专利名称：光记录媒体的读出和/或写入设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及光记录媒体的读出和/或写入设备，该设备采用差分相位检波法(DPD)用于跟踪之目的，并为此目的具有可变延迟元件。
在US-A-4,785,441中揭示了一种这一类型的设备。在这个已知的设备中，在跟踪信号中的误差，所述误差是指由光记录媒体的倾斜或由在光记录媒体中不同凹坑深度引起的，通过根据在工作期间执行的相位比较而改变可变延迟元件的延迟时间来进行补偿。
该已知设备可以被认为具有不足之处，虽然由光记录媒体的倾斜或由光记录媒体的不同凹坑深度引起的误差可以被补偿得相当好，但检测由透镜位移引起的误差的方法不是最优的。这是由于下列事实，即包含来自其它误差源的误差分量，例如由老化和室温条件变化引起的元件特性的变化。这个导致的结果是补偿确实不是最优的。
本发明的目的是提出一个相应的设备，其呈现对跟踪误差信号中误差的尽可能地最好的补偿，因此在该跟踪信号中，所述误差是指由于透镜移动所引起的。
这个目的按照本发明的下述特征来实现。一种光记录媒体的读出和/或写入设备，具有一个跟踪装置、一个四象限检波器、两个求和点以及一个相位比较器，供按照差分相位检波法进行跟踪用，同时还有可变延迟元件，其可以由一个控制装置设定，其特征在于延迟元件中至少一个是数字延迟元件并被设置在四象限检波器的检波器元件的输出信号之求和点与相位比较器之间，同时延迟元件中至少一个是模拟延迟元件并被设置在四象限检波器与求和点之间。在这种情况下，一部分可变延迟元件被设置在四象限检波器与求和点之间，并设计成模拟延迟元件。另一部分可变延迟元件是数字式设计并设置在求和点与相位比较器之间。按照本发明的电路配置具有下述优点，即在由透镜移动所引起的跟踪误差信号中的偏移通过模拟延迟元件被最优补偿。各个模拟信号的相位和幅度信息甚至在用模拟延迟元件延迟以后仍被保留，并在求和点可以获得。另一方面，在求和以后，仅仅相位信息是关键的。在这种情况下，按照本发明，对偏移的其它影响的补偿由数字延迟元件实现。这种配置的优点是，数字延迟元件可以较容易地实现，因为它们仅将在它们的输入信号中的边缘延迟所规定的时间。同样，仍以模拟形式实现的延迟元件的费用被降低，因为它们所需的调整范围可以被限制。以数字形式实现所有延迟元件的理论可能性业已证明在实践中是不大适合的，因为信号相互间时间位置以及它们的幅度在求和点之前是重要的。在实践中已经指出，当物镜从光轴上位移时，四检波器信号的无论幅度或是时间特性都可以变化。取决于透镜移动的跟踪误差信号偏移的那个分量的补偿按照本发明可以最优地实行，如果两个测量变量在求和和数字化之前存在的话。然而，如果在相加之前已实现数字化，那么幅度信息就丢失。透镜移动补偿在这种情况下不再能以最优方式进行。此外，位于求和点上游和下游的可变延迟元件的配置使得不仅可能补偿由透镜偏转引起的误差，而且可能补偿在跟踪误差信号中的偏移。也可能进行修改以适用于例如由元件公差引起的不希望有的延迟或类似的干涉影响。
按照该设备的一个有益的改进方案，控制装置具有一个偏移确定装置，在该装置的输入端有相位比较器的输出信号，该装置的输出信号用于设定可变延迟元件。这具有这样的优点，即在跟踪误差信号中可能存在的偏移同样用设定延迟元件的延迟时间来补偿。在一种有利的方式中，跟踪误差信号为这一目的被积分，同时被延迟的一对检波器元件以及所需延迟的大小根据积分器的输出信号之符号和绝对值来确定。
在一种有利的方式中，偏移和由透镜偏转引起的误差的两个误差补偿装置被组合在一起以便于能产生一个尽可能不含误差的跟踪误差信号。
按照本发明所提供的在四象限检波器的检波器元件的输出信号的求和点与相位比较器之间至少有一个延迟元件的配置具有下述优点，即偏移补偿用与透镜移动的补偿无关的延迟元件来实现。在这种情况下，本发明提供采用二个可变延迟元件和一个简单的切换装置的解决办法，及采用一个单一延迟元件和一个稍微较复杂的切换装置的解决办法。这具有这样的优点，即依赖于给定的边界条件，有可能在每种情况下实现从成本的观点来说或从产品复杂性的观点来说是最好的改型。通常，在这里采用小数目延迟元件的解决办法是更可取的，因为假如做成集成电路，它们占据小的芯片面积。
如本发明提出的，采用仅仅两个模拟可变延迟元件解决问题的可能性在于采用在每种情况下的一个切换装置将所述延迟元件连接到检波器元件，检波器元件的信号是被延迟的。这具有在这种情况下延迟元件的数目也被减少的优点。
按照本发明，一个人为的干涉信号被加到跟踪装置，由此引起的跟踪误差信号被与干涉信号相比较，并且其结果被加到控制装置。这具有的优点是在由透镜偏转所引起的跟踪误差信号中的误差可以最优地被补偿。干涉信号产生装置引起透镜的偏转和因而在跟踪误差信号中的一个误差，相位比较器的输出信号。只要跟踪调整电路没有被闭合，这个误差就不被补偿。因此，最初由透镜偏转引起的误差显示出在跟踪误差信号中没有任何补偿。借助于控制装置，干涉信号与跟踪误差信号被比较，可变延迟元件的延迟时间采用这一比较的结果被最优地设定。这意味着在设定之后，干涉信号没有剩余影响，或者仅有很弱的影响，仍保留在跟踪误差信号中。
