技术领域
本发明涉及将数据信号转换为光信号并发送的光发送器以及光发送方法。另外，涉及在连接器内置那样的光发送器的有源光缆。
背景技术：
在依照SAS(Serial Attached SCSI：串行连接小型计算机系统接口)2.0的串行通信中，在开始数据转送之前进行使用了OOB(Out Of Band：带外数据)信号的协商。OOB信号具有由值(电压)交替地取为高电平和低电平的DATA区间、和值(电压)持续取为高电平与低电平之间的中间电平的IDLE区间构成的模式。在依照PCIe(PCI Express)3.0的串行通信中，也使用相同的信号进行协商。在依照PCIe3.0的串行通信中，在协商时发送接收的信号所包含的IDLE区间也被称为EI区间(Electrical Idle：电闲置)。
以往，使用图15所示的金属线缆101进行这样的串行通信。金属线缆101具备线缆104、和设在线缆104的两端的连接器102、103。在线缆104收纳有作为传输介质的金属线107，在连接器102、103内置有AC耦合用电容器105、106。若使用这样的金属线缆101，则数据信号即使是OOB信号等(包含具有由PCIe3.0中的DATA区间和EI区间构成的模式的信号等，与SAS2.0中的OOB信号相同的信号。以下相同)，也能够将与输入到一个连接器102的数据信号相同的波形的电压信号从另一个连接器103输出。
专利文献1：日本国公开专利公报“日本特开2000－232240号公报(公开日：2000年8月22日)”
专利文献2：日本国公开专利公报“日本特开2008－98206号公报(公开日：2008年4月24日)”
专利文献3：日本国公开专利公报“日本特开2011－182108号公报(公开日：2011年9月15日)”
专利文献4：日本国公开专利公报“日本特开平8－222794(公开日：1996年8月30日)”
专利文献5：日本国公开专利公报“日本特开2013－255037(公开日：2013年12月19日)”
现在，研究使用图16的(a)所示的有源光缆201进行依照SAS2.0、PCIe3.0等标准的串行通信。
有源光缆201具备线缆204、和设在线缆204的两端的连接器202、203。在线缆204收纳有作为传输介质的光纤211。在连接器202内置有AC耦合用电容器205、发送电路206、以及LD(Laser Diode：激光二极管)207。在连接器203内置有PD(Photo Diode：光电二极管)208、接收电路209、以及AC耦合用电容器210。作为能够作为发送电路206利用的发光元件驱动电路，例如，已知有专利文献1～2所记载的电路。
在使用图16的(a)所示的有源光缆201进行依照SAS2.0、PCIe3.0等标准的串行通信的情况下，产生以下那样的问题。即，在输入到连接器202的数据信号为OOB信号等的情况下，不能够从连接器203输出与输入到连接器202的数据信号相同的波形的电压信号。这是因为在IDLE区间中，如图16的(b)所示，输入到连接器202的数据信号的值(电压)成为中间电平，所以如图16的(c)所示，从连接器202输出的光信号的值(光强度)变得不定。
此外，即使在连接器202中将在IDLE区间输入到LD207的驱动电流的大小固定，在连接器203中在IDLE区间从PD208输出的光电流的大小也不定。这是因为LD207的电光转换效率、以及PD208的光电转换效率能够由于温度变化等而变动，光纤211的损耗能够由于弯曲等而变动。因此，不能够通过阈值处理等在连接器203侧正确地确定出输入到连接器202的数据信号的值持续取为中间电平的IDLE区间。因此，在输入到连接器202的数据信号为OOB信号等的情况下，难以在连接器203再现与输入到连接器202的数据信号相同的波形的电压信号。
技术实现要素：
本发明是鉴于上述的问题而完成的，其目的在于实现将数据信号转换为光信号并发送的光发送器，且发送光接收器能够正确地确定数据信号中的IDLE区间的光信号的光发送器。另外，目的在于实现通过使用那样的光发送器，能够使用于需要OOB信号等的发送接收的串行通信的有源光缆。
此外，在PON(Passive Optical Network：无源光纤网络)系统中，(1)在发送侧的ONU(Optical Network Unit：光网络单元)(相当于有源光缆201中的连接器202)中，根据与数据信号一起从外部给予的BEN(Burst Enable：突发使能)信号(也称为“发送使能信号”)停止LD的驱动，(2)在接收侧的ONU(相当于有源光缆201的连接器203)中，确定无信号区间(相当于有源光缆201中的IDLE区间)。在专利文献3记载了这样的PON系统所使用的突发型激光驱动电路。然而，使用专利文献3所记载的突发型激光驱动电路不能够解决上述的课题。这是因为在SAS2.0、PCIe3.0等串行通信中，不存在相当于BEN信号的信号。
为了解决上述课题，本发明所涉及的光发送器是具备将三值的数据信号转换为电流信号的发送电路和将上述电流信号转换为光信号的发光元件的光发送器，其特征在于，上述发送电路具备检测出IDLE区间的IDLE检测电路，并在上述IDLE区间中将上述电流信号的值控制在上述发光元件的阈值电流以下，其中，上述IDLE区间是高电平与低电平之间的预先决定的区域中含有上述数据信号的值的期间。
