Led驱动电路的制作方法

专利名称：Led驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及LED(发光二极管)驱动电路。
背景技术：
在使用POF(塑料光纤)的通信中，需要具有高速且宽动态范围的装置。
使用在这样的用途中的LED驱动电路被迫切需要。现有的LED驱动电路，例如，记载于下述专利文献1中。在专利文献1中通过使用峰值电流产生电路而改善响应性。
专利文献1日本特开2000-228543号公报发明内容但是，LED驱动电路有光输出波形从方形波发生形变，并在接收元件侧产生不稳定的情况，其特性不足够。
本发明是鉴于上述课题而做出的，目的是提供可改善特性的LED驱动电路。
为了解决上述课题，第1发明相关的LED驱动电路，其特征是，在LED驱动电路中，具备接续于LED的第1电流源，接续于LED的第2电流源，接续于LED的第3电流源，分别控制在第1、第2和第3电流源与LED之间分别流动的主电流、第1峰值电流和第2峰值电流的第1、第2和第3晶体管，以及产生分别给予第1、第2和第3晶体管的控制端子的第1、第2和第3驱动信号使得第1和第2峰值电流的波形位于主电流的波形的内侧的时间产生电路。
另外，内侧的意思是实质上的内侧，只要给予第1和第2峰值电流的波形的时间方向的中心的时刻比主电流的上升时间更迟而比下降时间更早即可。
当峰值电流为1个时，在主电流上加上峰值电流时，有产生凹陷的倾向，但当对应于主电流而加上2个以上的峰值电流时，可显著降低凹陷，由此，可进行稳定的光通信。
第2发明相关的LED驱动电路，其特征是，时间产生电路产生第2和第3驱动信号使得第1和第2峰值电流的波形与时间相关地连续。如果第1和第2峰值电流的波形与时间相关地连续，则可更显著地得到上述的效果。
第3发明相关的LED驱动电路，其特征是，时间产生电路同步于单一的差动信号的输入而产生所述第1、第2和第3驱动信号。使这些驱动信号同步于单一的差动信号而产生时，可以提高耐噪音性，同时可控制来自各驱动信号间的时间差的目标值的偏差。
第4发明相关的LED驱动电路，其特征是，时间产生电路产生第2和第3驱动信号使得第1峰值电流的峰值变得更高于第2峰值电流的峰值。此时，可配合波形而矫正光输出的降低和形变。
根据本发明的LED驱动电路，可以改善特性。


图1是实施方式相关的LED驱动电路的电路图。
图2是LVDS驱动器的电路图。
图3是时间产生电路的电路图。
图4是各种驱动信号的时间图。
图5是各种电压的时间图。
图6是电流产生电路的电路图。
图7是驱动电流的时间图。
图8是表示光强度的波形的图。
图9是表示LED的V-I特性的图。
图10是温度补偿电流产生电路的电路图。
图11是表示温度(℃)与光纤耦合输出(dBm)的关系的图。
图12是表示时间(μs)与信号施加时的驱动电流(mA)的关系的图。
图13是表示温度(℃)与DC电平的驱动电流(mA)的关系的图。
图14是表示眼孔图样的波形图。
图15是温度补偿电流产生电路的部分电路图。
图16是表示伴随电容器的放电的电压的时间的变化的图。
符号的说明10g...下冲电流产生电路10i5...放大器10m...休眠电路10b...时间产生电路10j...色调检测电路10k...偏置电路10h...偏流产生电路10e...第1峰值电流产生电路10f...第2峰值电流产生电路10d...主电流产生电路10a...接收用比较器10b3...后段放大器10b4...后段放大器10b5...后段放大器10b6...后段放大器10...LED驱动电路10i2...比较器10i1...温度检测电路10i...温度补偿电流产生电路10i41...迟滞控制部10i42...迟滞控制部10b7...调整电路10b9...调整电路10b11...调整电路10i4...电流增加电路10i6...电流增加电路A...放大器C1...电容器
C2...电容器D1，D2...二极管IT1...温度补偿电流IT2...温度补偿电流具体实施方式
以下，对实施方式相关的LED驱动电路进行说明。对于相同要素使用相同符号，并省略重复的说明。
图1是实施方式相关的LED驱动电路的电路图。
该LED驱动电路10具有从LVDS(低电压差分信号，Low VoltageDifferential Signaling)驱动器输入差动信号(Q，Q-bar)的LVDS接收用比较器10a。在比较器10a的前段也可作为设置适当的LVDS接收器(未图示)的情况，所给的LVDS输入信号在LVDS接收器中进行波形整形。优选在LVDS接收器的前段设置ESD(Electro Static Discharge静电放电)保护元件。LVDS接收用比较器10a具备连接在后段的时间产生电路10b的输入端子的输出端子以及输入差动信号的2个输入端子。