控制装置有利地具有一个比较装置，在比较装置的输入端有相位比较器的输出信号和干涉信号产生装置的输出信号，比较装置的输出信号用于设定可变延迟元件。这具有下述优点，即比较装置不但提供一个方向信号，它指出被设定的延迟具有正号还是负号，或者哪一对检波器元件被延迟，而且还提供一个绝对值信号，其规定所需延迟的大小。比较装置最好具有一个同步解调器。
本发明进一步提供控制装置的一个输出信号，通过一个电路块，该输出信号被分解成绝对值和符号。这具有下述优点，即例如符号信号可以被直接用于驱动切换装置，切换装置因而接收一个被规定幅度的准数字驱动信号。此外，例如在延迟元件的情况因此不必进行符号判定。
按照本发明，比较器，下面也称为变换器，被连接到数字延迟元件的上游。所述比较器变换它的模拟输入信号为一个输出信号，模拟输入信号根据零点和幅度仅被定义在宽的范围内，而输出信号假设仅两个状态，并在这些状态之间具有相当尖锐地被定义的转折点。在这种情况下，比较器的比较值可以假定一个预定值或被自适应地跟踪。被数字化的信号可以用数字延迟元件相当好地被处理。变换器也常被称为“限幅器”。
本发明的一个有益的改进方案提供在一个集成电路上实现的延迟元件和控制装置。按照本发明的配置的一个优点是，如果集成在一个集成电路中，低廉的可实现性是可能的，因为数字延迟元件占据相对小的芯片面积，因此低的造价是可能的。一个进一步的优点是，所使用的延迟元件相对地小，以及对集成电路的制造公差的依赖性较小。
显而易见，本发明不限于具体规定的示例性实施例及其变型，而是还包括本专业人士能力所及的所有进展。本发明的进一步优点和有益的变型可以从参照附图对示例性实施例的下述描述中获得。在这种情况下
图1示出按照本发明的一个设备的示例性实施例，图2示出利用DPD跟踪法的一个设备，图3示出假如应用DPD跟踪法时各个检波器信号的相位关系，图4示出按照本发明的方法的一个流程图，图5示出按照本发明的一个设备的逻辑控制，图6示出与按照本发明的方法有关的一个信号图，图7示出控制装置的一个实施例，图8示出在使用一个可变延迟元件调整偏移的一个进一步的实施例中按照本发明的一个设备的一部分，图9示出在使用许多可变延迟元件的一个进一步的实施例中按照本发明的一个设备的一部分，图10示出检波器元件A至D的信号，也示出物镜没有偏转时的求和信号，图11示出检波器元件A至D的信号，也示出物镜存在偏转时的求和信号，图12示出检波器元件A至D的信号，也示出物镜存在偏转时的求和信号，图1示出按照本发明的一个设备。一个跟踪装置13在左边示出，一个物镜3和一个微调驱动器6属于所述跟踪装置。微调驱动器6被跟踪调整器17驱动，在跟踪调整器17的输入端有相位检波器14输出的跟踪误差信号DPD-TE。另一方面，一个干涉信号S由干涉产生装置22被加到微调驱动器6。干涉信号S通过一移相器23被移相以形成信号WSY，并加到控制装置24。控制装置24测定信号WSY和跟踪误差信号DPD-TE并经由转换开关元件25、37设定可变延迟元件26S、26T、26X、26Y的延迟时间τS、τT、τX和τY。可变模拟延迟元件26X、26Y通过分别设定延迟时间τX、τY延迟分别由四象限检波器5的检波器元件A和B及C和D输出的信号。检波器元件A和C的信号，其中之一被延迟，在第一个求和点15上被相加，并传送到相位检波器14。同一过程相应地应用于求和点16和检波器元件B和D的信号，其中之一同样被延迟。
现在参照图2解释DPD跟踪法。图2以图示性的说明示出一个利用DPD跟踪法的已知设备。一个光源1产生一个光束，该光束通过一个半透明反射镜2和一个物镜3聚焦在光记录媒体4上，半透明反射镜2被示作一个偏振分束器的一部分。光束从所述光记录媒体被反射并射向四象限检波器5。所示出的四象限检波器5翻转了90°，也就是说在平面图中，该四象限检波器5包括四个检波器元件A、B、C和D。箭头10表示跟踪方向，也就是说记录媒体4相对于四象限检波器5移动的方向。四象限检波器5因此可以被分成两个检波器区域，其被相对于跟踪方向横向地放置，并在一侧包含检波器元件A和B，在另一侧同样地包含C和D。
一个准直仪7被设置在光源1和反射镜2之间，一个凸透镜8被设置在反射镜2和四象限检波器5之间。一个微调驱动器6依照微调驱动器启动信号TS在相对于光记录媒体4的径向方向移动物镜3。物镜3和微调驱动器6是跟踪装置13的一部分。记录媒体4被设计成一个光盘，例如相当于一个音频光盘(CD)、一个视频盘，一个具有高记录密度的记录媒体(DVD)等。光记录媒体4被制成用一个盘驱动器9来旋转(图中仅给出示意)。沿着直径贯穿记录媒体4的部分被示出。通过物镜3聚焦在记录媒体4上的光束位于记录媒体4的径向外区。从光记录媒体4反射的光束在通过物镜3之后的位移方向用箭头12示出，它是由微调驱动器6实现的物镜3的位移引起的。箭头11表示透镜3的移动方向。