另外，为了解决上述课题，本发明所涉及的光发送方法是包含将三值的数据信号转换为电流信号的第一转换步骤和将上述电流信号转换为光信号的第二转换步骤的光发送方法，其特征在于，上述第一转换步骤包含：检测出上述数据信号的值包含在高电平与低电平之间的预先决定的区域的期间作为IDLE区间的检测步骤；以及在上述IDLE区间将上述电流信号的值控制在上述发光元件的阈值电流以下的控制步骤。
此外，在连接器内置上述光发送器的有源光缆也包含于本发明的范畴。
根据本发明，能够实现发送光接收器能够正确地确定数据信号中的IDLE区间的光信号的光发送器。
附图说明
图1(a)是表示具备本发明的一实施方式所涉及的光发送器的有源光缆的构成的框图。图1(b)是输入该有源光缆的连接器的数据信号的波形图。图1(c)是从该连接器输出的光信号的波形图。
图2是表示图1的有源光缆具备的发送电路的构成例的框图。
图3是图2的发送电路的各部中的电压信号的波形图。
图4是图2的发送电路的各部中的电流信号的波形图。
图5是表示图2的发送电路具备的IDLE检测电路的构成例的电路图。
图6是图5的IDLE检测电路的各部中的电压信号的波形图。
图7是表示图2的发送电路具备的调制驱动器以及辅助驱动器的第一构成例的电路图。
图8是表示图2的发送电路具备的调制驱动器以及辅助驱动器的第二构成例的电路图。
图9是表示图2的发送电路具备的调制驱动器以及辅助驱动器的第三构成例的电路图。
图10是表示图2的发送电路具备的偏置电流源的第一构成例的电路图。
图11是表示图2的发送电路具备的偏置电流源的第二构成例的电路图。
图12是表示图2的发送电路具备的补偿电流源的第一构成的电路图。
图13是表示图2的发送电路具备的补偿电流源的第二构成的电路图。
图14是表示图2的发送电路的变形例的框图。
图15是表示以往技术的金属线缆的构成的框图。
图16(a)是表示以往技术所涉及的有源光缆的构成的框图。图16(b)是输入到该有源光缆的连接器的数据信号的波形图。图16(c)是从该连接器输出的光信号的波形图。
图17是表示图5所示的IDLE检测电路的第一变形例的电路图。
图18是表示图5所示的IDLE检测电路的第二变形例的电路图。
图19是图18的IDLE检测电路的各部中的电压信号的波形图。
图20是表示图5所示的IDLE检测电路的第三变形例的电路图。
图21(a)是能够代替图5所示的IDLE检测电路、以及图18所示的IDLE检测电路具备的低通滤波器进行利用的比较器的电路图。图21(b)～(d)是该比较器的各部中的电压信号的波形图。
具体实施方式
〔有源光缆〕
参照图1对具备本发明的一实施方式所涉及的光发送器的有源光缆1进行说明。
图1的(a)是表示有源光缆1的构成的框图。如图1的(a)所示，有源光缆1具备线缆4、和设在线缆4的两端的一对连接器2、3。在线缆4收纳有光纤11。
连接器2具备AC耦合用电容器5、发送电路6、LD(Laser Diode：激光二极管)7，作为将数据信号(电压信号)转换为光信号并发送的光发送器发挥作用。发送电路6将经由AC耦合用电容器5从外部(例如，主机装置)输入的数据信号转换为电流信号。该电流信号供给至LD7。LD7将从发送电路6供给的电流信号转换为光信号。该光信号经由光纤11发送到连接器3。
此外，在有源光缆1中，发送电路6作为集成电路实现。因此，在图1(a)中，将发送电路6标记为“TX－IC”。但是，发送电路6并不限定于此，也可以作为离散电路实现。另外，也可以省略AC耦合用电容器5，LD7也可以置换为发光二极管等LD以外的发光元件。
连接器3具备PD(Photo Diode：光电二极管)8、接收电路9、以及AC耦合用电容器10，作为将光信号转换为数据信号输出的光接收器发挥作用。PD8将从连接器2发送的光信号转换为电流信号。该电流信号供给至接收电路9。接收电路9将从PD8供给的电流信号转换为数据信号(电压信号)。该数据信号经由AC耦合用电容器10输出到外部(例如，主机装置)。
此外，在有源光缆1中，接收电路9作为集成电路实现。因此，在图1的(a)中，将接收电路9标记为“RX－IC”。但是，接收电路9并不限定于此，也可以作为离散电路实现。另外，AC耦合用电容器10也可以省略，PD8也可以置换为光电晶体管等PD以外的受光元件。
图1的(b)是输入到连接器2的数据信号的波形图。如图1(b)所示，输入到连接器2的数据信号是包含值交替地取为高电平和低电平的DATA区间、和值持续取为高电平与低电平之间的中间电平的IDLE区间的三值的电压信号。
内置在连接器2的发送电路6具备检测数据信号的IDLE区间的IDLE检测电路61(参照图2)，并如以下那样进行动作。即，(1)在IDLE区间外(DATA区间内)，将供给到LD7的电流信号的值(驱动电流的大小)控制为与数据信号的值相同的逻辑值，(2)在IDLE区间内，将供给至LD7的电流信号的值控制为LD7的阈值电流(振荡开始电流)以下(在本实施方式中是0[A])。