由LVDS接收器所波形整形的信号在比较器10a中生成用于使LED11进行发光和不发光的ON、OFF信号(脉冲信号)。该脉冲信号，在电流驱动电路和峰值电流驱动电路中，决定LED发光时的主电流和用于使LED高速动作的瞬变上升峰值电流(过冲电流，overshoot)以及瞬变下降下冲电流的时间。
在LVDS中，由于可以以数百～数千Mbps的速度进行在单一信道中的差动信号数据传送，并由电流模式的驱动电路输出小振幅信号，故不易产生阻尼振荡(ringing)或切换(switching)·尖峰脉冲(spike)，且可以在宽频带内以低消耗电力进行低噪音的信号传送。在LVDS接收用比较器10a中输入差动信号，根据从LVDS接收用比较器10a的输出端子所输出的信号，由时间产生电路10b生成LED驱动用的时间。LVDS给最终的LED的发光输出带来影响，通过采用这种方式，可抑制阻尼振荡或切换·尖峰脉冲。
该LED驱动电路10具备连接在LED11的主电流产生电路(第1电流源)10d以及控制在主电流产生电路10d与LED11之间流动的驱动电流(主要为恒定顺电流)的晶体管10c(在同图中用1个方块表示多个晶体管除了MOS晶体管之外还可使用双极型晶体管)。
时间产生电路10b产生的驱动信号T1给予晶体管10c的控制端子。当从时间产生电路10b向晶体管10c的控制端子给予驱动信号T1时，可控制主电流产生电路10d与LED11之间的驱动电流。驱动电流从电源电位Vcc流过LED11、晶体管10c、主电流产生电路10d而至接地电位，且LED11根据该驱动电流发光。
在LED11中也流过一定程度的偏置电流。偏置电流从电源电位Vcc，通过LED11、偏流产生电路10h至接地电位。偏置电流，为了使LED11进行高速动作，在LED11不发光时也给予。
在驱动电流上重叠有几个补偿用的电流。
即，LED驱动电路10具备连接于LED11的第1峰值电流产生电路10e(第2电流源)，时间产生电路10b向晶体管10c给予驱动信号T2，驱动第1峰值电流产生电路10e，使得第1峰值电流被从第1峰值电流产生电路10e向LED11供给。此时，在向LED11的来自主电流产生电路的驱动电流中，重叠有来自由时间产生电路10b所控制的第1峰值电流产生电路10e的第1峰值电流，因此驱动电流的上升变得急剧，可补偿伴随驱动电流的LED发光输出的衰弱。
并且，LED驱动电路10具备连接于LED11的第2峰值电流产生电路10f(第3电流源)，并且时间产生电路10b向晶体管10c给予驱动信号T3，驱动第2峰值电流产生电路10f，使得第2峰值电流被从第2峰值电流产生电路10f向LED11供给。此时，在给LED11的来自主电流产生电路10d的驱动电流中，也重叠有来自由时间产生电路10b控制的第2峰值电流产生电路10f的第2峰值电流，因此，虽然由于第1峰值电流而急剧上升了的驱动电流向主电流的恒定水平下降，但可以进一步矫正对于意图进行波形矫正的电流波形，仅由第1峰值电流不足以进行矫正，而伴随驱动电流的LED发光输出凹陷的情况。
用于得到第1峰值电流的驱动信号T2同步于驱动信号T1的上升时间而上升，并具有比驱动信号T1更短的脉冲宽度。用于得到第2峰值电流的驱动信号T3，延迟于驱动信号T1的上升时间而上升，并具有比驱动信号T1更短的脉冲宽度。此外，优选驱动信号T2的脉冲与驱动信号T3的脉冲被设定为时间上不重叠。即，优选驱动信号T3的上升时间设定在驱动信号T2的下降时间之后。
并且，LED驱动电路10具备连接于LED11的下冲电流产生电路10g(第4电流源)，并且时间产生电路10b向晶体管10c给予驱动信号T4，驱动下冲电流产生电路10g，使得下冲电流被从下冲电流产生电路10g向LED11供给。此时，在给LED11的来自主电流产生电路10d的驱动电流中，也重叠有来自由时间产生电路10b控制的下冲电流产生电路10g的下冲电流，因此驱动电流的下降变得急剧，可进一步补偿伴随驱动电流的LED发光输出的衰弱。
用于得到下冲电流的驱动信号T4几乎与驱动信号T1的下降时间同步，由相互的驱动信号T1、T4产生的驱动电流成为相反方向地上升，在比驱动信号T1的下降时间更后的时间中，由相互的驱动信号T1、T4产生的驱动电流成为相反方向地下降。
另外，时间产生电路10b是同步于单一的差动信号的输入而产生第1、第2和第3驱动信号T1、T2、T3。当使这些驱动信号同步于单一的差动信号而产生时，可提高耐噪音性，同时可控制来自各驱动信号间的时间差的目标值的偏差。