检波器元件A和C的输出被连接到第一个求和点15，检波器元件B和D的输出被连接到第二个求和点16。相应的和信号A+C和B+D分别传送到相位检波器14，在相位检波器14的输出端，有一个按照DPD法确定的跟踪误差信号DPD-TE。
求和点15和16的输出被连接到另外一个求和点18的输入端。因此，在求和点18的输出端存在所有检波器元件A、B、C和D的信号之和。这个信号是信息信号HF，它被传送到一个测定单元(图中未示出)，以便变换成用户可以测定的信号。
为了描述按照本发明的设备的功能，起初应参照图1来进行。相位检波器14的结构在图中通过图示说明。相位检波器有变换器19、19′、一个相位比较器20和一个低通滤波器21。在如图1所示的按照本发明的配置中，可变数字延迟元件26S、26T被设置在变换器19、19′和相位比较器20之间，所述延迟元件通常不看作相位检波器的一部分。位于相位检波器14输入端的是一个相应的变换器19和19′，它的输出端在示例性实施例中经由延迟元件26S、26T被连接到相位比较器20的输入端。相位比较器20的输出端经由低通滤波器21被连接到相位检波器14的输出端，在低通滤波器21的输出端存在用DPD法确定的跟踪误差信号DPD-TE。
检波器元件A和C的信号在求和点15上相加，求和信号在变换器19中达到逻辑电平，它用作一个过零点比较器。借助于求和点16和变换器19′形成相应的数字化和信号B+D。这两个信号经过各自的延迟元件26S、26T被传送到相位比较器20，其测定两个信号边沿之间相对时间间隔。跟踪误差信号DPD-TE是这些时间差的平均值，并由低通滤波器21产生。如果扫描点或光斑29如下面参照图3所要解释的那样精确地跟随光道中心30，那么和信号A+C和B+D的过零点同时发生，合成的跟踪误差为零。如果光斑29相对于光道中心以一固定偏差跟随光道，那么这些和信号的过零点不再同时发生，而是相互间在时间上具有偏移。所产生的时间差平均来说大致正比于相对于光道中心的扫描偏差，其中时间差参照一个信号来说可以是正或负。换句话说，时间差的符号包含方向和绝对值，从另一方面来说，偏差的大小。
在图1中，静态偏移调整是由延迟元件26S、26T，也就是说求和点15、16的下游来进行。切换装置25靠信号SIGN(B)来转换，并使得信号ABS(B)被加到数字延迟元件26S、26T中的一个上。延迟元件26S、26T因而可以借助于切换装置25被连接到偏移确定装置44的输出信号VBS。提供一个具有固定延迟时间的数字延迟元件和一个可变数字延迟元件替代这里的两个可变延迟元件26S、26T，这属于本发明的范围，所述可变数字延迟元件的延迟时间与其它延迟元件的固定延迟时间相比被缩短或延长，取决于信号VBS。
为了调整由透镜移动引起的误差，提供了两个可变模拟延迟元件26X和26Y，它借助于切换装置37既可连接到检波器元件A和B，也可连接到检波器元件C和D。这确保一对A-B信号或另一对C-D信号相对于各自的另一对被延迟。切换装置37借助于信号SIGN(A)被转接，同时信号ABS(A)被加到延迟元件26X、26Y。
在图3的上部示出平面图上光记录媒体4的信息层的一个图示的大大放大的细部。相互挨着的三个光道是明显的，其中二个或三个凹陷，所谓凹坑28被示出，它们构成光道并在光道方向以细长的方式被延伸。凹坑28之间在光道方向的距离以及凹坑在光道方向(箭头10)的长度可以根据这里所示的条件在规定的范围之内不同。这取决于变换所存储的信息为凹坑图形所使用的调制方法和记录信息的内容。实际上，凹坑28可以有不同的长度。
四象限检波器5对于中心光道的光道中心30被对称地设定，它包括检波器元件A、B、C和D，并在凹坑28的左边示出。这用于说明当落在信息上的光斑29被从光道中心30移动时，检波器区域A、B、C和D的输出信号如何工作。
在图3的下部，检波器区域A、B、C和D的输出信号的许多组合的幅度被参照时间轴t概略地画出，其中时间轴t相应于在光道方向上的空间轴，即使光斑29和光记录媒体在光道方向(箭头10)相互之间以正常的读出速度移动。在下面的文本中，为简化起见，检波器区域A、B、C、D的信号和从那里被驱动信号在有些例子也用检波器元件的字母标记。
凹坑28下面紧挨着示出的曲线31概略地说明信号信号HF，也就是说所有检波器元件A、B、C和D的信号之和。只要光斑29不照射到任何一个凹坑28，信息信号HF的幅度很大。当光斑29一移到其中一个凹坑28时，幅度由于相消干涉、反射率变化或因为另一个适当的效应就减小，并当光斑29和凹坑28一达到最大重叠时就达到一最小值。