图1的(c)是从连接器2输出的光信号的波形图。如图1的(c)所示，从连接器2输出的光信号在IDLE区间外(DATA区间内)，值交替地取为高电平和低电平，在IDLE区间内，值取为截止电平。这里，截止电平是既与高电平不同又与低电平不同，并且，几乎不由于外在的因素变动的电平。因此，连接器3通过确定接收的光信号的值成为截止电平的期间，能够正确地确定输入到连接器2的数据信号的IDLE区间。
此外，也可以有源光缆1除了从连接器2侧向连接器3侧发送光信号的构成之外，还具备从连接器3侧向连接器2侧发送光信号的构成。该情况下，(1)在连接器3内置AC耦合用电容器5’、发送电路6’、以及LD7’(图示省略)，(2)在连接器2内置PD8’、接收电路9’、以及AC耦合用电容器10’，(3)通过光纤11’(图示省略)连接LD7’和PD8’。由此，能够进行双向通信。
〔发送电路〕
参照图2～图4对上述的发送电路6进行说明。图2是表示发送电路6的构成例的框图。图3的(a)～(c)是发送电路6的各部中的电压信号的波形图。图4的(a)～(f)是发送电路6的各部中的电流信号的波形图。
如图2所示，发送电路6具备IDLE检测电路61、静噪电路62、调制驱动器63、辅助驱动器64、偏置电流源65、以及补偿电流源66。
IDLE检测电路61检测数据信号的值包含在高电平与低电平之间的预先决定的区域的区间(时间段)，作为IDLE区间。更具体而言，具备确定数据信号的值在上述区域的下限值以上的第一区间的第一比较器、和确定数据信号的值在上述区域的上限值以下的第二区间的第二比较器，并检测第一区间与第二区间的共同部分作为IDLE区间。另外，IDLE检测电路61生成表示IDLE区间的IDLE检测信号。这里，IDLE检测电路61生成的IDLE检测信号是在IDLE区间内值成为高电平，在IDLE区间外(DATA区间内)值成为低电平的电压信号。例如，在数据信号的波形(点Q上的电位的时间变化)如图3的(a)那样的情况下，IDLE检测信号的波形(点R上的电位的时间变化)如图3的(b)那样。由IDLE检测电路61生成的IDLE检测信号输入到静噪电路62以及辅助驱动器64。代替参照的附图后述IDLE检测电路61的构成例。
此外，数据信号经由AC耦合用电容器5输入到发送电路6。图3的(a)所示的数据信号的中间电平与发送电路6的电源电压VDD一致就是因为该情况。
静噪电路62参照IDLE检测信号确定IDLE区间。另外，静噪电路62在IDLE区间，将数据信号的值修正为低电平。即，静噪电路62在IDLE区间内，不管修正前的数据信号的值如何，而输出低电平作为修正后的数据信号的值，在IDLE区间外(数据区间内)，输出修正前的数据信号的值作为修正后的数据信号的值。在修正前的数据信号的波形如图3的(a)那样，IDLE检测信号的波形如图3的(b)那样的情况下，修正后的数据信号的波形(点S上的电位的时间变化)如图3的(c)那样。由静噪电路62修正的数据信号输入到调制驱动器63。以下将由静噪电路62修正的数据信号记载为“修正后数据信号”。
调制驱动器63通过从偏置电流源65接收与修正后数据信号的值对应的大小的调制电流A，以修正后数据信号调制从偏置电流源65供给的偏置电流C。更具体而言，(1)若修正后数据信号的值为低电平，则从偏置电流源65接收预先决定的大小(IM[A])的调制电流A，(2)若修正后数据信号的值为高电平，则停止调制电流A的接收。在修正后数据信号的波形如图3的(c)那样的情况下，调制电流A的大小的时间变化如图4的(a)那样。代替参照的附图后述调制驱动器63的构成例。
辅助驱动器64参照IDLE检测信号确定IDLE区间。另外，辅助驱动器64在IDLE区间，从偏置电流源65接收预先决定的大小(IS[A])的辅助电流B。在IDLE区间辅助驱动器64接收的辅助电流B的大小IS为了满足IM+IS＞IB，而设定为IS＝IB－IM+α。这里，(1)IM是在IDLE区间调制驱动器63接收的调制电流A的大小，(2)IB是偏置电流源65输出的偏置电流C的大小，(3)α是正的常数。在IDLE检测信号的波形如图3的(b)那样的情况下，辅助电流B的大小的时间变化如图4的(b)那样。因此，合成调制电流A和辅助电流B的合成电流A+B的大小的时间变化如图4的(c)那样。代替参照的附图后述辅助驱动器64的构成例。
偏置电流源65输出预先决定的大小(IB[A])的偏置电流C。偏置电流C的大小的时间变化如图4的(d)那样。如上述那样，偏置电流源65输出的偏置电流C的一部分作为调制电流A以及辅助电流B，被接收至调制驱动器63以及辅助驱动器64。偏置电流源65输出的偏置电流C的剩余的部分作为驱动电流E，经由输出端子OUT供给至LD7。即，在LD7供给有从偏置电流C与调制电流A的差减去辅助电流B后的驱动电流E。
此外，例如，如图2所示，偏置电流源65能够由一端与电源(电压VDD)连接，另一端与输出端子OUT连接的直流电流源构成。代替参照的附图后述偏置电流源65的其它的构成例。
补偿电流源66在合成电流A+B(在IDLE区间调制电流A的大小为IM[A])的大小大于偏置电流C的大小时，向辅助驱动器64供给弥补偏置电流C的不足的补偿电流D。在合成电流A+B的大小的时间变化如图4的(c)那样，偏置电流C的大小的时间变化如图4的(d)那样的情况下，补偿电流D的大小的时间变化如图4的(e)那样。即，补偿电流源66在IDLE区间，输出IM+IS－IB＝α[A]的补偿电流D。因此，经由输出端子OUT供给至LD7的驱动电流E的大小的时间变化如图4的(f)那样。
