本发明涉及通信技术领域，更具体地，涉及一种半模基片集成波导漏波天线。
背景技术：
现有技术中，提出了一种通过金属通孔一维阵列形成的结构，金属通孔阵列可以起到和金属壁相类似的作用。结合两排金属通孔以及上下导体表面就可以模拟一个介质填充的矩形金属波导，从而形成基片集成波导。
基片集成波导与传统矩形金属波导相比，同样有良好的传播特性、低损耗、低辐射、高q值以及高功率容量的优点。并且这种结构易于集成，大大减小了原有的微波毫米波波导器件以及建立在波导基础上的其他微波无源器件的重量、尺寸和价格，同时增强了制造过程的可重复性和可靠性。伴随着基片集成波导技术的发展，可以预见未来所有的微波无源或者有源电路都将能够集成在一块基片上，这将推动微波工业的发展。
随着基片集成波导技术的发展，利用基片集成波导形成的无源微波器件，如滤波器、功分器、定向耦合器、天线等，都展现出了能与传统矩形金属波导微波器件相媲美的性能。基片集成波导应用在天线领域主要是通过在其上导体表面周期性地刻蚀缝隙，波导中传输的功率会漏逸到外部空间，从而形成基片集成波导漏波天线。
半模基片集成波导是在基片集成波导上提出的结构，由于基片集成波导中间为理想磁壁，电力线平行于对称面，可以由此处将基片集成波导一分为二，并且不会改变场模式，这样可以大大减小由基片集成波导构成的器件的体积。
传统的半模基片集成波导缝隙天线其极化方式和波束指向是固定的，必须通过人工或者机械调整或更换天线的位置和极化方式改变其辐射方向和极化方式，灵敏度低，故障率高。同时，工作模式单一，需要安装多副天线实现不同的工作模式，造成资源浪费、成本提高。
技术实现要素：
为克服上述问题或者至少部分地解决上述问题，本发明提供了一种半模基片集成波导漏波天线。
一方面，本发明提供了一种半模基片集成波导漏波天线，包括：介质基片、第一金属贴片、第二金属贴片和变容二极管；
其中，所述第一金属贴片和所述第二金属贴片设置在所述介质基片的两面，所述第一金属贴片上设置有贴片开口；在所述第一金属贴片上刻蚀有预设数量的第一交指槽、所述预设数量的第二交指槽和金属通孔阵列，所述贴片开口位于刻蚀有所述第一交指槽的区域和刻蚀有所述第二交指槽的区域之间；所述金属通孔阵列贯穿于所述介质基片、所述第一金属贴片和所述第二金属贴片，并接地；以所述介质基片的宽边作为0°基准，所述第一交指槽的长边偏转-45°的角度，所述第二交指槽的长边偏转45°的角度；在所述第一交指槽和所述第二交指槽上分别设置有对应的所述变容二极管；
所述第一金属贴片未刻蚀有所述第一交指槽和所述第二交指槽的一侧区域构成定向耦合器；所述定向耦合器的一侧端面及所述介质基片和所述第二金属贴片与其同侧的端面构成馈电端面，所述第一金属贴片与所述定向耦合器相对的一侧端面及所述介质基片和所述第二金属贴片与其同侧的端面也构成馈电端面；所述定向耦合器与刻蚀有所述第一交指槽的区域之间、刻蚀有所述第二交指槽的区域之间的连接部分分别构成微带馈线，刻蚀有所述第一交指槽的区域、刻蚀有所述第二交指槽的区域与对应的馈电端面之间的连接部分也分别构成微带馈线。
本发明提出的一种半模基片集成波导漏波天线，通过改变变容二极管的电容值，使固定频点处的天线方向图随着变容二极管的电容值变化而变化，使天线在左右手圆极化、+/-45°线极化的极化方式下可以实现模式可重构，进而实现极化、模式的复合可重构特性及频率扫描功能。在一个天线上实现多工作模式，不仅节省了天线的制造成本，节约了空间，而且能有效抑制同一个平台上的天线互扰。同时，与传统相控阵相比更加经济实用，且大大缩减了尺寸；与运用pin二极管及mems机械开关的方法实现模式可重构相比具有方向图连续调控功能，而不仅仅是固定频点处的方向图捷变。
附图说明
图1为本发明一实施例提供的半模基片集成波导漏波天线结构示意图；
图2为图1中交指槽51的放大结构图示意图；
图3为图1中加入外围电路后的结构俯视图；
图4为图3中外围电路的放大结构示意图；
图5为图4中外围电路的具体结构示意图；
图6a为本发明另一实施例中工作频点为21.4ghz、信号从p1馈入时的天线方向图；
图6b为本发明另一实施例中工作频点为21.4ghz、信号从p2馈入时的天线方向图；
图6c为本发明另一实施例中工作频点为21.4ghz、信号从p3馈入时的天线方向图；
图6d为本发明另一实施例中工作频点为21.4ghz、信号从p4馈入时的天线方向图；
图7a为本发明另一实施例中工作频点为22ghz、信号从p1馈入时的天线方向图；
图7b为本发明另一实施例中工作频点为22ghz、信号从p2馈入时的天线方向图；
图7c为本发明另一实施例中工作频点为22ghz、信号从p3馈入时的天线方向图；
图7d为本发明另一实施例中工作频点为22ghz、信号从p4馈入时的天线方向图；
图8a为本发明另一实施例中工作频点为22.6ghz、信号从p1馈入时的天线方向图；
图8b为本发明另一实施例中工作频点为22.6ghz、信号从p2馈入时的天线方向图；