曲线32示出没有跟踪误差，也就是说当光斑29相对于光道30处于中心时或当物镜3没有偏转时的已数字化的信号A+C和B+D的一种组合。曲线32′(点线)和曲线32″(短划线)分别示出和信号A+C和B+D的时间偏移，其与透镜位移或光斑29′和光斑29″分别在被移位的扫描光道30′和30″的方向上分别从光道中心30的偏离有关。由于无论从光道中心的偏离或是透镜位移在数字和信号中都导致相同的结果，这两个相关性不能分开。信号A+C和B+D相互的时间偏移Δt，就它的绝对值而论，对应于被移位的扫描光道30′和30″从光道中心30的偏离的大小，就它的符号而论，对应于相应偏离的方向。相位检波器14在此处确定跟踪误差信号DPD-TE-如上面所述的那样。
可以指出，取决于光学结构，在不存在光道偏离或透镜偏转情况下，检波器区域A、B、C和D的信号可能在时间上相互之间已经具有静态偏移。然而，在曲线32′和32″中示出的B+D与A+C相比的偏移在透镜偏转或从光道中心偏离的情况下是典型的。
因为物镜3必须能在水平方向，也就是说垂直于记录媒体4的光道方向上移动，所以，如果因为光束几何形状在水平方向上偏转，在四象限检波器5上光盘信息表面的反射图像的漂移同样产生。因此它是DPD跟踪法的一个特别的特性，由于这些基于透镜移动的时间差的结果，产生一个跟踪误差信号DPD-TE，即使光斑29精确跟随光道中心30，它也不为零。
把一个或多个检波器元件A、B、C和D的信号分别在求和点15和16上相加之前以目标的方式经历一个时间延迟，使得有可能实现对在跟踪误差信号DPD-TE中的偏移的补偿，所述偏移是由透镜移动所引起。按照本发明的设备以及按照本发明的方法使下述事实成为可能，即由于调整可变延迟元件26X、26Y的延迟时间τX、τY的结果，可实现因为透镜移动的这个偏移的最佳可能的补偿，以及与数字延迟元件的可变延迟时间相结合，还可以实现基于其它影响的偏移的最佳可能补偿。
在图10的上部采用没有物镜相对于光道的任何偏转和没有设定的延迟情况下一个所谓3T信号的例子，示出检波器元件A、B、C和D的信号的幅度特性和相位，以及和信号A+C和B+D的幅度特性和相位。3T信号相当于一个短凹坑28。在图10中水平轴相当于各自的零线，垂直虚线轴每5个单位给出一条，以便提供最好的定位。所示出的信号有相同的幅度，因此各自的和信号A+C和B+D的过零点分别落在单独的信号A和C的过零点与B和D的过零点之间的中点。和信号A+C和B+D之间的相位为零。
在图10的下部采用没有任何透镜偏转但具有借助于延迟的补偿情况下的3T信号的例子，示出检波器信号A、B、C和D的幅度特性和相位。由于延迟的结果，两个信号A和B与图10上部相比往右被偏移约1.2个单位。因为信号具有相同的幅度，各自的和信号A+C和B+D的过零点落在单独的信号的过零点之间的中点。和信号之间的相位还是零。因此，在没有透镜偏转情况下，补偿不干扰相位。
在图11的上部采用有透镜移动但没有借助于延迟的补偿情况下的3T信号的例子，示出检波器信号A、B、C和D的幅度特性和相位。图11就其结构而论对应于图10。因为透镜移动，作为例子，信号A的过零点与图10上部相比向右偏移，信号B的过零点与图10上部相比向左偏移。因为信号A和C以及还有B和D具有不同的幅度，因此各自的和信号A+C和B+D的过零点不再落在各个信号的过零点之间的中点上。同样，和信号之间的相位差不再为零，在所示的例子中约为一个单位。
图11的下部采用具有透镜移动以及和上部成对比的，具有借助于延迟的补偿情况下的3T信号的例子，示出检波器信号A、B、C和D的幅度特性和相位。延迟的效果是两个信号A和B与图11上部相比向右偏移约1.2个单位。因为透镜移动，作为例子，信号A的过零点向右偏移，信号B的过零点向左偏移，这都与图10上部及图11上部相比较而言。各个信号有不同的幅度，因此各自的和信号A+C和B+D的过零点不再落在各个信号的过零点之间的中点上。然而由于补偿的结果，和信号之间的相位差为零。
图12采用具有与图11相比相反方向的透镜移动情况下的3T信号的例子，示出检波器信号A、B、C和D的幅度特性和相位。在上部示出没有借助于延迟的补偿的情况。因为透镜在另一个方向上移动，作为例子，信号A的过零点与图10相比向左偏移，信号B的过零点与图10相比向右偏移。当物镜产生一个位移时，信号除了它们的相移之外，也有一个变化了的幅度。所述幅度对各个信号来说各不相同，原因是各自的和信号A+C和B+D的过零点不再落在各个信号的过零点之间的中点上。同样，和信号之间的相位不再为零，而在所示的例子中约为在与图11相反的方向上1个单位。
在图12下部示出具有借助于延迟的补偿情况下的相应的信号。因为延迟，两个信号A和B与图上部相比向右偏移约1.2个单位。因为在另一方向上的透镜移动，作为例子，信号A的过零点与图10上部相比向左偏移，信号B的过零点向右，就如在图12上部中一样。因为信号具有不同的幅度，所以各自的和信号A+C和B+D的过零点不再落在各个信号的过零点之间的中点上。然而，由于补偿的结果，和信号之间的相位差在这个例子中仍为零。