在不存在补偿电流源66的情况下，在IDLE区间，偏置电流C不足(IM+IS＞IB)，所以偏置电流源65输出预先决定的大小IB[A]以上的电流。这样一来，产生输出端子OUT的降压，作为其结果，有对调制驱动器63以及辅助驱动器64的动作造成妨碍的情况。另一方面，在存在补偿电流源66的情况下，在IDLE区间，补偿电流D弥补该不足(IM+IS＝IB+α)，所以不会经由输出端子OUT从发送电路6的外部向内部流通电流。因此，没有由于输出端子OUT的降压，而对调制驱动器63以及辅助驱动器64的动作造成妨碍的情况。
例如，如图2所示，补偿电流源66能够由阳极端子与钳位电源(电压Vcramp)连接，阴极端子与输出端子OUT连接的二极管(二极管钳位)构成。代替参照的附图后述补偿电流源66的其它的构成例。
通过采用上述的构成，能够在输入到连接器2的数据信号的IDLE区间的起点迅速地熄灭LD7，并在输入到连接器2的数据信号的IDLE区间的终点迅速地点亮LD7。特别是，从IDLE区间的起点/终点到LD7的熄灭/点亮的延迟时间与通过偏置电流的切断/切断解除熄灭/点亮LD7的情况相比较短。
根据本实施方式所涉及的有源光缆1，如图4的(f)所示，在IDLE区间能够使流入到LD7的驱动电流E的大小为0[A]。即，能够在IDLE区间将LD7熄灭。并且，在本实施方式所涉及的有源光缆1中，使用辅助驱动器64实现使在IDLE区间流入LD7的驱动电流E的大小为0[A]的控制。因此，能够与通过停止/重新开始对调制驱动器63以及偏置电流源65的电力供给来熄灭/点亮LD7的情况相比缩短从IDLE区间的起点/终点到LD7的熄灭/点亮的延迟时间。例如，在如图7～图9所示那样构成辅助驱动器64的情况下，从IDLE区间的起点/终点到LD7的熄灭/点亮的延迟时间在5n秒以下。这是通过停止/重新开始对调制驱动器63以及偏置电流源65的电力供给来熄灭/点亮LD7的情况下的延迟时间(30n秒以上)的1/6以下。
此外，在本实施方式中，例示了在IDLE区间使从LD7流出的驱动电流E的大小为0[A]的构成，但本发明并不限定于此。即，只要在IDLE区间从LD7流出的电流的大小控制在LD7的阈值电流(振荡开始电流)以下即可，不需要控制为0[A]。在该情况下，也能够在IDLE区间熄灭LD7(包含使其成为微发光状态的方式)。
另外，在本实施方式中，以满足IM+IS＞IB的方式设定辅助电流B的大小IS，但本发明并不限定于此。例如，也可以以满足IM+IS＝IB的方式设定辅助电流B的大小IS。在这种情况下，在IDLE区间供给到LD7的驱动电流E也为0[A]。另外，在该情况下，不产生IDLE区间的偏置电流C的不足，所以能够省略补偿电流源66。
此外，在专利文献4公开了(1)将从电流驱动部输出的电流信号ΔIa和从补偿器输出的电流信号ΔIb相加，(2)将得到的和信号ΔI2＝ΔIa+ΔIb与从误差放大器输出的电流信号ΔI1相加，(3)经由电流放大器将得到的和信号ΔI1+ΔI2供给至LD的半导体激光控制装置。然而，从补偿器输出的电流信号ΔIb是用于消除从电流驱动部输出的电流信号ΔIa的上升/下降边缘的迟钝的微分电流信号，并不是用于使和信号ΔIa+ΔIb的值在特定的区间(例如，IDLE区间)为0的信号。另外，从误差放大器输出的电流信号ΔI1是表示监视器信号Im与发光指令信号Isig的差的电流信号，并不是用于使和信号ΔI1+ΔI2的值在特定的区间为0的信号。因此，专利文献4所记载的半导体激光控制装置并不具备相当于本实施方式所涉及的发送电路6具备的辅助驱动器64(通过从偏置电流源65接收辅助电流B，使驱动电流E的值在IDLE区间为0)的构成。
此外，例如专利文献5所记载的信号检测电路那样，也能够通过峰值保持电路实现IDLE检测电路61。具体而言，将专利文献5所记载的比较器中的基准电压设定为比数据信号的中间电平大，并且，比数据信号的高电平小的值即可。但是，该情况下，为了不将DATA区间中同一值连续的位模式误检测为IDLE区间，而需要足够长地设定峰值保持电路的放电时常数。其结果，IDLE检测电路61的响应速度降低，难以实现SAS2.0、PCIe3.0等标准所要求的响应速度。
〔IDLE检测电路的构成例〕
参照图5～图6对上述的IDLE检测电路61的构成例进行说明。图5是表示IDLE检测电路61的构成例的电路图。图6是图5所示的IDLE检测电路61的各部中的电压信号的波形图。
如上述那样，IDLE检测电路61具有检测数据信号的值包含在高电平与低电平之间的预先决定的区域的区间的功能。图5所示的IDLE检测电路61通过第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、与门AND1、以及低通滤波器LPF1，实现这样的功能。
在第一比较器Comp1的非反转输入端子以正相输入数据信号，在第一比较器Comp1的反转输入端子输入有基准电压V0。第一比较器Comp1比较正相的数据信号的值与基准电压V0，并生成表示比较结果的电压信号。这里，基准电压V0设定为上述区域的下限值。正相的数据信号的波形如图6(a)那样，在第一比较器Comp1生成的电压信号的波形如图6(b)那样。在第一比较器Comp1生成的电压信号输入到与门AND1。