图8c为本发明另一实施例中工作频点为22.6ghz、信号从p3馈入时的天线方向图；
图8d为本发明另一实施例中工作频点为22.6ghz、信号从p4馈入时的天线方向图；
图9a为本发明另一实施例中工作频点为23.4ghz、信号从p1馈入时的天线方向图；
图9b为本发明另一实施例中工作频点为23.4ghz、信号从p2馈入时的天线方向图；
图9c为本发明另一实施例中工作频点为23.4ghz、信号从p3馈入时的天线方向图；
图9d为本发明另一实施例中工作频点为23.4ghz、信号从p4馈入时的天线方向图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
本发明的一实施例，参考图1和图2，提供了一种半模基片集成波导漏波天线，包括：介质基片1、第一金属贴片2、第二金属贴片3和变容二极管ca；
其中，第一金属贴片2和第二金属贴片3设置在介质基片1的两面，在第一金属贴片2上刻蚀有预设数量的第一交指槽51、所述预设数量的第二交指槽52、贴片开口、第一金属通孔阵列v1、第二金属通孔阵列v2和第三金属通孔阵列v3；贴片开口位于刻蚀有所述第一交指槽的区域和刻蚀有所述第二交指槽的区域之间。第一金属通孔阵列v1、第二金属通孔阵列v2和第三金属通孔阵列v3贯穿于介质基片1、第一金属贴片2和第二金属贴片3，并接地；以介质基片的宽边作为0°基准，第一交指槽的长边偏转-45°的角度，第二交指槽的长边偏转45°的角度；在第一交指槽51和第二交指槽52上分别设置有对应的变容二极管ca。
第一金属贴片2未刻蚀有所述第一交指槽51和所述第二交指槽52的一侧区域构成定向耦合器4。
第一金属通孔阵列v1位于第一金属贴片2刻蚀有所述第一交指槽51的区域的一侧，排列方向平行于所述第一交指槽51的排列方向；第二金属通孔阵列v2位于第一金属贴片2刻蚀有第二交指槽的区域的一侧，排列方向平行于所述第二交指槽52的排列方向；第三金属通孔阵列v3包含三列金属通孔，分别位于第一金属贴片2上构成定向耦合器4一侧的宽边边缘及中间。
定向耦合器4的一侧端面及介质基片1和第二金属贴片3与其同侧的端面构成馈电端面，第一金属贴片2与定向耦合器4相对的一侧端面及介质基片1和第二金属贴片3与其同侧的端面也构成馈电端面；定向耦合器4与刻蚀有第一交指槽51的区域之间、刻蚀有第二交指槽52的区域之间的连接部分分别构成微带馈线，刻蚀有第一交指槽51的区域、刻蚀有第二交指槽52的区域与对应的馈电端面之间的连接部分也分别构成微带馈线。
具体的，定向耦合器4的一侧具有凹口，凹口一边的端面部分及介质基片1和第二金属贴片3与定向耦合器同侧的端面构成第一馈电端面p1，凹口另一边的端面部分及介质基片1和第二金属贴片3与定向耦合器同侧的端面构成第二馈电端面p2；第一金属贴片2与定向耦合器4相对的、且位于贴片开口一边的端面及介质基片1和第二金属贴片3与贴片开口同侧的端面构成第三馈电端面p3，第一金属贴2与定向耦合器4相对的、且位于贴片开口另一边的端面及介质基片1和第二金属贴片3与贴片开口同侧的端面构成第四馈电端面p4。定向耦合器4的另一侧也具有凹口，与刻蚀有第一交指槽51的区域之间构成第一微带馈线f1，与刻蚀有第二交指槽52的区域之间构成第二微带馈线f2；刻蚀有第一交指槽51的区域与第三馈电端面p3之间的连接部分构成第三微带馈线f3，刻蚀有第二交指槽52的区域与第四馈电端面p4之间的连接部分构成第四微带馈线f4。
具体的，在本实施例中，以第一金属贴片2上刻蚀有5个斜-45°的第一交指槽51和5个斜45°的第二交指槽52为例。如图2所示，以变容二极管ca在第一交指槽51上为例，变容二极管ca在第一交指槽51的开放边界21处。同样的，变容二极管ca也在第二交指槽52的开放边界22处。这里的开放边界处是指第一交指槽51、第二交指槽52在第一金属贴片2的边缘形成的开口。
第三金属通孔阵列v3包含的三列金属通孔，将第一金属贴片2的一侧分为两部分，中间由金属通孔隔开，使第一金属贴片2的该侧结构构成一个定向耦合器4。此处，定向耦合器4为3db定向耦合器。
在第一金属贴片2上刻蚀的每一个金属通孔内部均设置有金属套，使半模基片集成波导漏波天线的宽边可等效为电壁，半模基片集成波导漏波天线可等效为矩形波导。
变容二极管又称可变电抗二极管，是一种利用pn结电容(势垒电容)与其反向偏置电压的依赖关系及原理制成的二极管。变容二极管用途广泛，如有专用于谐振电路调谐的电调变容二极管、适用于参放的参放变容二极管以及用于固体功率源中倍频、移相的功率阶跃变容二极管等。通过改变变容二极管的电容值控制天线等效电路参量，从而使辐射主波束在固定频点处随电容值的变化在e面扫描。
从第一馈电端面p1馈入频率变化的信号，通过改变变容二极管ca的电容值c，在馈入信号频率变化范围内的固定频点上，半模基片集成波导漏波天线辐射能量的最大增益点在变容二极管ca取不同电容值c时指向不同方向，说明依照本发明实施例的半模基片集成波导漏波天线，能够在右手圆极化的极化方式下实现固定频点处的模式可重构。
