平的判定电平控制器。
20.根据权利要求18所述的信号处理装置，其特征为还包括为将上述脉冲数据维托毕译码对应于最优推定的状态还移输出译码数据的维托毕译码器，基于上述非对称量的信息，为减少再生错误比例切换输出上述二值化器的输出或者是上述维托毕译码器的输出的数据输出控制器。
21.根据权利要求20所述的信号处理装置，其特征为上述数据输出控制器，在上述非对称量比所规定值小时选择输出上述维托毕译码器的输出，而上述非对称量比所规定值大时选择输出上述二值化器的输出。
22.一种信号处理方法，是再生信息记录媒体上的记录信息，其特征为包括为放大上述记录信息的再生信号的运算放大器输出振幅及偏置各自达到所规定的值，控制反馈回路中的上述运算放大器的增益及偏置的步骤，从上述反馈回路中的信号抽出上述再生信号的直流成份信息的步骤，作为表示上述再生信号的非对称量提供上述直流成份信息的步骤。
全文摘要
采用具有放大记录信息的再生信号的运算放大单元(1)、该运算放大单元(1)的输出的振幅及偏置达到各自所规定值的控制增益及偏置的增益偏置控制单元(6)、的反馈环路的构成，由接受运算放大器单元(1)的输出为使二值化后的占空率基本达到所规定值进行反馈控制边调整限幅电平边进行二值化的二值化单元(7)得到正确的非对称量信息。以这个非对称量信息为基础，通过切换维托毕译码单元(15)的判定电平，降低再生错误比率。
文档编号G11B20/10GK1692435SQ20038010030
公开日2005年11月2日 申请日期2003年12月25日 优先权日2002年12月27日
发明者堀边隆介, 相田和俊 申请人:松下电器产业株式会社