在第二比较器Comp2的非反转输入端子以反相输入数据信号，在第二比较器Comp2的反转输入端子输入有基准电压V0。第二比较器Comp2比较反相的数据信号的值与基准电压V0，并生成表示比较结果的电压信号。反相的数据信号的波形如图6(c)那样，在第二比较器Comp2生成的电压信号的波形如图6(d)那样。在第二比较器Comp2生成的电压信号输入到与门AND1。
与门AND1参照在第一比较器Comp1生成的电压信号和在第二比较器Comp2生成的电压信号，生成表示在第一比较器Comp1的比较结果和在第二比较器Comp2的比较结果的逻辑积的电压信号。在与门AND1生成的电压信号的波形如图6(e)那样。在与门AND1生成的电压信号输入到低通滤波器LPF1。
低通滤波器LPF1使在与门AND1生成的电压信号平滑化。即，除去在与门AND1生成的电压信号所包含的逻辑切换时的噪声。在低通滤波器LPF1进行了平滑化的电压信号的波形如图6(f)那样。即，在低通滤波器LPF1进行了平滑化的电压信号成为在IDLE区间内(DATA区间外)值成为高电平，在IDLE区间外值成为低电平的电压信号。在低通滤波器LPF1进行了平滑化的电压信号作为IDLE检测信号输出到外部(静噪电路62以及辅助驱动器64)。
此外，静噪电路62以及辅助驱动器64既能够构成为参照在IDLE区间内成为高电平的IDLE检测信号进行动作，也能够构成为参照在IDLE区间外成为高电平的IDLE检测信号进行动作。在以参照后者的IDLE检测信号进行动作的方式构成静噪电路62以及辅助驱动器64的情况下，例如，采用以下的构成即可。即，采用经由反相放大器将从IDLE检测电路61输出的IDLE检测信号输入到静噪电路62以及辅助驱动器64的构成即可。
通过采用上述的构成，能够实现能够正确地确定输入到连接器2的数据信号的IDLE区间、以及能够高速地生成在确定出的IDLE区间的起点以及终点具有边缘的IDLE检测信号的IDLE检测电路61。
此外，这里，采用在与门AND1的后段设置低通滤波器LPF1的构成，但IDLE检测电路61的构成并不限定于此。即，在与门AND1的动作频率较慢，在与门AND1生成的电压信号不包含逻辑切换时的尖峰噪声的情况下，也可以省略与门AND1(参照后述的第一变形例)。另外，这里，采用将正相的数据信号以及反相的数据信号的各个与单一的基准电压V0进行比较的构成，但IDLE检测电路61的构成并不限定于此。即，在允许两个基准电压源的使用的情况下，也可以采用将正相或者反相的数据信号与两个基准电压V0a、V0b的各个比较的构成(参照后述的第二变形例以及第三变形例)。代替参照的附图后述这些变形例。
〔调制驱动器以及辅助驱动器的构成例〕
参照图7～图9对上述的调制驱动器63以及辅助驱动器64的构成例进行说明。
图7是表示调制驱动器63以及辅助驱动器64的第一构成例的电路图。
如图7所示，调制驱动器63能够通过一对晶体管(npn晶体管)Tr1、Tr2、和直流电流源DC1构成。晶体管Tr1的集电极端子与输出点OUT连接，基极端子与输入点IN1＿N连接，发射极端子与晶体管Tr2的发射极端子连接。另一方面，晶体管Tr2的集电极端子与电源(电源电压VDD)连接，基极端子与输入点IN1＿P连接，发射极端子与晶体管Tr1的发射极端子连接。晶体管Tr1的发射极端子与晶体管Tr2的发射极端子的中间点经由直流电流源DC1接地。直流电流源DC1的电流值能够从外部进行设定。
在调制驱动器63的输入点IN1＿P以正相输入数据信号，在调制驱动器63的输入点IN1＿N以反相输入数据信号。若数据信号的值为低电平，则调制驱动器63从输出点OUT接收预先决定的大小(IM[A])的调制电流A，(2)若数据信号的值为高电平，则停止从输出点OUT的调制电流A的接收。
如图7所示，辅助驱动器64能够通过一对晶体管(npn晶体管)Tr3、Tr4、和直流电流源DC2构成。辅助驱动器64的构成与调制驱动器63的构成相同，所以这里省略其说明。
在辅助驱动器64的输入点IN2＿P以反相输入IDLE检测信号，在辅助驱动器64的输入点IN2＿N以正相输入IDLE检测信号。此时，对于辅助驱动器64来说，(1)若IDLE检测信号的值为高电平，则从输出点OUT接收预先决定的大小(IS[A])的辅助电流B，(2)若IDLE检测信号的值为低电平，则停止从输出点OUT的调制电流A的接收。
此外，在本构成例中，使用npn晶体管作为构成调制驱动器63以及辅助驱动器64的晶体管T1～Tr4，但本发明并不限定于此。即，也可以使用NMOS晶体管作为构成调制驱动器63以及辅助驱动器64的晶体管T1～Tr4。
图8是表示调制驱动器63以及辅助驱动器64的第二构成例的电路图。
图8所示的调制驱动器63是以图7所示的调制驱动器63为主驱动器，并在其前段附加放大数据信号的预驱动器的驱动器。主驱动器将被预驱动器放大的数据信号转换为电流信号。