从第二馈电端面p2馈入频率变化的信号，通过改变变容二极管ca的电容值c，在馈入信号频率变化范围内的固定频点上，半模基片集成波导漏波天线辐射能量的最大增益点在变容二极管ca取不同电容值c时指向不同方向，说明依照本发明实施例的半模基片集成波导漏波天线，能够在左手圆极化的极化方式下实现固定频点处的模式可重构。
从第三馈电端面p3馈入频率变化的信号，通过改变变容二极管ca的电容值c，在馈入信号频率变化范围内的固定频点上，半模基片集成波导漏波天线辐射能量的最大增益点在变容二极管ca取不同电容值c时指向不同方向，说明依照本发明实施例的半模基片集成波导漏波天线，能够在45°线极化的极化方式下实现固定频点处的模式可重构。
从第四馈电端面p4馈入频率变化的信号，通过改变变容二极管ca的电容值c，在馈入信号频率变化范围内的固定频点上，半模基片集成波导漏波天线辐射能量的最大增益点在变容二极管ca取不同电容值c时指向不同方向，说明依照本发明实施例的半模基片集成波导漏波天线，能够在-45°线极化的极化方式下实现固定频点处的模式可重构。
在本实施例中，通过改变变容二极管的电容值，使固定频点处的天线方向图随着变容二极管的电容值变化而变化，使天线在左右手圆极化、+/-45°线极化的极化方式下可以实现模式可重构，进而实现极化、模式的复合可重构特性及频率扫描功能。在一个天线上实现多工作模式，不仅节省了天线的制造成本，节约了空间，而且能有效抑制同一个平台上的天线互扰。同时，与传统相控阵相比更加经济实用，且大大缩减了尺寸；与运用pin二极管及mems机械开关的方法实现模式可重构相比具有方向图连续调控功能，而不仅仅是固定频点处的方向图捷变。
在上述实施例的基础上，如图3、图4和图5所示，所述半模基片集成波导漏波天线还包括：外围电路6和第四金属通孔阵列7；
每个所述第一交指槽和所述第二交指槽均对应一个所述外围电路；所述外围电路6包括直流电源voc、隔直电容cb、分压电阻rs、射频扼流电感l1和所述变容二极管ca；所述射频扼流电感l1与所述第四金属通孔阵列7连接，所述第四金属通孔阵列7接地；所述直流电源voc的正极、所述分压电阻rs、所述变容二极管ca和所述射频扼流电感l1为串联连接关系；所述直流电源voc的负极接地；所述隔直电容cb与所述变容二极管ca为并联连接关系。
具体的，在上述实施例的天线中，对应于每一个第一交指槽和第二交指槽，分别加入外围电路6，变容二极管ca与隔直电容cb由交指槽内部的凸起部分从中间隔开，使变容二极管ca与隔直电容cb并列位于交指槽的开放边界处。图3中，在每一个交指槽的开放边界处均有一个包含变容二极管ca和与之并联连接的隔直电容cb的外围电路，共有10个。第三金属通孔阵列7用于使第一交指槽外围电路中的射频扼流电感接地，用于隔离射频信号与直流信号。对于第二交指槽来说，则利用第一金属通孔使外围电路中的射频扼流电感接地。
本实施例中，考虑实际情况，在天线中加入了有效隔离直流信号与射频信号的外围电路，提高了天线在实际应用中的准确性。
本发明的另一实施例中，采用rogers5880、厚度为1.5mm～1.65mm的介质基片，在介质基片的两面设置铜箔材料制成的金属贴片，运用ansofthfss软件对上述实施例中含有外围电路的半模基片集成波导漏波天线进行电磁仿真分析。
hfss软件是由美国ansoft公司开发的三维电磁场仿真软件，应用切向矢量有限元法，可求解任意三维射频、微波器件的电磁场分布；计算由于材料和辐射带来的损耗；可直接得到特征阻抗、传播系数、s参数及电磁场、辐射场、天线方向图、特定吸收率等结果；广泛应用于天线、馈线、滤波器等的设计和电磁兼容、电磁干扰、天线布局和互耦等问题的计算。
目前，k波段(频率范围为21ghz～24ghz)的卫星通信系统具有广泛的应用前景和巨大潜力，是未来地空通信的有效方式。它具有更宽的频率分配，增加可获得的带宽；不易受地面系用干扰；使用小型射频元件(尤其是天线)；另外由于其工作频率高，因而大大节省了星上功率并且允许频率复用。本实施例就是在基片集成波导领域，对k波段的基于复合左右手结构的模式可重构天线进行研究，即本发明提供的半模基片集成波导漏波天线优选工作频段为k波段。
为使含有外围电路的半模基片集成波导漏波天线的工作频段为21ghz～24ghz，仿真采用的各元件的相关参数如下：介质基片厚度为1.575mm，相对介电常数为2.2，正切损耗为0.0009；隔直电容的电容值为c1＝100nf；分压电阻的电阻值为r＝10kω；射频轭流电感的电感值为l＝4.7nh；变容二极管的电容值c的整体变化范围为0.05pf～1.6pf。