各电流产生电路构成电流镜电路，但在其另一方的线上，从温度补偿电流产生电路10i供给温度补偿电流。
即，温度补偿电流产生电路10i向主电流产生电路10d给予温度补偿电流IT1。由此补偿基于驱动电流的发光输出的温度变动。即，通过温度补偿电流IT1向驱动电流的重叠来补偿伴随温度上升而驱动电流和发光输出下降的情况。
温度补偿电流产生电路10i将温度补偿电流IT2给予第1峰值电流产生电路10e，将温度补偿电流IT3给予第2峰值电流产生电路10f，并与主电流产生电路10d共同地将温度补偿电流IT1给予偏流产生电路10h。由此，也补偿了基于第1和第2峰值电流、偏流的发光输出的温度变动部分。即，伴随温度上升，通过各温度补偿电流向第1峰值电流、第2峰值电流和偏置电流的重叠来补偿这些电流发生变动的情况。
温度补偿电流产生电路10i进行LED的光能量的控制。温度补偿电流产生电路10i进行利用由BGR(带隙基准，Band-Gap Reference)电路所得到的热电压的温度检测。其对于由规格规定的温度范围的全部温度，设定几个分割的温度范围，而判定元件的温度状态。在本例中，以2分割为例进行说明，但其也可为3以上的分割。
在色调检测电路(tone sensing circuit)10j中，检测出LVDS信号(Q，Q-bar)无输入(二者零输入)时，使给各电路供给偏压的偏置电路10k停止，来实现低消耗电力模式。休眠电路10m接收CMOS等级的电的信号输入，使色调检测电路10j、温度补偿电流产生电路10i、偏置电路10k的动作停止，实现消耗电力几乎为零的状态。另外，本驱动电路10也可内藏有可确定LVDS输入信号的DC电平的DC电平确定电路。
图2是作为一例的LVDS驱动器的电路图。
在通过连接于家庭的数字·录像机的LAN(局域网，Local AreaNetwork)、电话线路和卫星线路而从摄像机传送录像影像或3-D图形或图像数据于PC或打印机的技术中有LVDS。LVDS是通过1条平衡电缆或由PCB(印刷电路基板)形成的2条配线图案，以超小振幅的差动信号进行数据通信的方式之一，该差动数据传送方式具有不易受到同相噪音影响的特性。在LVDS中，可以以数百～数千Mbps的速度进行在单一信道中的数据传送，并由电流模式的驱动电路来输出小振幅信号，因此不易产生阻尼振荡或切换·尖峰脉冲，且可以在宽频带内以低消耗电力进行低噪音的信号传送。
在同图中图示有代表性的LVDS驱动器，当使位于从电流源分岔的2个线路的右上和左下的晶体管为ON时，电流沿着箭头方向流动，电流流向LVDS接收器的输入侧负载。另外，当使位于左上和右下的晶体管为ON时，电流反方向流向输入侧负载。根据这些晶体管的切换，可进行0和1的逻辑反转。
图3是时间产生电路10b的电路图。
LVDS输入信号由位于本驱动IC的前段的PHY(物理层)芯片给予。该LVDS输入信号是差动形式的，在本规格中是DC1.8V中心的振幅为Vpp(峰值～峰值)为±200mV～±800mV。由比较器10a将LVDS差动输入信号转换为单一信号，生成成为驱动信号基准的脉冲。
在比较器10a的后段，3个NOT电路连续而构成前段放大器10b1，其输出与电源电位Vcc一起输入于NAND电路10b2，在NAND电路10b2的后段设置有由连续的5段NOT电路构成的后段放大器10b3。
前段放大器10b1的输出，输入至调整电路10b7，调整电路10b7的输出与前段放大器10b1的输出输入至NAND电路10b8，NAND电路10b8的输出输入至后段放大器10b4。
调整电路10b7的最终输出反转前的信号输入至调整电路10b9，且调整电路10b9的初期反转后的输出与调整电路10b9一起输入至NAND电路10b10，NAND电路10b10的输出输入至后段放大器10b5。
前段放大器10b1的输出被反转而输入至调整电路10b11，并与调整电路10b11的输出同时输入至NOR电路10b12，而NOR电路10b12的输出输入至后段放大器10b6。
上述5段NOT电路10b3、10b4、10b5、10b6进行用于得到理想波形的信号放大，其输出分别构成驱动信号T1、T2、T3、T4。另外，下冲电流的驱动信号T4输入至p-MOS晶体管的控制端子(门，gate)，在驱动信号T4为[L电平]时，供给下冲电流。在本例中，输入驱动信号T4于门的晶体管作为p-MOS晶体管，而输入驱动信号T1、T2、T3于门的晶体管作为n-MOS晶体管。
图4是各种驱动信号的时间图。