在图10-12中所给定的例子中，光斑在检波器元件B和C的一半方向上在检波器上位移，在此情况下信号B和C变大一些，信号A和D变小一些，该位移伴随着信号A的过零点向右而信号B的过零点向左的时间偏移。在光斑以相反方向移动的情况下，信号A和D变得大一些，另一方面，信号B和C变得小一些。信号A和B的时间偏移同样被反向。
所给定的例子仅构成各个检波器信号相互之间的可能性能中的一个；其它组合例如，如在该例子中所指出的，假定相同位移方向的相反时间性能，在信号C和D而不是信号A和B上的时间偏移的效果等等同样发生。这取决于光学系统的结构和公差以及被重放的记录媒体的光学特性。
从图10至12可见，相对较大的信号(在图11和12的上部中的信号B)的延迟，引起和B+D的过零点的偏移，较之较小信号(在这个例子中例如为信号A)的相同延迟所引起的关于和A+C的过零点的偏移要大，即使偏移的绝对值对信号A以及B是相同的。如果在求和点上不再获得幅度信息，那么不再能实现正确的补偿，因为失去了幅度和相位之间的相互作用。本发明因此在求和之前提供一个模拟延迟。
按照本发明的设备的一个示例性实施例的功能现在将参照图1来描述。因为平行于记录媒体4的表面的物镜3垂直于光道方向，也就是说箭头11的方向的移动，在跟踪误差信号DPD-TE中形成偏移。按照本发明的一个变型，微调驱动器6由来自干涉信号产生装置22的正弦干扰信号S所驱动。因此，物镜3受某个机械偏移影响围绕它的机械零位动来动去；这也称之为物镜3在摆动。驱动频率在这个例子中在某个范围随便选取。约2-10Hz是合适的，因为如果频率太慢，如下面关于控制装置24所要更详细描述的，测量时间或积分时间变得太长，而如果频率太高，会接近跟踪装置的自然谐振(未详细规定)。如果物镜3随后被偏转，那么在分别地不正确设定模拟延迟元件26X和26Y的延迟时间τX和τY的情况下，就会出现跟踪误差信号DPD-TE包络的调制。
跟踪装置22接受具有一时间延迟的干涉信号S的激励。具有低截止频率的低通滤波器27被用于确定跟踪误差信号DPD-TE的调制。因此，信号TELP的即跟踪误差信号用于测定的低频分量的调制的过零点相对于干涉信号S的过零点有一时间偏移。这个相移用移相器23来补偿，移相器23的相移如此选取以使它相当于跟踪装置13和低通滤波器27引起的相移。在移相器23的输出端上获得一个被移相的干涉信号WSY，下面它也被称为摆动同步信号，它与跟踪误差信号DPD-TE的低频分量的信号TELP的调制同步。
延迟元件26S、26T、26X和26Y各自的延迟时间τS、τT、τX和τY都在控制装置24的控制下设定。为此目的，控制装置24有一个偏移确定装置44和一个比较装置45。后者在本示例性实施例中包括一个差分取样保持电路DSH、一个同步解调器33、一个第一窗口比较器34和一个取样保持电路35。这后面再加上一个第一电路块36。
信号WSY和低通滤波器27的输出信号TELP被加到同步解调器33上，其根据信号TELP的调制形成绝对值，并将它积分。如果信号TELP的调制与摆动同步信号WSY同相，那么输出电压VA上升；如果这些信号反相，那么同步解调器33的输出电压VA下降。输出电压VA一方面加到第一取样保持电路35，同时另一方面加到差分取样保持电路DSH，它产生一个正比于电压VA时间变化的电压VD。当同步解调器33的输出电压VA相对于时间变化时，电压VD因而不为零。当输出电压VA不再相对于时间变化时，它等于零。这可以借助于一个窗口比较器34来查明，比较电压±VRD加到该窗口比较器34，它可以固定地预置，或者更有利地可以自适应地匹配，所述窗口比较器的输出信号NMT因而表示何时跟踪误差信号DPD-TE不再具有与干涉信号S的频率同步的调制。
取样保持电路35首先由控制信号S/H1转接到取样，也就是说“跟随电压”，VAS＝VA，控制信号S/H1由一个控制器(未示出)发出。取样保持电路35的输出电压VAS被加到一个电路块36，它根据输出电压VAS形成绝对值ABS(A)和符号SIGN(A)。符号SIGN(A)确定可变模拟延迟元件26X和26Y被分配到上面的一对检波器元件A和B或C和D，可变模拟延迟元件26X和26Y的延迟时间由输出电压VAS的绝对值ABS(A)确定。为那个目的，切换装置37由符号信号SIGN(A)控制。所描述的电路功能因此能使一对检波器元件A和B或C和D的延迟时间τX、τY以这样的方式来调整，即跟踪误差信号DPD-TE与透镜移动有关的调制被补偿。因为延迟元件26X、26Y是模拟元件，所以它们不会明显地影响它们延迟的信号的信号波形，从而在用各自的未延迟信号在求和点15、16上求和期间这些仍可获得。这大大影响了可以达到的调整准确度。