差动放大电路是用于对数据信号进行差动放大的电路，由一对电阻R1、R2、一对晶体管(npn晶体管)Tr9、Tr10、以及直流电流源DC7构成。晶体管Tr9的集电极端子经由电阻R1与电源(电压VDD)连接，基极端子与输入点IN1＿N连接，发射极端子与晶体管Tr10的发射极端子连接。另一方面，晶体管Tr10的集电极端子经由电阻R2与电源(电压VDD)连接，基极端子与输入点IN1＿P连接，发射极端子与晶体管Tr9的发射极端子连接。晶体管Tr9的发射极端子与晶体管Tr10的发射极端子的中间点经由直流电流源DC7接地。
射极跟随器电路是用于使预驱动器的输出阻抗比主驱动器的输入阻抗低的电路，由一对晶体管(npn晶体管)Tr5、Tr6、和一对直流电流源DC3、DC4构成。晶体管Tr5的集电极端子与电源(电压VDD)连接，基极端子与差动放大电路的一个输出点(晶体管Tr9的集电极端子)连接，发射极端子经由直流电流源DC3接地。该晶体管Tr5的发射极电压作为正相的数据信号，输入到构成主驱动器的晶体管Tr2的基极端子。另一方面，晶体管Tr6的集电极端子与电源(电压VDD)连接，基极端子与差动放大电路的另一个输出点(晶体管Tr10的集电极端子)连接，发射极端子经由直流电流源DC4接地。该晶体管Tr6的发射极电压作为反相的数据信号，输入到构成主驱动器的晶体管Tr1的基极端子。
图8所示的辅助驱动器64是以图7所示的辅助驱动器64为主驱动器，并在其前段附加放大IDLE检测信号的预驱动器的驱动器。主驱动器将被预驱动器放大的IDLE检测信号转换为电流信号。附加给辅助驱动器64的预驱动器的构成与附加给调制驱动器63的预驱动器的构成相同，所以这里省略其说明。
此外，虽然在本构成例中，使用npn晶体管作为构成调制驱动器63以及辅助驱动器64的晶体管T1～Tr12，但本发明并不限定于此。即，也可以使用NMOS晶体管作为构成调制驱动器63以及辅助驱动器64的T1～Tr12。
图9是表示调制驱动器63以及辅助驱动器64的第三构成例的电路图。
图9所示的调制驱动器63是对图8所示的调制驱动器63附加使预驱动器的输出电压稳定化的稳定化电路X1后的驱动器。
稳定化电路X1具备晶体管(PMOS晶体管)M1、和根据预驱动器的输出电压控制晶体管M1中的降压量的降压量控制电路。
晶体管M1的源极端子与电源(电压VDD)连接，晶体管M1的漏极端子经由电阻R1、R2与构成预驱动器的差动放大电路的晶体管Tr9、Tr10的集电极端子连接。晶体管M1作为降压量可变的降压器发挥作用。
降压量控制电路由电阻值相同的一对电阻R1、R2、和运算放大器OP1构成。电阻R1、R2以串联的方式连接在构成预驱动器的射极跟随器电路的晶体管Tr5、Tr6的发射极端子之间。另外，电阻R1、R2的中间点的电压与晶体管Tr5、Tr6的发射极电压的平均值(以下记载为“平均发射极电压”)一致。运算放大器OP1的非反转输入端子与电阻R1、R2的中间点连接，在运算放大器OP1的非反转输入端子输入有晶体管Tr5、Tr6的平均发射极电压。另一方面，在运算放大器OP1的反转输入端子输入有预先决定的基准电压V1。运算放大器OP1的输出端子同一晶体管M1的栅极端子连接。
若预驱动器的输出电压，即、晶体管Tr5、Tr6的平均发射极电压大于基准电压V1，则稳定化电路X1如以下那样动作。即，运算放大器OP1的输出电压上升，其结果，晶体管M1的栅极电压上升。这样一来，晶体管M1的源极－漏极间电阻增大，其结果，晶体管M1中的降压量增大。由此，施加给预驱动器的电压变小，其结果，预驱动器的输出电压降低。该动作持续到晶体管Tr5、Tr6的平均发射极电压与基准电压V1一致。
相反，若预驱动器的输出电压，即、晶体管Tr5、Tr6的平均发射极电压小于基准电压V1，则稳定化电路X1如以下那样动作。即，运算放大器OP1的输出电压降低，其结果，晶体管M1的栅极电压上升。这样一来，晶体管M1的源极－漏极间电阻变小，其结果，晶体管M1中的降压量变小。由此，施加给预驱动器的电压增大，其结果，预驱动器的输出电压上升。该动作持续到晶体管Tr5、Tr6的平均发射极电压与基准电压V1一致。
在根据预驱动器的电源电压的变动而预驱动器的输出电压变动的情况下，为了防止构成主驱动器的各元件的动作条件不成立，需要对预驱动器的电源电压的变动范围施加严格的条件。若附加稳定化电路X1，则预驱动器的输出电压不根据预驱动器的电源电压的变动而变动，所以不需要对预驱动器的电源电压的变动范围施加严格的条件。
图9所示的辅助驱动器64是对图8所示的辅助驱动器64附加使预驱动器的输出电压稳定化的预驱动器稳定化电路X2后的驱动器。附加给辅助驱动器64的稳定化电路X2的构成与附加给调制驱动器63的稳定化电路X1的构成相同，所以这里省略其说明。
此外，在本构成例中，使用PMOS晶体管作为构成稳定化电路X1、X2的晶体管M1、M2，但本发明并不限定于此。即，也可以使用pnp晶体管作为构成稳定化电路X1、X2的晶体管。
〔偏置电流源的构成例〕
参照图10～图11对上述的偏置电流源65的构成例进行说明。
图10是表示偏置电流源65的第一构成例的电路图。
如图10所示，偏置电流源65能够通过一对晶体管(PMOS晶体管)M3、M4、和直流电流源DC9构成。
晶体管M3的源极端子与电源(电压VDD)连接。晶体管M4的源极端子与电源(电压VDD)连接，晶体管M4的漏极端子与晶体管M4的栅极端子连接，并且与晶体管M3的栅极端子连接。即，晶体管M3、M4构成以晶体管M4的漏极端子为输入点，并以晶体管M3的漏极端子为输出点的电流镜电路。
