用于减少天线间互耦的天线组件和自愈式的去耦合方法与流程

本申请涉及无线通信设备，更具体地，涉及用于减少相互耦合的天线之间的互耦的天线组件和方法。

背景技术：

为了满足各种无线服务的需求，在紧凑的移动终端中需要容纳越来越多的天线。由此，天线之间的信号隔离日益不足，这导致了并置排列的天线之间严重的射频干扰。事实上，这种共存干扰对几乎所有现代无线通信设备都造成了影响。以移动电话或无线路由器为例，包括2g(gsm)、3g(umts)、4g(lte)、wi-fi、gps和蓝牙的各种通信系统共存于非常紧凑的容积内，并且它们的工作频带非常接近。因此，天线之间的互耦严重，导致了天线效率降低。更糟糕的是，当互耦较强时，功率从一个天线耦合至另一个天线，而不是辐射到自由空间，因而降低了信噪比和数据吞吐量。这些效应最终恶化了工作在相邻频带的并置排列的系统的性能。

使用多天线也是克服衰减效应和提高频谱效率的一种有效方式。多天线有两个主要应用：空间分集(或极化分集)，用于增强与各种衰减相关的系统的可靠性；空分复用，通过利用不同的不相关路径携带不同数据流来提供额外的数据容量。后者被称为多输入多输出(mimo)数据访问方案。

当实现多天线时，由于结构上的简单性和紧凑性、设计上的灵活性和多频带的选择性，倒f型天线(ifa)、环形天线和单极子天线成为移动终端中最广泛使用的三种流行的天线形式。

然而，不管使用哪种天线形式，由于移动终端的紧凑体积和多天线的共存，多天线之间严重的互耦将必然降低信噪比(snr)及增加信号相关性。另外，强互耦也降低了天线效率。所有这些负面效应减少了多天线系统的优势并劣化了系统性能。

主要存在四类已知的去耦合方法：1)在两个相互耦合的天线之间添加中和线来减少互耦；2)破坏两个相互耦合的天线之间的公共地以扰动地面上的电流；3)在耦合的天线之间插入寄生元件；以及4)引入去耦合网络，将其并联连接在耦合的天线之间或级联连接在耦合天线的端口与发射器/接收器的端口之间。

尽管这些方法有助于改善两个天线之间的隔离，但是这些方案大多是专用于具体的天线形式或排列，并且都需要在两个天线之间引入互连的电路或电磁结构。这样的要求要么需要增大天线布局的面积，要么需要用大块结构将两个天线互连，在尺寸上的增加都接近于天线工作频率所对应的波长的大小。所有这些方案在大多数实际的移动终端中都难以实现。这种情况在低频下更具挑战性。无线终端的现行趋势趋于具有更小的天线间隙和更多的并置天线，极大地限制了这些现有去耦合方案在实际应用中的使用。显然，在两个相互耦合的天线之间不具有物理连接且几乎不占据额外空间的去耦合方法会深受业界青睐，更不用说该去耦合方法还简单而易于实现。

技术实现要素：

在一个方面，本申请提供了一种天线组件，其包括第一天线和与第一天线耦合的第二天线，其中在第一天线的第一位置处对第一天线提供第一接地电容性负载，以使第一天线与第二天线之间的互耦得以减少。

在另一方面，本申请提供了一种用于减少天线组件的互耦的方法，其中天线组件包括第一天线和与第一天线耦合的第二天线，方法包括：在第一天线的第一位置处将第一接地电容性负载提供给第一天线从而使第一天线与第二天线之间的互耦得以减少。