如果这个已经发生，则用第一取样保持电路35保持电压VAS。现在在跟踪误差信号DPD-TE中仅保留一个恒定的偏移，它可以通过调整延迟元件26S、26T的延迟时间来补偿。这个偏移调整借助于偏移确定装置44来实现，偏移确定装置44有一个积分器39、一个窗口比较器40和一个取样保持电路41。在本示例性实施例中，它的输出端后面跟了一个第二电路块42。
为了调整偏移，一个积分器39和一个第二窗口比较器40被连接到低通滤波器27的输出端。第二窗口比较器40确定被滤波的跟踪误差信号TELP是否具有足够小的DC电压偏移。因为这在第一个调整步骤，跟踪误差信号DPD-TE的透镜移动补偿之后通常不是这个情况，所以积分器39的输出电压VB将变化。在第二取样保持电路41的输入端存在输出电压VB，第二取样保持电路41首先被转接到取样。取样保持电路41的输出电压VBS因此跟随电压VB。第二电路块42根据输出电压VBS确定绝对值ABS(B)和符号SIGN(B)。符号SIGN(B)经由一个切换装置25控制数字延迟元件26S、26T，一个延迟时间被设定，它是按照电压VB或VBS的绝对值ABS(B)变化的。电压VB以及延迟元件26S或26T的延迟设定因而增大直到在积分器39的输入端上电压TELP变为零，也就是说在第二窗口比较器40上输入电压变得比加到后者的比较电压±VRTE要小为止。这确保叠加到跟踪误差信号DPD-TE上的偏移电压实际上为零。最后，也就是说电压VB的最佳值则根据控制器(未示出)的一个相应信号S/H2被保持为一个相应信号NDT，如第二取样保持电路41电压VBS一样。调整因此被结束。干涉信号S现在被断开，跟踪调整器17被接通。电压VAS和VBS被保持直到一个新的调整开始为止。
作为例子，图4示出与在上面提到的步骤中按照本发明的设备的调整相应的一个流程图。
在步骤50中方法的开始以后，在步骤51中跟踪调整器17被断开，干涉信号产生装置22被接通。因此，物镜以上面所述的方式摆动。在步骤52中，延迟元件26S、26T、26U、26X和26Y的延迟时间τS、τT、τU、τX和τY复位到一个初值，一般为零。为了形成跟踪误差信号DPD-TE，按照步骤53利用信号(A+C)和(B+D)之间的时间，信号(A+C)和(B+D)是来自求和点15和16的输出，是根据检波器元件A、B、C和D的输出信号来形成的，检波器元件A、B、C和D的输出信号经由延迟元件26X、26Y被发送，它们之中的部分，如果适当的话用延迟元件26S、26T、26U延迟。在步骤54，借助于同步解调器33检测由干涉信号S引起的跟踪误差信号DPD-TE的调制。在步骤55，如果差分取样保持电路DSH在信号VA仍检测到变化，也就是说如果VA≠常数，就转到步骤56。如果在信号VA中不再有变化，则方法转到步骤57。
在步骤56，变化的方向，也就是说跟踪误差信号DPD-TE的调制与干涉信号S是同相还是反相，决定方法转到步骤58还是转到步骤59。在步骤58，延迟元件26X和26Y被分配给检波器区域C和D，它们的延迟时间被增加。在步骤59，延迟元件26X、26Y被分配给检波器区域A、B，它们的延迟时间τX和τY被增加。在步骤58和59之后，再执行步骤54。直到被设定的延迟时间足以补偿在跟踪误差信号DPD-TE中的调制，这个循环才结束。在这种情况下，所描述的循环起着积分的作用。如果在同步解调器33的输出电压VA中不再有变化，按照步骤55，该方法转到步骤57，因而开始偏移补偿。在调整操作期间，在该循环的每个反复情况中，转到步骤56总是恒定要发生的，因为VA的符号不变而是仅仅VA的绝对值变化。
在步骤57，设定值τX、τY被存储。此外，在步骤57，借助于低通滤波器27和第二窗口比较器40确定DC电压偏移。如果DC电压偏移不为零，也就是说如果TELP≠0，则方法转到步骤61。如果DC电压偏移等于零，在预定范围的界限之内，在示例性实施例中为比较电压±VRTE，则方法转到步骤62。在步骤61，DC电压偏移的极性，也就是说信号TELP的符号确定哪个检波器元件的信号另外被延迟。如果TELP＜0，则方法转到步骤63，否则转到步骤64。在步骤63，执行延迟元件26T的一个附加延迟，延迟时间τT设定为相应于信号ABS(B)的一个值。在步骤64，执行延迟元件26S的一个附加延迟，延迟时间τS设定为相应于信号ABS(B)的一个值。在步骤63和64之后，再执行步骤60。直到延迟元件26S或26T的延迟时间的增加使得DC电压偏移比窗口比较器40的比较电压±VRTE要小，这个循环才结束。这个循环的反复执行和同时增量在本例中起着积分的作用。
按照步骤62，已被确定和设定的延迟时间τS、τT、τU和τY被存储和保存。这些被保存的值是最佳补偿值。该方法因此在步骤65中结束。