为了说明本实施例中的半模基片集成波导漏波天线对21ghz～24ghz整体频段的适用性，选取4个频点21.4ghz、22ghz、22.6ghz、23.4ghz，并通过ansofthfss软件采集对应频点处天线方向图的仿真结果，在仿真得到的天线方向图中，横坐标为扫描角度，单位为度，纵坐标为归一化的波增益，单位为db。
(一)工作频点为21.4ghz
(1)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第一馈电端面p1馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.12pf、0.25pf、0.45pf，天线方向图的仿真结果如图6a所示。
从图中可以看出，在21.4ghz且右手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.12pf、0.25pf、0.45pf时，天线方向图中最大增益点对应的扫描角度分别为-18度、-16度、-14度、-12度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(2)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第二馈电端面p2馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.15pf、0.25pf、0.45pf，天线方向图的仿真结果如图6b所示。
从图中可以看出，在21.4ghz且左手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.15pf、0.25pf、0.45pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-9度、-8度、-7度、-5度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(3)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第三馈电端面p3馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.15pf、0.25pf、0.45pf，天线方向图的仿真结果如图6c所示。
从图中可以看出，在21.4ghz且+45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.15pf、0.25pf、0.45pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为19度、16度、14度、10度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(4)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第四馈电端面p4馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.25pf、0.4pf、0.45pf，天线方向图的仿真结果如图6d所示。
从图中可以看出，在21.4ghz且-45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.05pf、0.25pf、0.4pf、0.45pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为8度、6度、3度、2度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(二)工作频点为22ghz
(1)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第一馈电端面p1馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.6pf、1pf、1.5pf，天线方向图的仿真结果如图7a所示。
从图中可以看出，在22ghz且右手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.6pf、1pf、1.5pf时，天线方向图中最大增益点对应的扫描角度分别为5度、3度、2度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(2)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第二馈电端面p2馈入，设置变容二极管的电容值c分别为1pf、1.2pf、1.4pf、1.5pf，天线方向图的仿真结果如图7b所示。