晶体管M3、M4的尺寸设定为从该电流镜电路的输出点流出的电流C的大小成为从该电流镜电路的输入点流出的电流C’的大小的N倍。因此，若在该电流镜电路的输入点连接流通IB/N[A]的电流C’的直流电流源DC9，则能够从该电流镜电路的输出点放出IB[A]的电流C。
此外，虽然在本构成例中，使用PMOS晶体管作为构成偏置电流源65的晶体管M3、M4，但本发明并不限定于此。即，也可以使用pnp晶体管作为构成偏置电流源65的晶体管M3、M4。但是，使晶体管M3、M4的种类一致。即，在使用PMOS晶体管作为晶体管M3时，使用PMOS晶体管作为晶体管M4，在使用pnp晶体管作为晶体管M3时，使用pnp晶体管作为晶体管M4。
图11是表示偏置电流源65的第二构成例的电路图。
如图11所示，偏置电流源65能够通过运算放大器OP3、晶体管(PMOS晶体管)M5、一对电阻R5、R6、以及直流电流源DC10构成。
运算放大器OP3的非反转输入端子经由电阻R6与电源(电压VDD)连接。另外，运算放大器OP3的反转输入端子经由R5与电源(电压VDD)连接，并且与晶体管M5的源极端子连接。另外，运算放大器OP3的输出端子与晶体管M5的栅极端子连接。即，运算放大器OP3、晶体管M5、以及电阻R5、R6构成以运算放大器OP3的非反转输入端子为输入点，以晶体管M5的漏极端子为输出点的电流镜电路。
电阻R5、R6的电阻值设定为从该电流镜电路的输出点流出的电流C的大小成为从该电流镜电路的输入点流出的电流C’的大小的N倍。即，电阻R5、R6的电阻值设定为R5：R6＝1：N。因此，若在该电流镜电路的输入点连接流通IB/N[A]的电流C’的直流电流源DC10，则能够从该电流镜电路的输出点放出IB[A]的电流。
此外，虽然在本构成例中，使用PMOS晶体管作为构成偏置电流源65的晶体管M5，但本发明并不限定于此。即，也可以使用pnp晶体管作为构成偏置电流源65的晶体管M5。
另外，发送电路6(1)既可以仅具备如图10那样构成的偏置电流源65，(2)也可以仅具备如图11那样构成的偏置电流源65，(3)也可以具备如图10那样构成的偏置电流源65和如图11那样构成的偏置电流源65双方，且构成为能够切换使用哪一个偏置电流源65。在由SAS2.0规定的OOB信号等间歇信号的发送时，如图10那样构成的偏置电流源65的使用较合适。这是因为如图10那样构成的偏置电流源65具有电流比容易相对于电源(电压VDD)的变动而变动的趋势，另一方面LD7的偏置电压的急剧的变动较强，对于从IDLE区间向DATA区间的迁移响应时间较短。另一方面，在InfiniBand标准等规定的连续信号的发送时，如图11那样构成的偏置电流源65的使用较合适。这是因为如图11那样构成的偏置电流源65具有电流比不容易相对于电源(电压VDD)的变动而变动的趋势，另一方面LD7的偏置电压的急剧的变动较弱，针对从IDLE区间向DATA区间的迁移的响应时间较长。因此，若采用将使用的偏置电流源切换为适合发送的数据信号的类型的一方的构成，则能够实现既适合间歇信号的发送也适合连续信号的发送的发送电路6。
〔补偿电流源的构成例〕
参照图12～图13对上述的补偿电流源66的构成例进行说明。
图12是表示补偿电流源66的第一构成例的电路图。
如图12所示，补偿电流源66能够通过晶体管(npn晶体管)Tr13构成。
晶体管Tr13的集电极端子与电源(电压VDD)连接，晶体管Tr13的基极端子与钳位电源(电压Vcramp)连接。
该补偿电流源66以Vth＝Vcramp－VBE(晶体管Tr13的基极－发射极间电压)为阈值电压，在晶体管Tr13的发射极电压小于阈值电压Vth时，输出补偿电流D。
此外，虽然在本构成例中，使用Pnpn晶体管作为构成补偿电流源66的晶体管Tr13，但本发明并不限定于此。即，也可以使用NMOS晶体管作为构成补偿电流源66的晶体管Tr13。
图13是表示补偿电流源66的第二构成的电路图。
图13所示的补偿电流源66是对图12所示的补偿电流源66追加运算放大器OP4后的电流源。
运算放大器OP4为了构成电压跟随电路，直接连结非反转输入端子和输出端子。运算放大器OP4的反转输入端子与钳位电源(电压Vcramp)连接，运算放大器OP4的输出端子与晶体管Tr13的基极端子连接。
该补偿电流源66也以Vth＝Vcramp－VBE(晶体管Tr13的基极－发射极间电压)为阈值电压，在晶体管Tr13的发射极电压小于阈值电压Vth时，输出补偿电流D。
〔发送电路以及LD的变形例〕
在本实施方式所涉及的有源光缆1中，能够将图2所示的发送电路6以及LD7置换为图14所示的发送电路16以及LD17。
这里，图2所示的LD7是VCSEL(Vertical Cavity Emitting Laser：垂直腔发射激光器)等，能够通过使流入的驱动电流的大小变化来控制发光量的LD，该图所示的发送电路6是适合这样的LD的发送电路。该图所示的发送电路6只要是能够通过使流入的驱动电流的大小变化来控制发光量的发光元件，则并不限定于LD，而能够利用任意的发光元件作为光源。另一方面，图14所示的LD17是DFB－LD(Distributed Feedback Laser Diode：分布反馈激光器)、FP－LD(Fabry Perot LaserDiode：法布里珀罗激光器)等，能够通过使流出的驱动电流的大小变化来控制发光量的LD，该图所示的发送电路16是适合这样的LD的发送电路。该图所示的发送电路16只要是能够通过使流入的驱动电流的大小变化来控制发光量的发光元件，则并不限定于LD，而能够利用任意的发光元件作为光源。