在又一方面，本申请提供了一种天线，其包括设置在该天线的短路端附近或者短路端附近的地板上的位置处的接地电容性负载。

附图说明

图1示出了根据本申请的实施方式的两个相互耦合的ifa天线的示意图；

图2示出了根据本申请的实施方式的两个相互耦合的半环形天线的示意图；

图3示出了根据本申请的实施方式的两个相互耦合的环形天线的示意图；

图4示出了根据本申请的实施方式的两个相互耦合的贴片天线的示意图；

图5示出了两个ifa天线在无线终端系统电路板的外周的位置和方向的组合；

图6示出了情况1中两个ifa天线在同一条边的尾对尾布置；

图7(a)示出了在同一条边的两个尾对尾ifa天线在没有接地电容性负载时的仿真的s参数和测量的s参数；

图7(b)示出了在同一条边的两个尾对尾ifa天线在具有接地电容性负载时的仿真的s参数和测量的s参数；

图8(a)示出了考虑情况1中的天线在耦合和去耦合时的测量的辐射方向图所参考的坐标系；

图8(b)、图8(c)和图8(d)分别示出了情况1中的天线在耦合和去耦合时测量的在x-y平面、x-z平面和y-z平面中的测量的辐射方向图；

图9示出了情况1中的ifa天线在耦合和去耦合时测量的总效率之间的比较；

图10示出了情况1中的ifa天线在耦合和去耦合时测量的包络相关系数(ecc)；

图11示出了情况2中两个ifa天线分别位于两个相互垂直边缘的头对尾布置；

图12(a)示出了分别在相互垂直的两条边的两个头对尾ifa天线在没有接地电容性负载时的仿真的s参数和测量的s参数；

图12(b)示出了分别在相互垂直的两条边的两个头对尾ifa天线在具有接地电容性负载时的仿真和测量的s参数；

图13示出了情况3中两个ifa天线在同一条边的头对尾布置；

图14示出了在同一条边的两个头对尾ifa天线的仿真的s参数；

图15示出了情况4中两个ifa天线分别位于两个相互垂直边缘的尾对尾布置；

图16示出了分别在相互垂直的两条边的两个头对尾ifa天线的仿真的s参数；

图17示出了情况5中两个ifa天线以相同方向分别位于两个相对的边缘的布置；

图18示出了以相同方向分别位于两个相对的边缘的两个ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图19示出了情况6中两个ifa天线以相反方向分别位于两个相对的边缘的布置；

图20示出了以相反方向分别位于两个相对的边缘的两个ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图21示出了工作在两个相邻频带的两个ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图22示出了具有接地电容性负载的两个双频带ifa天线在同一条边的尾对尾布置；

图23示出了位于同一条边的两个尾对尾双频带ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图24(a)示出了具有接地电容性负载的ifa天线用于双频带应用的配置；

图24(b)示出了具有接地电容性负载的ifa天线用于宽频带应用的配置；

图25示出了传统ifa天线及其作为双频带ifa天线的变型的仿真的s参数；

图26示出了具有接地电容性负载的双频带ifa天线的测量的总效率；

图27示出了传统ifa天线及其作为宽频带ifa天线的变型的仿真的s参数；

图28示出了传统ifa天线及其作为可调ifa天线的变型的仿真的s参数；

图29示出了如图2所示在短路端附近具有接地电容性负载的两个半环形天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图30示出了如图3所示在短路端附近具有接地电容性负载的两个环形天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图31示出了如图4所示在虚拟短路线附近具有电容性负载的两个贴片天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数；

图32示出了具有电容性负载的贴片天线的配置；

图33示出了传统贴片天线及其具有电容性负载作为宽频带贴片天线的变型的仿真的s参数；

图34示出了两个双频带环形天线分别位于接地电路板的两个端侧的布置，其中两个耦合的环形天线中的每个分别具有两个电容性负载；

图35示出了两个双频带环形天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。

具体实施方式

下文将参考附图和实施方式进一步详细解释本申请。应该理解，本文描述的具体实施方式用于解释相关的发明，而不是限制该发明。另外，应该注意，为了便于描述，在附图中仅显示本发明的一部分。

根据实施方式，提供的天线组件包括至少两个相互耦合的天线，其中电容性负载被提供给相互耦合的天线中的至少一个，以减少天线之间的互耦。被提供有接地电容性负载的天线可以是任意形式的天线，包括但不限于：倒f型天线、半环形天线、环形天线和贴片天线。电容性负载被设置在耦合的天线的关键位置处，以使耦合的天线之间的互耦得以减少。关键位置例如可位于天线的短路端附近或短路端附近的地上。短路端可以是物理短路端或虚拟短路端。例如，对于倒f型天线(ifa)、半环形天线或环形天线，该关键位置位于ifa天线、半环形天线或环形天线的物理短路端附近。例如，对于贴片天线，该关键位置位于天线的虚拟短路点附近。虚拟短路点是天线上的对地电压为0的点。

