一种单槽深C/Ku双频段差模跟踪馈源及其设计方法与流程
本发明涉及通信天线技术领域，特别是指一种单槽深c/ku双频段差模跟踪馈源及其设计方法。
背景技术：
随着社会日新月异的发展，对卫星通信需求量的快速增长、导航测控技术的快速发展，为了提高卫星资源的利用率，越来越多的卫星工作频段发展到双频以及多频段，例如目前使用比较多的c/ku、l/c、s/c、x/ka和s/x等双频段卫星，向多频段发展是未来大势所趋。对于卫星地面站天线系统也要跟上卫星通信量的增加需求，增加卫星地面站天线的通信容量、提高卫星地面站天线的利用率。对卫星地面站天线具备能同时在两个频段或者更多频段上工作。为了提高资源的利用率，大型口径地面站天线对双频段以上工作需要也会越来越多，以至于对双频段或者多频段天馈系统的技术研究变得越来越迫切。
为了满足越来越多的中、低卫星地面站天线的需求，保证卫星地面站天线与卫星通信能够实时跟踪上，因此对大多数地球站天线提出了快速跟踪卫星的能力。当前卫星地球站天线快速跟踪方式主要采用：程序引导跟踪、单脉冲跟踪，程序引导跟踪需要提前预知卫星轨道数据，并且跟踪易偏离中心，但制造成本点等特点，单脉冲跟踪具有跟踪精度高、速度快、实时性，但成本高等特点。目前单脉冲跟踪方式主要分为以下四种方式：第一种方式为多喇叭合成，这种方式目前主要应用跟踪雷达天线，原理清晰、捕获信号更加灵敏，但在双频段或多频段馈源卫星通信天线应用中天线的照射效率低，频段之间的波束指向一致性差等缺点；第二种方式为圆波导过模耦合te21模，这是方式天线的照射效率高、和差波束一致性好，但它的缺点是te21模耦合器与合成网络比较复杂，以至于对加工精度要求比较高，这种方式适合于单频段跟踪网络，因此这种跟踪方式不适用于双频段或多频段跟踪网络；第三种方式为圆波导过模耦合tm01模方式，此方式结构简单、成本低，但此跟踪方式缺点有工作频带窄、只能跟踪圆极化信标卫星；第四种方式为波纹喇叭槽底耦合he21模方式，此方式适用于多频段实时跟踪、结构尺寸紧凑、成本低等优点。
申请号为cn20131016745.6的中国专利公开了一种双槽深三频段差模跟踪馈源及其设计方法，该专利涉及一种双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源及其l频段跟踪技术，此专利技术是在双槽结构内耦合出l频段差模跟踪信号，并且此专利技术l频段跟踪相对工作频带比较窄，此馈源无法实现宽带单脉冲跟踪功能。
申请号为cn90203857.5的中国专利公开了一种天线馈源网络装置，它主要由波纹喇叭和tm01模耦合器等部件组成，不是从波纹槽内耦合出差模he21模，并且无法实现单脉冲跟踪线极化信标卫星的功能。
申请号为cn01119333.6的中国专利公开了一种改善偏置抛物面天线交叉极化特性的波纹喇叭馈源，它是在波纹喇叭的前端加了一段光壁圆直波导，这个光壁圆直波导并不属于波纹喇叭，在直波导内壁上开了5个能够激励起te21高次模的谐振耦合腔，并不是耦合口，它没有提取出te21高次模信号，其开5个谐振耦合腔主要的作用帮助改善偏置抛物面天线的交叉极化性能，两者要实现的功能完全不同。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明的目的在于提出一种单槽深c/ku双频段差模跟踪馈源及其设计方法，其能够实现双频段通信、双频段单脉冲跟踪以及双频段共用，具有方向图旋转对称、旁瓣电平低、反射损耗小、增益高、差方向图旋转对称等优点。
基于上述目的，本发明提供的技术方案是：
一种单槽深c/ku双频段差模跟踪馈源，其包括单槽结构波纹喇叭和差模馈线合成网络，单槽结构波纹喇叭由过渡段、模变换段、变频段、变角段和辐射段组成，变角段为由多个槽周期组成的单槽结构形式，在变角段前部的一个槽周期处相对应的波纹喇叭的圆周上均匀依次开设有第一至第八共八个耦合口，相邻两个耦合口之间的夹角为45度。