从图中可以看出，在22ghz且左手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为1pf、1.2pf、1.4pf、1.5pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-10度、-7度、-4度、-3度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(3)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第三馈电端面p3馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.8pf、1pf、1.2pf、1.3pf，天线方向图的仿真结果如图7c所示。
从图中可以看出，在22ghz且+45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.8pf、1pf、1.2pf、1.3pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-1度、-4度、-6度、-23度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(4)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第四馈电端面p4馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.8pf、1pf、1.4pf，天线方向图的仿真结果如图7d所示。
从图中可以看出，在22ghz且-45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.8pf、1pf、1.4pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-4度、-3度、1度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(三)工作频点为22.6ghz
(1)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第一馈电端面p1馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.6pf、0.8pf、1pf，天线方向图的仿真结果如图8a所示。
从图中可以看出，在22.6ghz且右手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.6pf、0.8pf、1pf时，天线方向图中最大增益点对应的扫描角度分别为9度、6度、3度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(2)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第二馈电端面p2馈入，设置变容二极管的电容值c分别为1pf、1.2pf、1.3pf、2pf，天线方向图的仿真结果如图8b所示。
从图中可以看出，在22.6ghz且左手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为1pf、1.2pf、1.3pf、2pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-6度、-3度、-1度、1度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(3)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第三馈电端面p3馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.2pf、0.4pf、0.8pf，天线方向图的仿真结果如图8c所示。
从图中可以看出，在22.6ghz且+45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.2pf、0.4pf、0.8pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-24度、-16度、-7度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(4)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第四馈电端面p4馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.2pf、0.4pf、0.6pf，天线方向图的仿真结果如图8d所示。