图1示出了两个耦合的ifa天线的示意图。如图1所示，ifa天线110和ifa天线120中的每个均包括馈电端和短路端。例如，ifa天线110包括馈电端111和短路端112，ifa天线120包括馈电端121和短路端122。ifa天线110包括位于馈电端111的馈电端口113。ifa天线120包括位于馈电端121的馈电端口123。根据本申请，对耦合的ifa天线中的至少一个，在其短路端附近的关键位置处提供接地电容性负载。例如，对于ifa天线110和ifa天线120，可分别在短路端112和短路端122附近的关键位置处设置接地电容性负载114和124。接地电容性负载可被设置在位于短路端附近的分接抽头的末端，并可以分布式电路的形式提供。接地电容性负载的位置和负载值可调整为使得在期望的频率下在耦合的天线之间提供良好隔离。可选地，在每个馈电端口处可需要匹配电路。例如，匹配电路115和125可分别被设置在馈电端111和121处。

应当注意，尽管所示的耦合的天线中的每个均设置有接地电容性负载，但是，也可仅在耦合的天线中的一个上设置接地电容性负载。

图2示出了两个耦合的半环形天线的示意图。如图2所示，半环形天线210和半环形天线220中的每个均包括馈电端口和短路端。例如，半环形天线210包括馈电端口211和短路端212，半环形天线220包括馈电端口221和短路端222。根据本申请，对耦合的半环形天线中的至少一个，在其短路端附近提供电容性负载。例如，对于半环形天线210和半环形天线220，可分别在短路端212和短路端222附近设置接地电容性负载214和224。接地电容性负载可设置在位于短路端附近的分接抽头的末端，并可以分布式电路的形式提供。接地电容性负载的位置和负载值可调整为使得在期望的频带下在耦合的天线之间实现良好隔离。

应当注意，尽管所示的耦合的天线中的每个均被设置有接地电容性负载，但是，也可仅在耦合的天线中的一个上设置接地电容性负载。

图3示出了两个耦合的环形天线的示意图。如图3所示，环形天线310和环形天线320中的每个均包括馈电端口和短路端。例如，环形天线310包括馈电端口311和短路端312，环形天线320包括馈电端口321和短路端322。根据本申请，对两个耦合的天线中的至少一个，在其短路端附近提供接地电容性负载。例如，对环形天线310和环形天线320，可分别在短路端312和短路端322附近设置接地电容性负载314和324。接地电容性负载可设置在位于短路端附近的分接抽头的末端，并可以分布式电路的形式提供。接地电容性负载的位置和负载值可调整为使得在期望的频率下在耦合的天线之间实现良好隔离。

应当注意，尽管所示的耦合的天线中的每个均被设置有接地电容性负载，但是，也可仅在耦合的天线中的一个上设置接地电容性负载。

图4示出了两个耦合的贴片天线的示意图。如图4所示，贴片天线410具有馈电点411和虚拟短路线412，贴片天线420具有馈电点421和虚拟短路线422。根据本申请，对两个耦合的天线中的至少一个，在其短路端附近提供接地电容性负载。例如，对贴片天线410和贴片天线420，可分别在虚拟短路线412和422附近设置电容性负载414和424。电容性负载可设置在位于虚拟短路线附近的分接抽头的末端，并可以分布式电路的形式提供。接地电容性负载的位置和负载值可调整为使得在期望的频率下在耦合的天线之间实现良好隔离。

应当注意，尽管所示的耦合的天线中的每个均被设置有接地电容性负载，但是，也可仅在耦合的天线中的一个上设置接地电容性负载。

根据实施方式，相互耦合的天线可工作在相同的频带或相邻的频带，例如lte频带40(2.3ghz-2.4ghz)和用于ieee802.11/b的频带(2.4ghz-2.4835ghz)。根据实施方式，耦合的天线中的至少一个可以是多频带天线。根据实施方式，接地电容性负载可以是可调的电容性负载。当耦合的天线工作在多个频带时，本申请的方法可用来降低期望的频带中的互耦。在一个实施方式中，本申请的方法可在几乎不影响两个天线在高频带的性能的同时减少两个耦合的天线在低频带的互耦。在一个实施方式中，本申请的方法通过在多于一个的关键位置处向至少一个耦合的多频带天线提供多于一个的接地电容性负载来减少两个耦合的天线在多于一个频带中的互耦。