驱动信号(时间脉冲)T1、T2、T3、T4，表示为与时间相关地产生的情况。驱动信号T2的脉冲与驱动信号T3的脉冲与时间相关地连续地产生，且构成为无重叠。构成为它们不重叠这一点，从确保通信的稳定性观点来看，并非特别要求严密性，也可以稍有重叠。另外，给予下冲电流的驱动信号T4的相反方向上升时间位于驱动信号T1的下降时间附近。驱动信号的大小与驱动电流的大小成比例。
图5是在时间产生电路中的各种电压的时间图。
对于上述的调整电路的功能进行说明。从前段放大器10b1输出成为基准的电压波形Vp1。在调整电路中，利用反相器、NOT门延迟与容量来生成从电压波形Vp1延迟的电压波形Vp2。电压波形Vp3是使电压波形Vp2反转的波形。为了得到电压波形Vp4，只要取电压波形Vp1与电压波形Vp3的波形的NAND并进一步反转即可。
这样，为了从电压波形Vp1的基本脉冲形成单触发脉冲的电压波形Vp4，使基本脉冲延迟、反转，并通过与原来的基本脉冲的NAND(或NOR)等的逻辑电路来生成。将此作为基本方式。
实现该期望的脉冲的组合也有几种。作为使脉冲延迟的方法，除了门延迟与容量的组合之外，还可举出调整门的段数或容量的方法，也可以使用计数器。
在本例中，由上述的基本方式生成驱动信号T2、T3、T4。驱动信号T2的生成所需要的规定延迟量Δt1利用门延迟而作成。门延迟由NOT电路等的给出反转输出的逻辑电路实现。反转动作不只是输入反转而是指可以应用于波形延迟的情况。由门延迟与容量的适当组合，可根据情况不使用容量而产生期望的延迟量Δt1，并生成驱动信号T2的延迟波形Vp2。
由驱动信号T1，通过经由在调整电路10b7中的NOT电路和电容器而形成Δt1的延迟波形，通过取与原来波形的NAND，可生成驱动信号T2。在图3中，通过由符号1、2、3所围住的部分可以进行Δt1、Δt2、Δt3的延迟。即，驱动信号T3的时间脉冲通过在NAND电路10b10中对给予Δt1的延迟量的脉冲与在给予了Δt1的延迟量的脉冲进一步给子Δt2的延迟量的脉冲进行数字处理而得到。驱动信号T4的时间脉冲通过在NOR中对不给予任何延迟量的基准脉冲与在不给予任何延迟量的基准脉冲上给予Δt3的延迟量的脉冲进行数字处理而得到。
图6是电流产生电路的电路图。
向连接于LED11的阴极的切换用晶体管TR1、TR2、TR3、TR4的控制端子(门)输入驱动信号T1、T2、T3、T4。理想的是，驱动信号为从Vcc振动至接地电位的大振幅的数字信号。
在LED11的阴极侧与接地电位之间设置有主电流产生电路10d、第1峰值电流产生电路10e、第2峰值电流产生电路10f、偏流产生电路10h。
主电流产生电路10d具备由一对晶体管10d1、10d2构成的电流镜电路，在其输出侧(镜侧)线路上具备切换用的晶体管(在本例中为MOS型)TR1(10c)。在该电流镜电路的输入侧(基准侧)线上从电流源Iref1供给电流，同时供给温度补偿电流IT1。
在电流镜电路中流过在输入侧线路与输出侧线路中有比例关系的电流。即，在基准电流中加上了温度补偿电流IT1的电流流向晶体管10d2，根据由晶体管TR1的驱动信号T1进行的驱动，被温度补偿的驱动电流成为流向LED11。
第1峰值电流产生电路10e具备由一对晶体管10e1、10e2构成的电流镜电路，在其输出侧线路上具备切换用的晶体管(在本例中是MOS型)TR2(10c)。在该电流镜电路的输入侧线路上从电流源Iref2供给电流，同时供给温度补偿电流IT2。
即，在基准电流上加算了温度补偿电流IT2的电流流向晶体管10e2，并根据由晶体管TR2的驱动信号T2产生的驱动，被温度补偿的第1峰值电流成为流向LED11。
第2峰值电流产生电路10f具备由一对晶体管10f1、10f2构成的电流镜电路，并在其输出侧线路上具备切换用的晶体管(在本例中为MOS型)TR3(10c)。在该电流镜电路的输入侧线路上从电流源Iref3供给电流，同时供给温度补偿电流IT3。
即，在基准电流上加算了温度补偿电流IT3的电流，流向晶体管10f2，并根据由晶体管TR3的驱动信号T3产生的驱动，被温度补偿的第2峰值电流成为流向LED11。
偏流产生电路10h具备晶体管TRB(10c)，并将主要的晶体管10d2与门共通，与晶体管10d1一起构成电流镜。偏流产生电路10h为了提高LED11的响应性，供给偏流Ibias。由于偏流产生电路10h构成电流镜电路，所以温度补偿电流IT1被供给，被温度补偿的偏流在晶体管TRB中流动。
另外，下冲电流产生电路10g由连接电源电位Vcc与LED11的阴极的晶体管TR4和电阻R构成，驱动信号T4被给予晶体管TR4的控制端子。由晶体管TR4的驱动，下冲电流被供给于LED11。