在图4中所示的流图可以例如通过依照图5的一个逻辑控制来实现，该逻辑控制与图1所示的按照本发明的一个设备的方块图相连接。在这个例子中，逻辑与门用AND表示，逻辑或门用OR表示，非元件用N或NOT表示，数值部分与各自输入端数目有关。单独的参照符号仅当必要时才赋予。
由于信号START的结果，调整操作开始，物镜3来回摆动。因为跟踪误差信号DPD-TE的调制由于透镜移动一般都存在，信号NMT为逻辑电平“低”，从而信号START的信号边缘借助于由第一数字触发器71的信号S/H1输出把第一取样保持电路35转换到“取样”。第二数字触发器72由NMT＝“低”复位，积分器39的复位信号IRE为了DC电压偏移补偿被保持。第二数字触发器72的启动脉冲同样被抑制。第一取样保持电路35的触发使得自动进行第一调整步骤成为可能，因为在同步解调器33中已包含积分元件。当电压VA相对于时间不再变化，因此电压VD返回到值零时，第一步骤的过程就终止。
如果一开始信号NMT为逻辑电平“高”，也就是说跟踪误差信号DPD-TE的调制足够小甚至检波器元件A和B或C和D的输出信号没有任何延迟，那么第一调整步骤自动地被跳过。窗口比较器34的输出NMT转换到“高”，这样一来，第一数字触发器71被复位，第二数字触发器72被置位。同时，取样保持电路35被转换到“保持”，补偿跟踪误差信号DPD-TE调制的电压VAS被存储。同时，取样保持电路41被转换到“取样”，积分器39经由信号IRE＝“低”被启动。由于积分，第二调整同样自动进行，直到信号NDT为逻辑电平“高”为止。
因此，跟踪误差信号DPD-TE中的DC偏移也被补偿，同时达到调整的终点。如果DC偏移在第一调整步骤之后已等于零，则信号NDT此刻已假定达到电平“高”，第二步骤被跳过。信号ADF表面上指出调整已成功地完成，无论调制或者偏移都为零或低于预定极限值。借助于信号HOLDALL，两个取样保持电路35、41可以强迫地被保持在状态HOLD，以便存储延迟元件26的电压。
依照图5的调整次序用图6中的信号图形来说明。用图1和5的同样方式标记各个信号，时间轴向右延伸。干涉信号S与跟踪误差信号DPD-TE之间由微调驱动器6低通滤波器21引起的相移为简单起见假定为零。为简单起见，两个调整步骤的稳定时间被这样示出以致于与摆频的周期相比它是非常短的。
图7中借助于模拟元件示出控制装置24的简单实现方案，由偏移确定装置44以及比较装置45组成。这个表示法相当于图1的右边部分，同时也提供相应的参照符号。所示电路的功能根据上面给定的描述是明显的，因此这里对各个元件例如运算放大器将不作更详细的讨论。
依照一个进一步可能的设计(这里未示出)，一个确定跟踪误差信号DPD-TE的上部包络和下部包络之间的差的电路被提供以替代低通滤波器27。这个差在理想情况下是最小。
在同样未示出的一个进一步可能的设计中，具有后来的积分的一个与相位无关的同步整流器被提供以替代移相器23和同步解调器33。尽管硬件在这个情况下实现稍微复杂一些，但因为由此达到较高准确度，所以推荐这个措施。
因为取样保持电路当电荷存储时用电容器工作，它不能长时间以稳定方式保持电压，因为有漏电流，所以输出电压VA和VB的值的数字化并保持该数字电平上的值被提供作为本发明的一个有益的改进。电压VAS和VBC须经数模变换器之后才依次输出。在本例中，分开成绝对值和符号也有利地在数字电平上产生。
将该方法的整个程序，也就是说图1右边部分的所有电路和图7的块集成在一个微控制器中是非常有利的。如上所述，这需要一个低通滤波器27或者作为又一个替换物，一个包络检波器。它的输出电压TELP用微控制器数字化。模拟延迟元件26X、26Y经由数模变换器控制，或者有利地以直接数字方式控制，因而如此也是数字延迟元件。因为通常微控制器在任何情况下控制聚焦和跟踪伺服，所以它可以同样从事微调驱动器6的摆动，并包括一个与相位无关的同步检波器。这大大减小附加硬件费用。
图8示出在进一步实施例中按照本发明的一个设备的一部分，该部分用作偏移调整。这个部分可以替代图1的相应部分，也就是位于一边是求和点15、16与另一边的相位比较器20之间的部分。这里，已相加的信号A+C和B+D也在求和点15和16与相位比较器20之间分别被延迟。对这个目的，信号ABS(B)被加到其上面的可变数字延迟元件26U通过一个切换装置25′被插入到一个或另一个通路中。切换装置25′依赖于信号SIGN(B)转接。两个信号ABS(B)和SIGN(B)如上所述从偏移确定装置44的输出信号VBS得到。这个改进方案的优点是仅要求一个单一可变数字延迟元件26U。一个变换器19被连接到可变数字延迟元件26U的上游，而一个变换器19′被设置在不包含可变延迟元件的另一个信号通路内。变换器19、19′可以不是被连接列切换装置25′的下游，就是如图所示的被连接到它的上游。