与在耦合的天线之间必须连接或引入装置或结构的所有现有的去耦合方法相比，本申请中提供的天线组件和去耦合方法不需要在耦合的天线之间引入任何的装置或结构。并且，由于电容性负载通常非常小，因而其尺寸可几乎被忽略。从这个角度看，本申请的方法是自愈式的去耦合方法，该方法在一个或多个耦合的天线上引入附加的电流分量。该电流分量生成的信号与耦合的天线端口处的不希望的干扰信号具有相同大小但具有相反相位，从而抵消干扰信号。另外，所引入的电容性负载还发挥了增大阻抗匹配带宽的作用。

此自愈式的去耦合方法的四个最明显和吸引人的特征是1)相互耦合的天线之间不需要任何连接的部件或结构；2)电容性负载具有非常小的频率依赖性，从而本文的方法非常适合低频的天线去耦合；3)所需的电容性负载在电路布局中几乎不占据空间；以及4)负载对天线辐射方向图不会带来明显改变。由此，本申请中提供的天线组件和去耦合方法在所有现有去耦合方法中是最实用的实现，并且其电气性能是最佳的。

应当注意，尽管作为示例提供了用电容性负载减少互耦的四类天线，但是本申请还可被应用于其它天线，只要电容性负载被设置在所选择的关键位置即可。该关键位置例如可在天线的短路端附近或短路端附近的地上。短路端可以是物理短路端或虚拟短路端。对于具有物理短路端的天线，电容性负载可设置在物理短路端附近。对于没有物理短路端的天线，电容性负载可设置在虚拟短路端附近。众所周知，虚拟短路端是天线上对地电压为0的点。

另外，尽管在附图中显示了两个天线以考虑两个天线之间的互耦，但是应当注意，本申请的技术方案还可用于多于两个天线的情况。

在另一方面，本申请提供了一种具有拓宽的频带和/或可变的频带的天线。拓宽的频带可以是双频带或宽频带。根据本申请，具有拓宽的频带和/或可变的频带的天线包括设置在天线的短路端附近的位置处的接地电容性负载。短路端可以是物理短路端或虚拟短路端。对于具有物理短路端的天线，接地电容性负载可设置在物理短路端附近。对于没有物理短路端的天线，接地电容性负载可设置在虚拟短路端附近或附近的地板上。天线可以是但不限于倒f型天线、半环形天线、环形天线和贴片天线的形式。接地电容性负载可设置在位于天线的短路端附近的位置处的分接抽头的末端，并且可以分布式电路的形式提供。当接地电容性负载是可调谐的电容性负载时，天线被实现为具有可变频带的天线。

为了证明本申请的去耦合方法，发明人对两个ifa天线位于无线终端系统电路板的外周的若干位置和排布的情况进行了研究。下文以ifa天线为例，对两个ifa天线的不同布置进行实验。图5示出了这些位置和方向的组合。情况1和情况2使用em仿真软件进行设计和仿真，并通过实际测量以用实验证明本申请的去耦合方法的概念。其余情况通过em仿真进行了分析。

情况1

图6示出了情况1中具有接地电容性负载的两个ifa天线在同一条边的尾对尾布置。如图所示，两个ifa天线610和620被设置在pcb板630的同一条边(w方向)。两个ifa天线610和620分别在短路端612和622附近被设置有电容性负载614和624。

图7(a)示出了位于同一条边的两个尾对尾ifa天线在没有接地电容性负载时的仿真和测量的s参数。图7(b)示出了位于同一条边的两个尾对尾ifa天线在具有接地电容性负载时的仿真和测量的s参数。观察到，测量和仿真的结果非常一致。在每个天线上使用简单的匹配电路的情况下，在2.45ghz处测量的隔离从大约8db增强至优于35db，同时回波损耗优于10db的带宽比没有接地电容性负载时的情况更宽。

图8(a)示出了考虑情况1中的天线在耦合和去耦合时的测量的辐射方向图所参考的坐标系。图8(b)、图8(c)和图8(d)分别示出了情况1中的天线在耦合和去耦合时测量的在x-y平面(θ＝90°平面)、x-z平面(平面)和y-z平面(平面)中的测量的辐射方向图。

在测量中，天线620被激励，天线610端接匹配的负载。观察到的一个现象是，与耦合的天线的辐射方向图相比，去耦合情况的辐射方向图不会改变太多。这是可理解的，因为两个天线之间的互耦是辐射特性的二阶效应。此特征在实际应用中是被期望的。