在本例中，关于主电流、峰值电流，先设定供给流动在电流镜电路的输入侧的晶体管的电流的电流源Iref1、Iref2、Iref3，并将其在输出侧(镜侧)进行电流放大，由晶体管TR1、TR2、TR3使被镜增倍的电流为ON、OFF。另外，在下冲电流产生电路10g中，也可以进行与峰值电流产生电路同样的控制。
在电流源Iref1、Iref2、Iref3侧的线路上，流入温度补偿电流IT1、IT2、IT3，并在电流镜电路的输入侧线路上利用调整了BGR电压与温度特性的电阻来进行不易受到由温度和电源电压的变动造成的影响的恒电流供给。
这样，第1、第2和第3晶体管TR1、TR2、TR3，分别控制分别流动在主电流产生电路10d、第1峰值电流产生电路10e和第2峰值电流产生电路10f与LED11之间的主电流、第1峰值电流和第2峰值电流产生。时间产生电路10b产生分别给予第1、第2和第3晶体管TR1、TR2、TR3的控制端子的第1、第2和第3驱动信号T1、T2、T3使得第1和第2峰值电流的波形位于主电流的波形的内侧(参照图4、图7)。另外，内侧的意思是实质上的内侧，给予第1和第2峰值电流的波形的时间方向的中心的时刻只要比主电流的上升时间更晚而比下降时间更早即可。在峰值电流为1个的情况下，当在主电流上加上峰值电流时，则行波形产生凹陷的倾向，但当对应于主电流而加上2个以上的峰值电流时，可显著降低凹陷，由此，可进行稳定的光通信。
图7是驱动电流的时间图。
供给至LED11的总LED电流如(a)所示。另外，对应于驱动信号T1而供给至LED11的主电流如(b)所示为方形波，只将此作为驱动电流时，发光输出波形变得衰弱。对应于驱动信号T2而供给至LED11的第1峰值电流(c)成为存在于主电流的上升时刻附近的单触发脉冲。
对应于驱动信号T3而供给至LED的第2峰值电流(d)，比第1峰值电流还延迟，并在同图中脉冲宽度宽。对应于驱动信号T4而供给至LED11的下冲电流(e)，电流的方向与其它相反，但比第2峰值电流更延迟，在主电流的下降附近下降。另外，驱动电流的大小与驱动信号的大小成比例。另外，第1峰值电流的峰值比第2峰值电流的峰值更高，可配合波形来矫正光输出的形变和下降。
无论LED11有无发光都供给至LED11的偏置电流(f)基于LED11的消光比决定，但其值可以适当设计调整。
这样，时间产生电路10b产生第2和第3驱动信号T2、T3使得第1和第2峰值电流的波形与时间相关地连续。如果第1和第2峰值电流的波形与时间相关地连续，则可以更显著地得到上述效果。
时间产生电路10b产生第2和第3驱动信号使得第1峰值电流的峰值(c)比第2峰值电流的峰值(d)更高，并可配合波形来矫正光输出的下降和形变。
图8是表示从LED输出的光强度的波形的图。
(a)表示在仅给予主电流的情况下得到的光波形，(b)表示给予了主电流和第1峰值电流时所得到的光波形，(c)表示将总LED电流给予LED时所得到的光波形。
在LED的特性中有波动。特别是为了加快LED的响应性而加上峰值使用时，产生如(b)所示的光形波的凹陷。
另外，在不将第2峰值电流给予LED11而只将第1峰值电流给予LED时，用使主电流与第1峰值电流重叠的驱动电流，无法控制其凹陷，另外，光输出的调整不会变得容易。从而，如(c)所示，通过使第2峰值电流进一步重叠在第1峰值电流，起到可控制凹陷这样的效果。
图9是表示LED的V-I特性的图。横轴是电压Vf，纵轴是电流If。
向LED11供给偏置电流(Ibias)是为了使切换动作的高速性可靠。如同图所示，为了取得LED11的发光时的电压Vf2，并非从电压基准值(例如0V)使其变化，而是预先给予LED11规定的电压Vf1，并对于电压Vf1，如果给予LED11对应于驱动信号(二值的光发送信号)的驱动信号，可在极短时间取得通信需要的光输出，并可实现高速的切换。
图10是温度补偿电流产生电路的电路图。
温度补偿电流产生电路10i具备温度检测电路10i1、输入温度检测电路10i1的输出的第1比较器10i2、从第1比较器10i2的输出切换时起慢慢使温度补偿电流增加的第1电流增加电路10i4。温度补偿电流产生电路10i的比较器10i2、10i3的部分，将基于由温度检测电路10i1所检测出的温度信息而预先设定的电流值进行向各电流产生电路供给的AD转换。
温度检测电路10i1由BGR电路构成，并具备分别连接于放大器A的2个输入端子的二极管D1、D2。放大器A的一方的输入端子通过电阻R1连接于输出端子，连接输出端子与一方的二极管D2的R2、R3的连接电位，被作为检测温度电压(热电压)Vt而输入于后段的放大器10i5。另外，在二极管D2与放大器A的输入端子之间存在电阻R4。