可选地，耦合口为在波纹槽底径向开设的矩形口。
可选地，差模馈线合成网络包括八个低通滤波器、八个波导同轴转换器、十端口微带差模合成器和同轴电缆；其中，第一耦合口和第五耦合口输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第一输入端口和第二输入端口；第三耦合口和第七耦合口输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第三输入端口和第四输入端口；第二耦合口和第六耦合口输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第五输入端口和第六输入端口；第四耦合口和第八耦合口输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第七输入端口和第八输入端口；十端口微带差模合成器的第一输出端口和第二输出端口分别输出左旋极化天线自跟踪信号与右旋极化天线自跟踪信号。
可选地，耦合口开设在变角段上自模变换段到辐射段方向的第10个槽周期处。
可选地，变角段采用由一个凹直槽和一个槽齿组成一个槽周期的单槽深结构形式。
可选地，耦合口处的槽深是正常槽深的1.6至2.1倍。
可选地，差模信号的耦合口位置在差模信号回波的波腹点上。
此外，本发明还提供一种如上任一项的单槽深c/ku双频段差模跟踪馈源的设计方法，该方法包括以下步骤：
(1)设计单槽深结构c/ku双频段共用波纹喇叭馈源；其中单槽深的参数根据c频段信号的要求进行设计，且使得ku频段的导纳绝对值以最大程度接近于1；
(2)根据单槽深结构c/ku双频段共用波纹喇叭馈源的槽参数，分别求解c频段差模信号的等效导纳y差；
其中，c/ku双频段共用波纹喇叭馈源的模变换段由环加载槽组成，模变换段内差模信号he21的等效导纳y1差为：
式中，p为槽周期，d1为环加载第一个槽的槽宽；其中，
式中，d为槽宽，bd为环加载附加导纳；
上述各式中，e0～e6为中间变量，其计算公式如下：
式中，j2为第一类2阶贝塞尔函数，j'2为j2的导数，k为自由空间传播常数，n2为第二类2阶贝塞尔函数或者纽曼函数，n'2为n2的导数，a为槽内径，b为槽外径，b'为槽内径加上槽深的三分之一的尺寸；
c/ku双频段共用波纹喇叭馈源在变角段、辐射段内均由直槽组成，直槽差模的等效导纳y2差为：
(3)将c频段差模信号等效导纳代入由表面阻抗法导出的波纹波导特征方程，求解出m＝2、n＝1下c频段差模信号hemn的特征值；
式中，
(4)将c频段差模信号的特征值k0a代入下式，求解出c频段差模信号的传播常数β差：
(5)根据c频段差模信号的传播常数β差判断出c频段差模信号的临界截止点的位置，判断方式如下：
当β差为正实数时，表示c频段差模可以在波纹槽内传播；
当β差为虚数时，表示c频段差模不可以在波纹槽内传播；
当β差＝0时，表示c频段差模在波纹槽内为临界截止点；
(6)根据c频段差模信号的临界截止点的位置与c频段差模信号的传播常数β差，计算出c频段差模信号的波腹点，计算公式如下：
式中，t为从临界截止点开始数的第t槽，n为从临界截止点开始数的第n个波腹点，λ为自由空间波长，π为圆周率；
(7)在c频段差模信号的波腹点处的波纹喇叭槽底圆周上均匀依次开设第一至第八耦合口，相邻两个耦合口之间的夹角为45度，耦合口耦合出c频段的差模信号即是he21模信号；
(8)根据he21模式的场形分布图设计十端口微带差模合成器。
可选地，步骤(8)中的十端口微带差模合成器的端口设计方式为：
十端口微带差模合成器中的第一至第四输入端口的信号相加后输出一路线极化，第五至第八输入端口的信号相加后输出另一路线极化，第一和第二输出端口分别输出左、右旋圆极化c频段差模信号。
从上面的叙述可以看出，本发明的有益效果在于：