图9示出了情况1中的ifa天线在耦合和去耦合时测量的总效率之间的比较。对于耦合的天线，总效率是大约53％，对于去耦合的天线，总效率在2.45ghz处提升至大约61％。这很容易理解，因为两个ifa天线之间的强耦合导致耦合的天线变成吸收另一天线发射的能量的负载。

图10示出了情况1中的ifa天线在耦合和去耦合时测量的包络相关系数(ecc)。众所周知，包络相关系数(ecc)是mimo系统质量的重要指标。低ecc意味着两个天线的低相关性，并因此与具有较高ecc的情况相比具有更好的吞吐量和更好的分集增益。情况1的耦合的和去耦合的ifa天线的ecc使用测量的3d矢量远场辐射方向图进行计算。如图10所示，用本申请的去耦合方法实现了ecc的显著改善。

情况2

图11示出了情况2中具有接地电容性负载的两个ifa天线分别位于相互垂直的两条边的头对尾布置。如图所示，两个ifa天线1110和1120分别设置在pcb板的两个垂直边缘上(l方向和w方向)。两个ifa天线1110和1120分别在短路端1112和1122附近设置有电容性负载1114和1124。

图12(a)示出了分别在相互垂直的两条边的两个头对尾ifa天线在没有接地电容性负载时的仿真的s参数和测量的s参数。图12(b)示出了分别在相互垂直的两条边的两个头对尾ifa天线在具有电容性负载时的仿真和测量的s参数。可以观察到，在将简单的匹配电路应用于天线1120的情况下，在2.45ghz处测量的隔离从大约10db增强至优于20db，同时回波损耗优于10db。

情况3

图13示出了情况3中具有接地电容性负载的两个ifa天线位于同一条边的头对尾布置。如图所示，两个ifa天线1310和1320位于pcb板的同一条边(w方向)。两个ifa天线1310和1320分别在短路端1312和1322附近设置有接地电容性负载1314和1324。

图14示出了位于同一条边的两个头对尾ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。可以看到，在将简单的匹配电路应用于每个天线的情况下，在2.45ghz处的隔离从大约7db改善至优于30db，同时在2.45ghz至2.5ghz范围内的回波损耗优于10db。

情况4

图15示出了情况4中具有接地电容性负载的两个ifa天线分别位于两个相互垂直边缘的尾对尾布置。如图所示，两个ifa天线1510和1520分别位于pcb板的相互垂直的两条边上(l方向和w方向)。两个ifa天线1510和1520分别在短路端1512和1522附近设置有电容性负载1514和1524。

图16示出了分别位于相互垂直的两条边的两个尾对尾ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。可以看到，在将简单的匹配电路应用于每个天线的情况下，在2.45ghz处的隔离从大约13db增强至优于30db，同时在2.4ghz至2.5ghz的范围内的回波损耗优于10db。

情况5

图17示出了情况5中具有接地电容性负载的两个ifa天线以相同方向位于两个相对侧的布置。如图所示，两个ifa天线1710和1720以相同方向位于pcb板的两个相对侧上(均沿l方向)。两个ifa天线1710和1720分别在短路端1712和1722附近设置有接地电容性负载1714和1724。

图18示出了以相同方向位于两个相对侧的两个ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。可以看到，在将简单的匹配电路应用于每个天线的情况下，在2.45ghz处的隔离从大约11db增强至优于24db，同时在从2.4ghz至2.5ghz的范围内的回波损耗优于10db。

情况6

图19示出了情况6中具有接地电容性负载的两个ifa天线以相反方向位于两个相对侧的布置。如图所示，两个ifa天线1910和1920以相反方向位于pcb板的两个相对侧上(均沿l方向)。两个ifa天线1910和1920分别在短路端1912和1922附近设置有接地电容性负载1914和1924。

图20示出了以相反方向位于两个相对侧的两个ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。可以看到，在将简单的匹配电路应用于每个天线的情况下，在2.45ghz处的隔离从大约13db增强至优于25db，同时在从2.4ghz至2.5ghz的范围内的回波损耗优于10db。

情况7和情况8分别类似于情况2和情况1。

上面的实验针对的是工作在相同频带的天线。此外，根据本申请的去耦合方法和天线组件还适用于分别工作在两个相邻频带的两个ifa天线。图21示出了分别工作在lte频带40(2.3ghz-2.4ghz)和用于ieee802.11/b的频带(2.4ghz-2.84ghz)的两个ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。图21表明，通过在每个ifa天线上提供的接地电容器，在频率2.4ghz处的隔离从大约8db改善至优于35db，并且在两个频带中回波损耗优于10db。