在放大器A的输出端子与接地电位之间存在电阻R5、R6、R7、R8，电阻R5、R6的连接电位成为基准电位Va，电阻R7与电阻R8的连接电位成为基准电位Vb。另外，电阻R6与电阻R7的连接电位通过电阻R9输入至放大器10i5的另一个输入端子，在该输入端子与放大器10i5的输出端子之间存在电阻R10。
当温度检测电路10i1的输出(检测温度电压Vt)输入于第1比较器(在本例中是滞后比较器)10i2时，在设定温度，第1比较器10i2的输出被切换。检测温度电压Vt与温度成比例。在第1比较器10i2中输入由放大器10i5放大成k倍的检测温度电压(＝k×Vt)。在第1比较器10i2中，与检测温度电压同时输入从温度检测电路10i1所作成的基准电位Va。检测温度电压k×Vt超过基准电位Va时，第1比较器10i2的输出电压Vc被输入至进行输入电压的滤波的第1迟滞控制部10i41。
第1电流增加电路10i4由第1迟滞控制部10i41与后段的第1供给电路10i43构成，并从第1比较器10i2的输出切换时起，即，变为超过基准电位Va的设定温度时，慢慢使温度补偿电流IT1(ΔI1)增加，并抑制发光输出的下降。这里，温度补偿电流IT1通过利用电容器的充电/放电功能等慢慢使其增加，即，通过花费比起LED11的光入射的光检测元件的可响应的脉冲宽度还长时间而使温度补偿电流IT1增加，抑制脉冲宽度形变和不稳定性。另外，不仅通过慢慢使温度补偿电流减少而抑制脉冲宽度形变和不稳定性，而且通过温度下降可防止驱动电流和发光输出变得过大。
第1电流增加电路10i4具备从第1比较器10i2的输出切换时起进行电压变化的第1电容器C1以及输入第1电容器C1的电压Ve于控制端子而给予温度补偿电流IT1的至少一部分的第1电流控制用晶体管TRI1。
通过将第1比较器10i2的输出Vc给予晶体管TRVe的控制端子，从电流源xI蓄积电荷于第1电容器C1，或通过电流源I将蓄积在第1电容器C1的电荷进行放电，由此设定电压Ve使得晶体管TR11进行动作。作为晶体管可使用p型的MOS晶体管。
比较器10i2的输出电压Vc被间接地给予电容器C1，但只要是慢慢增加电压Ve，其也可以被直接给予。即，也可以通过将输出电压Vc直接给予电容器C1，并在后段侧配置适当的电路，生成向晶体管TR11的控制端子的输入电压Ve，并产生流动在晶体管TR11中的电流ΔI1。
温度补偿电流产生电路10i具备输入温度检测电路10i1的输出的第2比较器(在本例中是滞后比较器)10i3以及从第2比较器10i3输出切换时起慢慢使温度补偿电流IT1(ΔI2)增加的第2电流增加电路10i6。
当温度检测电路10i1的输出(检测温度电压Vt)输入于第2比较器10i3时，在设定温度，第2比较器10i3的输出被切换。在第2比较器10i3中，输入由放大器10i5放大k倍的检测温度电压(＝k×Vt)。在第2比较器10i3中，与检测温度电压同时输入由温度检测电路10i1作成的基准电位Vb。检测温度电压k×Vt超过基准电位Vb时，第2比较器10i3的输出电压Vd输入至进行输入电压的滤波的第1迟滞控制部10i42。
第2电流增加电路10i6具备从第2比较器10i3的输出切换时起进行电压变化的第2电容器C2以及输入第1电容器C2的电压Vf至控制端子并给予温度补偿电流IT1的至少一部分的第2电流控制用晶体管TRI2。
通过将第2比较器10i3的输出Vd给予晶体管TRVf的控制端子，从电流源xI蓄积电荷于第2电容器C2，或通过电流源I将蓄积在第1电容器C2的电荷进行放电，由此设定电压Vf使得晶体管TRI2进行动作。
比较器10i3的输出电压Vd被间接地给予电容器C2，但只要慢慢增加电压Vf，也可以直接给予它。即，也可以通过直接地将输出电压Vd给予至电容器C2，并配置适当的电路于后段侧，而生成向晶体管TRI2的控制端子的输入电压Vf，并产生流动在晶体管TRI2的电流ΔI2。
第1电流增加电路10i4和第2电流增加电路10i6的输出电流ΔI1、ΔI2重叠而构成温度补偿电流IT1。另外，温度补偿电流IT1也可以含有其它成分。另外，第1比较器10i2和第2比较器10i3的基准电位Va、Vb对应于不同的设定温度而设定，可使温度补偿电流IT1的控制目标值为2阶段。另外，如果增加比较器的数量，可对于温度补偿电流的控制目标值设定更多的阶段。
另外，温度补偿电流IT2、IT3分别由电流ΔI3+ΔI4、电流ΔI5+ΔI6构成。
电流ΔI3可通过输入电压Ve于晶体管TRI3的控制端子，并使晶体管TRI3为ON而产生。
电流ΔI4可通过输入电压Vf于晶体管TRI4的控制端子，并使晶体管TRI4为ON而产生。
电流ΔI5可通过输入电压Ve于晶体管TRI5的控制端子，并使晶体管TRI5为ON而产生。