1、本发明采用了c/ku双频段波纹喇叭的变角段波纹槽，此变角段作用既是双频段主模信号的频率过渡段又是差模信号的分离器，能够传输c频段主模信号、ku频段主模信号和ku频段差模信号，解决了c频段差模信号与c频段主模信号、ku频段主模信号、ku频段差模信号的分离问题。
2、本发明采用了单槽结构的槽周期方式，既解决了主模信号工作频带宽，在由一个单直槽在组成槽周期内其一个宽直槽内开c频段差信号耦合口，又成功地克服了在波纹槽槽底开耦合口对整个波纹喇叭的工作频带主模信号和ku频段差模信号的影响。
3、本发明安装在天线上既实现了对c频段线圆极化信号进行自跟踪，也可以实现对ku频段线圆极化信号自跟踪，并且在天线上c/ku双频段还具有增益高、旁瓣低、低交叉极化、低轴比等优良性能。
4、本发明通过圆圆过渡段、模变换段、变频段、变角段、辐射段、十端口微带差模合成器、电缆、低通滤波器、波导同轴转换器合成，实现了天线在c/ku两个频段内和差信号都能够传输，使天线馈源尺寸缩小，结构紧凑、加工成本低。
5、本发明在天线上实现了双频段双自跟踪的功能，同时能满足两个自跟踪频段之间电轴一致性的性能要求，即实现两个自能跟踪频段之间切换不会跟踪丢失卫星。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例的一种结构示意图；
图2是图1中模变换段的剖视图；
图3是图1中变频段的结构示意图；
图4是图3的右视图；
图5是本发明实施例的信号原理框图；
图6是本发明实施例中十端口微带差模合成器的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明做进一步的详细说明。
如图1～6所示，一种单槽深c/ku双频段差模跟踪馈源，包括单槽结构波纹喇叭和差模馈线合成网络，单槽结构波纹喇叭由过渡段1、模变换段2、变频段3、变角段4和辐射段5组成，变角段4为由多个槽周期组成的单槽结构形式，在变角段前部的一个槽周期处相对应的波纹喇叭的圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口(4-1至4-8)，相邻两个耦合口之间的夹角为45度。
本实施例通过圆圆过渡段1、模变换段2、变频段3、变角段4、辐射段5、十端口微带差模合成器6、电缆7、低通滤波器8、波导同轴转换器9合成，实现了天线在c/ku两个频段内和差信号都能够传输，使天线馈源尺寸缩小，结构紧凑、加工成本低。
可选地，耦合口在波纹槽底径向开设矩形耦合口。
可选地，差模馈线合成网络包括八个低通滤波器、八个波导同轴转换器、十端口微带差模合成器和同轴电缆；其中，第一耦合口4-1和第五耦合口4-5输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第一输入端口in1与第二输入端口in2；第三耦合口4-3和第七耦合口4-7输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第三输入端口in3与第四输入端口in4，第二耦合口4-2和第六耦合口4-6输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第五输入端口in5与第六输入端口in6，第四耦合口4-4和第八耦合口4-8输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入十端口微带差模合成器的第七输入端口in7与第八输入端口in8；十端口微带差模合成器的第一输出端口out1与第二输出端口out2分别输出左旋极化天线自跟踪信号与右旋极化天线自跟踪信号。
可选地，耦合口开设在变角段上自模变换段到辐射段方向的第10个槽周期处。
可选地，变角段采用由一个凹直槽和一个槽齿组成一个槽周期的单槽深结构形式。
可选地，耦合口位置的槽深是正常槽深的1.6至2.1倍。