从图中可以看出，在22.6ghz且-45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.2pf、0.4pf、0.6pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-7度、-8度、-10度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(四)工作频点为23.4ghz
(1)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第一馈电端面p1馈入，设置变容二极管的电容值c分别为1pf、1.2pf、1.6pf，天线方向图的仿真结果如图9a所示。
从图中可以看出，在23.4ghz且右手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为1pf、1.2pf、1.6pf时，天线方向图中最大增益点对应的扫描角度分别为6度、8度、9度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(2)在第三馈电端面p3和第四馈电端面p4对应的微带馈线f3、f4处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第二馈电端面p2馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.6pf、0.8pf、1.2pf、1.4pf，天线方向图的仿真结果如图9b所示。
从图中可以看出，在23.4ghz且左手圆极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.6pf、0.8pf、1.2pf、1.4pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-4度、-1度、3度、5度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(3)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第三馈电端面p3馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.6pf、1pf、1.2pf，天线方向图的仿真结果如图9c所示。
从图中可以看出，在23.4ghz且+45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.6pf、1pf、1.2pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-4度、-8度、-11度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
(4)在第一馈电端面p1和第二馈电端面p2对应的微带馈线f1、f2处接50ω匹配负载，频段为21ghz～24ghz的信号从第四馈电端面p4馈入，设置变容二极管的电容值c分别为0.1pf、1pf、1.2pf，天线方向图的仿真结果如图9d所示。
从图中可以看出，在23.4ghz且-45°线极化的情况下，变容二极管的电容值c分别为0.1pf、1pf、1.2pf时，天线方向图最大增益点对应的扫描角度分别为-15度、-8度、-5度，对于同一天线，可以实现固定频点处天线方向图中最大增益点对应不同的方向，即实现了模式可重构。
在本实施例中，由图6a～6d、图7a～7d、图8a～8d和图9a～9d可知，通过在半模基片的交指槽边界处设置变容二极管并且设计有效隔离直流与射频信号的外围电路，能够在左手圆极化、右手圆极化及+/-45°线极化这四种极化方式下，在21ghz～24ghz的频率范围内的固定频点处实现模式可重构功能。
本发明提供的一种半模基片集成波导漏波天线，通过改变变容二极管的电容值，使固定频点处的天线方向图随着变容二极管的电容值变化而变化，使天线在左右手圆极化、+/-45°线极化的极化方式下可以实现模式可重构，进而实现极化、模式的复合可重构特性及频率扫描功能。在一个天线上实现多工作模式，不仅节省了天线的制造成本，节约了空间，而且能有效抑制同一个平台上的天线互扰。同时，与传统相控阵相比更加经济实用，且大大缩减了尺寸；与运用pin二极管及mems机械开关的方法实现模式可重构相比具有方向图连续调控功能，而不仅仅是固定频点处的方向图捷变。考虑实际情况，在天线中加入了可以有效隔离直流信号与射频信号的外围电路，提高了天线在实际应用中的准确性。在仿真中，选取21ghz～24ghz范围内的四个固定频点，进一步证明了通过本发明提供的天线，可以在左右手圆极化、+/-45°线极化的极化方式下实现模式可重构。
最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。