电流ΔI6可通过输入电压Vf于晶体管TRI6的控制端子，并使晶体管TRI6为ON而产生。
电压Ve、Vf的产生方法如上所述。
对应于温度补偿切换而进行何种程度的温度补偿由ΔI1、ΔI2(ΔI3、ΔI4、ΔI5、ΔI6)的大小所决定。这些值是固定值，但通过再设计时间标志(mask)，可容易地进行调整。在本例中鉴于LED的特性中有波动，采用可以根据LED的特性适当进行调整的电路构成。
根据上述构成，将用于LED光输出的温度补偿的切换温度(检测温度电压Vt成为与基准电位Va、Vb相等的温度)与各温度范围(由切换温度分界的温度范围)中的LED的驱动电流的控制进行区分，可容易地进行由为了与特性不同的LED对应而进行的时间标志修改引起的调整，可进行电路构成的简单化和最小化，所以在温度补偿切换中采用数字化。另外，为了消除根据未图示的判定电路而急剧地增减变化时的与接收元件的位误差(通信误差)，LED的驱动电流缓慢地操作LED电流的增减。
另外，电流源xI产生电流源I的x倍的电流。并联连接于恒电流源I的电容器C1、C2根据电流量进行电荷的蓄积放电。例如，电容器C1的恒电流源为x＝2倍。流动2倍的恒电流后，如果晶体管TRvc关闭(ON)，1倍朝恒电流源I，剩下的1倍蓄积于电容器C1。并且，如果晶体管TRve开启(OFF)，蓄积在电容器C1的电荷为，1倍的恒电流I吸收，并通过反复此电荷的蓄积、放电，可以使只有充放电的时间份Ve的电压相对于时间轴具有倾斜的电压变化。电容器C2和电压Vf的变化也与此同样。另外，电压倾斜的频率是接收元件的最小响应频率以下，即，该频率成分为接收元件无法响应的程度。电压Ve、Vf的电压的倾斜调整可由电容器的容量或恒电流源的调整来进行。
另外，电压Ve、Vf成为决定偏置电流、主电流、峰值电流的开关MOS晶体管TRI1～TRI6的同时门输入，但根据该开关MOS晶体管尺寸，接收元件的响应频率以下的调整也受到影响。
图11是表示温度(℃)与LED的光纤耦合输出(dBm)的关系的图。
输出范围REGION表示，为了不发生误差地进行光通信所需要的光纤耦合光输出的范围(相对于从由规格的规格范围所要求的IC设计所要求的温度变化的光纤耦合光输出范围)。
数据L1表示不进行上述温度补偿时的光纤耦合光输出特性。虚线箭头表示通过在规定温度时进行LED电流的切换，光纤耦合光输出上升的情况。而数据L2～L5是表示虚线箭头所示的被温度补偿后的光纤耦合光输出温度特性。
如数据L1所示，LED具有规定的温度特性。在使用于光通信时，由于需要在通信不被切断的范围内保持光纤耦合光输出，所以如虚线箭头所示，对于光纤耦合光输出加上温度补偿。
LED光输出的温度补偿经过温度检测、AD转换、迟滞操作，而给予LED电流输出段电路的电流源选择部。上述的多阶段比较器输出的切换进行为，伴随温度上升而发光输出增加，即，耦合光输出成为同图所示的L2～L5。可容许的输出范围REGION变窄时，只要根据其增加限幅电平Va、Vb...和输入这些的比较器的数目即可。例如，在用于车载用的光链路时，由于外部环境的温度在-40℃～+105℃程度的范围内变动，所以对应于此地构成限幅电平的数量，同样地构成比较器的数量。
图12是表示时间(μs)与信号施加时的驱动电流(mA)的关系的图。该图是在根据温度的LED电流切换时，监控(模拟)从主电流产生电路产生的电流的图。可以看到从图左端至右端LED的主电流(驱动电流)缓慢上升。通过有意地进行这样的动作，可抑制接收侧的脉冲宽度形变或不稳定性的发生，可有效防止通信误差。
具体来说，在此用于光通信的接收侧最小响应脉冲宽度，以性能值设想为2μs，使其缓慢上升的时间为10μs左右。另外，峰值电流产生电路和偏置电路也进行与主电流产生电路同样的温度控制。在本实施例中，例如由接收元件的最小响应频率100kHz算出从LED电流切换开始(k×Vt超过Va的时刻)至规定的LED电流增减结束的时间，设定为10μs。
图13是表示温度(℃)与DC电平的驱动电流(mA)的关系的图。
表示了为了补偿LED的光输出，LED驱动电流相对于温度变化阶段状地变化的状态。这样的变化的情况中，当无使温度补偿电流缓慢变化的本发明的电流增加电路时，由于产生上述接收侧的脉冲宽度形变或不稳定性的发生等特性劣化问题，所以不优选。
图14是表示眼孔图样的波形图。
为了在接收侧使由规格所决定的输出波形的眼孔图样位于规格内，或为了使接收元件的规格的脉冲宽度形变和不稳定性降低，使LED光纤耦合光输出的变化成为在接收元件的最小响应以下。例如，当LED光纤耦合光输出突然增加时，如果其在接收元件的响应范围内，则眼孔图样的纵轴方向的振幅也配合其增加。有振幅突然变化的情况下，这成为接收侧的脉冲宽度形变或不稳定性而发生，但上述的构成可尽量抑制这种现象。另外，波形图的横轴将1ns作为一刻度，纵轴将500mV作为一刻度。