根据本申请的去耦合方法和天线组件还适用于工作在相同频带的两个双频带ifa天线。图22示出了具有接地电容性负载的两个双频带ifa天线2210和2220在同一条边的尾对尾布置。两个双频带ifa天线2210和2220分别在短路端2212和2222附近设置有电容性负载2214和2224。图22示出了两个工作在频率2.45ghz和5.25ghz的典型的双频带ifa天线。通常，在高频下的耦合远小于在低频下的耦合。根据本申请的实施方式，提供的去耦合方法着重改善低频下的隔离而保持高频下的特性几乎不受影响。

图23示出了尾对尾位于同一条边的两个双频带ifa天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。如图23中所示的仿真的s参数，在提供0.9pf电容性负载时，在2.45ghz处的隔离从大约10db改善至28db并且回波损耗劣化至大约5db，但是在5.25ghz频带处的隔离和回波损耗不会受到太多影响。这容易理解，因为0.9pf电容器对5.25ghz下的电流分布不会像对2.45ghz下的电流分布那样有效地调谐。可设计п匹配网络来对去耦合的天线重新匹配。图23示出了重新匹配的天线的s参数。在2.45ghz处的隔离从大约10db增强至优于25db，同时从2.4ghz至2.5ghz的回波损耗优于10db。和期望的一样，在5.25ghz处的隔离是大约20db，同时从5ghz至5.5ghz的回波损耗优于10db，这与添加接地电容性负载并重新匹配之前的情况相同。

根据本申请，具有接地电容性负载的天线还可用于多频带应用和宽频带应用。在这样的实施方式中，接地电容性负载也是设置在天线的短路端附近的位置处。短路端是物理短路端或虚拟短路端。对于具有物理短路端的天线，接地电容性负载可被设置在物理短路端附近。对于没有物理短路端的天线，接地电容性负载可被设置在虚拟短路端附近。天线可以是但不限于倒f型天线、半环形天线、环形天线和贴片天线的形式。接地电容性负载可设置在位于天线的短路端附近或短路端附近的地上的位置处的分接抽头的末端，并可以分布式电路的形式提供。在电容性负载是可调谐的电容性负载的情况中，天线被实现为具有可变频带的天线。

根据本申请，具有接地电容性负载的天线还可用作具有可调谐频带的天线。在这样的实施方式中，接地电容性负载是可调谐的电容性负载。

图24(a)示出了用于双频带应用的具有接地电容性负载2414的ifa天线2410的配置；图24(b)示出了用于宽频带应用的具有接地电容性负载2424的ifa天线2420的配置。在图24(a)中，接地电容性负载2414设置在短路端2412附近。在图24(b)中，接地电容性负载2424设置在短路端2422附近。对于宽频带应用，在天线端口2423处可能需要匹配电路2425，而对于双频带应用，在馈电端口2413处不需要匹配电路。然而，对于本申请中的所有实施方式，匹配电路都是可选的。匹配电路可改善天线的匹配性能。然而，通过微调整天线尺寸改善匹配条件从而不需要匹配电路也是可行的。

图25示出了作为双频带ifa天线的具有接地电容性负载的传统ifa天线及其变型的仿真的s参数。通过在传统单频带ifa天线的短路臂上的关键位置处提供合适的接地电容性负载，可实现双频带ifa天线。如图25中所示的仿真和测量的s参数，通过提供在ifa天线的短路臂处的0.8pf电容器，ifa天线可工作在2.2ghz频带和2.5ghz频带这两个频带。

图26示出了具有接地电容性负载的双频带ifa天线的测量的总效率。可以看到，通过在ifa天线的短路臂处提供的电容性负载，在两个频带中均实现相当好的辐射性能。

图27示出了作为宽频带ifa天线的具有接地电容性负载的传统ifa天线及其变型的仿真的s参数。通过在ifa天线的短路臂处提供的电容性负载，10db回波损耗的带宽大约是没有接地电容性负载的ifa天线的10db回波损耗的带宽的两倍。

图28示出了作为可调谐的ifa天线的具有可调谐的接地电容性负载的传统ifa天线及其变型的仿真的s参数。对于给定的适当的电容器，此ifa天线呈现如图28所示的双频带特性。通过增大电容器的值，天线的两个谐振频率均减小。然而，高频总是接近单频带传统ifa天线的原始频率。可观察到，在低频处具有较大的可调谐范围。此特征对于低频带的频率可调谐的ifa天线而言是非常有用的。