图9示出在进一步实施例中按照本发明的一个设备的相应于图8所示的部分。在这个例子中，一个可变模拟延迟元件26A、26B、26C、26D被分配给每个检波器元件A、B、C、D，一个可变数字延迟元件26S、26T被设置在每个求和点15、16的下游。变换器19、19′位于求和点15、16与数字延迟元件26S、26T之间。切换装置25由信号SIGN(B)控制，并把数字延迟元件26S、26T中的一个连接到信号ABS(B)。信号ABS(A)经由切换装置25″被加到延迟元件26A、26B或加到延迟元件26C和26D，切换装置25″由信号SIGN(B)切换。这个改进方案的一个优点是可以采用较简单结构的切换装置25、25″。模拟延迟元件25A至25D的调整范围可以较小，这减少复杂性因而降低成本。
显然，这里所述的补偿由透镜移动引起的误差和补偿偏移的各个改进方案的实际组合同样属于本发明的范围，即使它们在这里没有详述。借助于相互嵌套的方法步骤实现模拟和数字延迟元件的设定，同样属于本发明的范围。
权利要求
1.光记录媒体(4)的读出和/或写入设备，具有一个跟踪装置(13)、一个四象限检波器(5)、两个求和点(15，16)以及一个相位比较器(20)，供按照差分相位检波法进行跟踪用，同时还有可变延迟元件(26S、26T、26U、26X、26Y、26A、26B、26C、26D)，其可以由一个控制装置(24)设定，其特征在于延迟元件中至少一个是数字延迟元件(26S、26T、26U)并被设置在四象限检波器(5)的检波器元件(A、B、C、D)的输出信号之求和点(15、16)与相位比较器(20)之间，同时延迟元件中至少一个是模拟延迟元件(26X、26Y、26A、26B、26C、26D)并被设置在四象限检波器(5)与求和点(15、16)之间。
2.按照权利要求1的设备，其特征在于控制装置(24)有一个偏移确定装置(44)，在偏移确定装置(44)的输入端存在相位比较器(20)的输出信号(DPD-TE，TELP)，而偏移确定装置(44)的输出信号(VBS)用于设定至少一个数字延迟元件(26S、26T、26U)。
3.按照权利要求1和2中任何一个的设备，其特征在于一个相应的数字延迟元件(26S、26T)被分配到求和点(15，16)，同时存在一个切换装置(25)以便把延迟元件(26S、26T)中的一个连接到偏移确定装置(44)的输出端(VBS)。
4.按照权利要求1和2中任何一个的设备，其特征在于存在一个切换装置(25′)以便把一个数字延迟元件(26U)插入到求和点(15、16)中的一个与相位比较器(20)之间。
5.按照上述的权利要求中的一个的设备，其特征在于存在一个切换装置(37)，借助于切换装置(37)，在每种情况下四象限检波器(5)的检波器元件(A、B、C、D)中的二个可连接到一个模拟延迟元件(26X、26Y)。
6.按照上述的权利要求中的一个的设备，其特征在于存在一个干涉信号产生装置(22)，它的输出被连接到跟踪装置(13)和控制装置(24)的第一输入端，控制装置(24)的第二输入端被连接到相位比较器(20)的输出端。
7.按照权利要求6的设备，其特征在于控制装置(24)有一个比较装置(45)，在比较装置(45)的输入端，存在相位比较器(20)的输出信号(DPD-TE、TELP)和干涉信号产生装置(22)的输出信号(S、NSY)，比较装置(45)的输出信号(VAS)用于设定至少一个模拟延迟元件(26X、26Y、26A、26B、26C、26D)。
8.按照上述的权利要求中的一个的设备，其特征在于存在一个输出信号(VAS、VBS)的控制输出端被分配一个电路块(36，42)，其确定在控制输出端上存在的信号(VAS，VBS)的绝对值(ABS(A)、ABS(B))和/或符号(SIGN(A)、SIGN(B))。
9.按照上述的权利要求中的一个的设备，其特征在于一个变换器(19、19′)被连接到数字延迟元件(26S、26T、26U)的上游。
10.按照上述的权利要求中的一个的设备，其特征在于控制装置(24)和至少几个延迟元件(26S、26T、26U、26X、26Y、26A、26B、26C、26D)在一个集成电路上被实现。
全文摘要
读和/或写光记录媒体(4)的设备,具有跟踪装置(13)、四象限检波器(5)、两个求和点(15,16)和相位比较器(20),其依照差分相位检波法进行跟踪,还有可由控制装置(24)设定的可变延迟元件。本发明尽可能最好地补偿跟踪误差信号(DPD－TE)中由于透镜移动引起的误差。为此提供设置在求和点(15,16)上游的模拟延迟元件(26X,26Y,26A,26B，26C，6D)及求和点(15,16)下游的数字延迟元件(26S,26T,26U)。本发明适用于光记录媒体的读写设备,如CD、CDI、CD－ROM、DVD、CDR等。
文档编号G11B7/09GK1254912SQ9912354
公开日2000年5月31日 申请日期1999年11月10日 优先权日1998年11月13日
发明者克里斯琴·比克勒, 斯蒂芬·莱尔 申请人:德国汤姆逊-布朗特公司