图15是温度补偿电流产生电路的部分电路图。
通过对于进行LED驱动电流的切换的晶体管(MOS晶体管)TRvc，给予蓄积在电容器C1内电荷的放电所耗费的时间，缓慢地使驱动电流增加。通常，晶体管TRve关闭，电流X1如图示流动，电位Ve成为[H电平]的状态。当作为切换信号的比较器输出Vc被给予至晶体管TRve的门时，它为OFF，电容器C1的电荷被放电，成为[L电平]。此时，后段的晶体管可以在L电平下设定为ON。
图16是表示伴随电容器放电的电压的时间变化的图。
当开始电容器C1的放电时，电位Ve在时间经过的同时慢慢地下降。通过调整电容器C1的容量，可进一步调整缓慢的电压变化。另外，根据晶体管TRve的种类，通过改变电阻的大小而调整电流量，也可以进行缓慢的电压变化。另外，在此，作为一例，对晶体管TRve与电容器C1进行表示，但这对于晶体管TRvf与电容器C2也同样。另外，电流源xI的一例如图连接多个晶体管，但这也可采用各种构成。
以上，如所说明的，在上述LED驱动电路中，使用与温度变化成比例而产生的电压值，通过由一个(或多个)比较器所构成的A/D转换器来产生对应于温度的数字输出，并依据此来选择LED驱动电流量，并依据温度变化，将使LED驱动电流量变化时的条件作为传送接受对的光通信系统来考虑，并通过在比接收元件响应的脉冲宽度更长的时间内缓慢使其变化，可降低接受侧的脉冲宽度形变或不稳定性。
另外，脉冲宽度形变·不稳定性需要根据各规格而满足各规定时的要求，在本例中是慢慢使温度补偿电流变化。另外，对于作为目标的频带，为了使频带狭窄的LED高速动作，对LED加上脉冲峰化(peaking)。当对此频带狭窄的LED加上脉冲峰化时，发光输出高速上升，但相反也稍微产生凹陷。为了抑制其凹陷，至少具备2个峰值电流产生电路，为了加快(矫正)LED的响应，实施由2阶段形成的时间分割的定量脉冲峰化。
在使用一个脉冲峰化矫正电路时，在脉冲波形上在脉冲峰化后产生凹陷，但当进行2个以上的脉冲峰化矫正时，凹陷显著降低。由此，得到对于实现稳定的光通信必要不可缺的脉冲波形。由上述构成，可无误差地进行光通信。
另外，上述装置可广泛用于海底电缆用光通信设备、回转仪、信息记录介质写入装置等。
本发明可在LED驱动电路中利用。
权利要求
1.一种LED驱动电路，其特征在于，在LED驱动电路中，具备连接于LED的第1电流源，连接于所述LED的第2电流源，连接于所述LED的第3电流源，第1、第2和第3晶体管，该第1、第2和第3晶体管分别控制在所述第1、第2和第3电流源与所述LED之间分别流动的主电流、第1峰值电流和第2峰值电流，时间产生电路，该时间产生电路产生分别给予所述第1、第2和第3晶体管的控制端子的第1、第2和第3驱动信号，使得所述第1和第2峰值电流的波形位于所述主电流的波形的内侧。
2.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述时间产生电路产生所述第2和第3驱动信号使所述第1和第2峰值电流的波形与时间相关地连续。
3.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述时间产生电路与单一的差动信号的输入同步而产生所述第1、第2和第3驱动信号。
4.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述时间产生电路产生所述第2和第3驱动信号使所述第1峰值电流的峰值变为更高于第2峰值电流的峰值。
全文摘要
本发明提供可改善特性的LED驱动电路。LED驱动电路(10)具备连接于LED(11)的第1和第2峰值电流产生电路(10e)(第2电流源)、(10f)(第3电流源)，时间产生电路(10b)将驱动信号(T2)、(T3)给予晶体管(10c)使得从第1和2峰值电流产生电路(10e)、(10f)向LED(11)供给第1和2峰值电流。此时，驱动电流的上升变得急剧，可以补偿伴随着驱动电流的LED发光输出的衰弱。此外，峰值电流为1个时，在主电流上加上峰值电流时，有产生光输出的凹陷的倾向，但对应于主电流加上2个以上的峰值电流时，可以显著降低凹陷，由此，可以进行稳定的光通信。
文档编号H01L33/00GK1989627SQ20058002472
公开日2007年6月27日 申请日期2005年7月22日 优先权日2004年7月22日
发明者铃木贵幸, 廻慎太郎, 浅原敬士 申请人:浜松光子学株式会社