图29示出了使用如图2所示位于短路端附近的接地电容性负载的两个半环形天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。半环形天线是其馈电位置远离短路位置，以使得天线配置在物理意义上仅是半环形。在此情况中，接地面充当环的一部分。在用于去耦合的接地电容性负载设置在每个半环形天线的短路端附近的合适位置处的情况下，如图29所示的仿真的s参数，在2.35ghz处的隔离从大约10db增强至优于30db，同时从2.3ghz至2.4ghz(lte频带40)的回波损耗优于10db。

图30示出了使用如图3所示位于短路端附近的接地电容性负载的两个环形天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。在用于去耦合的电容性负载设置在每个环形天线的短路端附近的合适位置处的情况下，如图30所示的仿真的s参数，在1.115ghz处的隔离从大约5db增强至优于20db，同时匹配条件优于耦合的环形天线在没有电容性负载时的匹配条件。

图31示出了使用如图4所示位于虚拟短路线附近的电容性负载的两个贴片天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。如图31所示的仿真的s参数，具有接地电容性负载时在2.566ghz处的隔离从大约12db增强至优于35db，同时匹配带宽远宽于耦合的贴片天线在没有接地电容性负载时的匹配带宽。

图32示出了用于宽频带应用的位于接地面3230上的具有接地电容性负载3214的传统贴片天线3210的基本配置。图32还示出了馈电点3211。图33示出了作为宽频带贴片天线的具有接地电容性负载的传统贴片天线及其变型的仿真的s参数。通过在贴片天线的虚拟短路点附近添加的接地电容性负载，10db回波损耗的带宽大约是没有接地电容性负载的贴片天线的10db回波损耗的带宽的两倍。

根据进一步的实施方式，天线组件可包括工作在相同频带的两个双频带天线，其中两个接地电容性负载被提供给耦合的天线的至少一个以减少天线之间的两个频带的互耦。提供有接地电容性负载的天线可以是任意形式的天线，包括但不限于倒f型天线、半环形天线、环形天线和贴片天线。接地电容性负载设置在耦合的天线的关键位置处，在该位置处，使得两个工作频带处的互耦都被显著减少。该位置可位于倒f型天线(ifa)的短路端附近、半环形天线或环形天线的短路端附近、或天线的对地电压为0的虚拟短路点附近。

图34示出了分别位于接地电路板的两个端侧的两个双频带环形天线的布置，其中两个耦合的环形天线中的每个均具有两个接地电容性负载。图34示出了工作在频率0.96ghz和2.1ghz的两个典型的双频带环形天线。每个环形天线上分别设置了两个电容器。用于不同天线的两个电容器可以是不同的。在天线3410的短路端3414附近提供了2.2pf的接地电容性负载3414-1和0.8pf的接地电容性负载3414-2，在天线3420的短路端3422附近提供了2.7pf的电容性负载3424-1和0.8pf的接地电容性负载3424-2。接地电容性负载3414-1和3424-1用于减少两个天线在0.96ghz的互耦，接地电容性负载3414-2和3424-2用于减少2.1ghz的互耦。

图35示出了两个双频带环形天线在耦合和去耦合时的仿真的s参数。图35中所示的仿真的s参数表明，通过在天线3410的短路端3412附近提供的2.2pf的接地电容性负载3414-1和0.8pf的接地电容性负载3414-2以及在天线3420的短路端3422附近提供的2.7pf的接地电容性负载3424-1和0.8pf的接地电容性负载3424-2，隔离参数s21在0.96ghz从大约5db改善至15db，并在2.1ghz从8db改善至20db。通过在原天线馈电端口处提供的典型的l型匹配电路，匹配条件保持在与耦合时相同的等级，但是两个天线的阻抗匹配带宽更宽。

尽管以上描述了本发明的一些实施方式，但是本领域技术人员在了解了本申请基本的发明构思之后，可对上述实施方式进行各种修改和改变。所附的权利要求旨在包括这些优选的实施方式并且所有的改变和修改均落入本发明的范围内。

在不偏离本发明的精神和范围的前提下，本领域技术人员可对本申请进行各种修改和改变。如果任意修改和改变落入本申请的精神和原理内，则这些修改和改变也包含在本申请的范围内。