可选地，差模信号的耦合口位置在差模信号回波的波腹点上。
如上任一项所述的单槽深c/ku双频段差模跟踪馈源的设计方法，其包括以下步骤：
(1)设计单槽深结构c/ku双频段共用波纹喇叭馈源；其中单槽深的参数是根据c频段信号的要求进行设计，同时又兼顾考虑ku频段的导纳绝对值尽量接近于1；
(2)根据单槽深结构c/ku双频段共用波纹喇叭馈源的槽参数，分别求解c频段差模信号的等效导纳y差；
其中，c/ku双频段共用波纹喇叭馈源的模变换段由环加载槽组成，模变换段内差模信号he21的等效导纳y1差为：
式中，p为槽周期，d1为环加载第一个槽的槽宽；其中，
式中，d为槽宽，bd为环加载附加导纳(其值小，可忽略不计)；
上述各式中，e0～e6为中间变量，其计算公式如下：
式中，j2为第一类2阶贝塞尔函数，j'2为j2的导数，k为自由空间传播常数，n2为第二类2阶贝塞尔函数或者纽曼函数，n'2为n2的导数，a为槽内径，b为槽外径，b'为槽内径加上槽深的三分之一的尺寸；
c/ku双频段共用波纹喇叭馈源在变角段、辐射段内均由直槽组成，直槽差模的等效导纳y2差为：
(3)将c频段差模信号等效导纳代入由表面阻抗法导出的波纹波导特征方程，求解出m＝2、n＝1下c频段差模信号hemn的特征值；
式中，
(4)将c频段差模信号的特征值k0a代入下式，求解出c频段差模信号的传播常数β差：
(5)根据c频段差模信号的传播常数β差判断出c频段差模信号的临界截止点的位置，判断方式如下：
当β差为正实数时，表示c频段差模可以在波纹槽内传播；
当β差为虚数时，表示c频段差模不可以在波纹槽内传播；
当β差＝0时，表示c频段差模在波纹槽内为临界截止点；
(6)根据c频段差模信号的临界截止点的位置与c频段差模信号的传播常数β差，计算出c频段差模信号的波腹点，计算公式如下：
式中，t为从临界截止点开始数的第t槽，n为从临界截止点开始数的第n个波腹点，λ为自由空间波长，π为圆周率；
(7)在c频段差模信号的波腹点处的波纹喇叭槽底圆周上均匀依次开设第一至第八耦合口，相邻两个耦合口之间的夹角为45度，耦合口耦合出c频段的差模信号即是he21模信号；
(8)根据he21模式的场形分布图设计十端口微带差模合成器。
可选地，步骤(8)中的十端口微带差模合成器的设计方法为：十端口微带差模合成器中的第一至第四输入端口(in1、in2、in3与in4)的信号相加后输出一路线极化；十端口微带差模合成器中的第五至第八输入端口(in5、in6、in7与in8)的信号相加后输出另一路线极化；十端口微带差模合成器中的第一输出端口out1与第二输出端口out2输出左右旋圆极化c频段差模信号。
应用上述单槽深双频段差模跟踪馈源的设计方法设计和制造了一个用于13米天线的c/ku双频段共用馈源，实测结果表明，该c/ku双频段共用馈源既实现了c/ku双频段主模信号的频率传输，又实现了c频段差模信号的分离，又传输了ku频段差模信号。在c和ku两个频段内(c频段：接收3.625～4.2ghz，发射5.85～6.425ghz；ku频段：接收12.25～12.75ghz，发射：14～14.5ghz)产生主模的方向图旋转对称的辐射方向图，交叉极化电平小于-30db，反射损耗优于17db。差模跟踪频率(c频段：3.625～4.2ghz，ku频段：12.25～12.75ghz)的方向图旋转对称的辐射方向图，在作为16米天线的馈源在c/ku双频段内，都实现了单脉冲跟踪功能并满足了1/20波束宽度的跟踪精度性能要求。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子。凡在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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