以下，参照图14对本变形例所涉及的发送电路16的构成进行说明。图14是表示本变形例所涉及的发送电路16的构成的框图。
如图14所示，本变形例所涉及的发送电路16具备IDLE检测电路161、静噪电路162、调制驱动器163、辅助驱动器164、偏置电流源165、以及补偿电流源166。
本变形例所涉及的发送电路16具备的IDLE检测电路161以及静噪电路162的功能与图2所示的发送电路6具备的IDLE检测电路61以及静噪电路62的功能相同，所以这里省略其说明。以下，对本变形例所涉及的发送电路16具备的调制驱动器163、辅助驱动器164、偏置电流源165、以及补偿电流源166的各个，说明其功能。
调制驱动器163接收与在静噪电路162得到的修正后数据信号的值对应的大小的调制电流A。更具体而言，(1)若修正后数据信号的值为高电平，则接收预先决定的大小(IM[A])的调制电流A，(2)若修正后数据信号的值为低电平，则停止调制电流A的接收。
辅助驱动器164参照在IDLE检测电路161得到的IDLE检测信号确定IDLE区间。另外，辅助驱动器164在IDLE区间，放出预先决定的大小(IS[A])的辅助电流B。在IDLE区间由辅助驱动器164放出的辅助电流B的大小IS为了满足IS＞IB(偏置电流源165接收的偏置电流C的大小)，而设定为IS＝IB+α(α是正的常数)。
偏置电流源165接收预先决定的大小(IB[A])的偏置电流C。此外，例如，如图14所示，偏置电流源165能够由一端与输出端子OUT连接，另一端接地的直流电流源构成。
补偿电流源166在从辅助电流B的大小减去调制电流A(在IDLE区间为0[A])的大小后的差大于偏置电流C的大小时，接收弥补偏置电流C的不足的补偿电流D。在IDLE区间由补偿电流源166接收的补偿电流D的大小为IS－IB＝α[A]。此外，例如，如图14所示，补偿电流源166能够通过阳极端子与输出端子OUT连接，阴极端子接地的二极管(二极管钳位)构成。图14所示的补偿电流源166若二极管的阳极－阴极间电压大于阈值电压Vth，即，输出端子OUT的电压大于阈值电压Vth，则从输出端子OUT接收补偿电流D。
在本变形例所涉及的发送电路16中，调制驱动器163、辅助驱动器164、偏置电流源165、补偿电流源166、以及LD17以从LD17流出对偏置电流C与补偿电流D的和(C+D)加上调制电流A，并且减去辅助电流B后的驱动电流E＝(C+D)+A－B的方式连接。
根据本变形例所涉及的发送电路16，在IDLE区间能够使从LD17流出的驱动电流E的大小为0[A]。即，在IDLE区间能够熄灭LD17。并且，在本变形例所涉及的发送电路16中，使用辅助驱动器164实现在IDLE区间使从LD17流出的驱动电流E的大小为0[A]的控制。因此，与通过偏置电流的切断/切断解除来熄灭/点亮LD17的情况相比能够缩短从IDLE区间的起点/终点到LD17的熄灭/点亮的延迟时间。
此外，虽然在本变形例中，采用在IDLE区间使从LD17流出的驱动电流E的大小为0[A]的构成，但本发明并不限定于此。即，也可以采用在IDLE区间使从LD17流出的驱动电流E的大小在LD17的阈值电流(振荡开始电流)以下的构成。在该情况下，也能够在IDLE区间熄灭LD17(包含使其为微发光状态的方式)。
另外，根据本变形例所涉及的发送电路16，能够在IDLE区间可靠地熄灭LD17。这是因为以满足IS＞IB的方式设定在IDLE区间辅助驱动器164放出的辅助电流B的大小IS。并且，根据本变形例所涉及的发送电路16，即使在IDLE区间辅助电流B的大小IS大于偏置电流C的大小，也没有产生输出端子OUT的降压而对调制驱动器163以及辅助驱动器164的动作造成妨碍的担心。这是因为在辅助电流B的大小IS大于偏置电流C的大小IB时，通过从补偿电流源166放出的补偿电流D弥补偏置电流C的不足。
此外，虽然在本变形例中，采用以满足IS＞IB的方式设定在IDLE区间辅助驱动器164接收的辅助电流B的大小IS的构成，但本发明并不限定于此。即，也可以采用以满足IS＝IB的方式设定在IDLE区间辅助驱动器164接收的辅助电流B的大小IS的构成。在该情况下，也能够在IDLE区间使从LD17流出的驱动电流E的大小为0[A]。另外，此时，由于不产生IDLE区间中的偏置电流C的不足，所以能够省略补偿电流源166。
〔IDLE检测电路的第一变形例〕
参照图17对图5所示的IDLE检测电路61的第一变形例进行说明。图17是表示本变形例所涉及的IDLE检测电路61a的构成的电路图。
如图17所示，本变形例的IDLE检测电路61a与图5所示的IDLE检测电路61相同，具备第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、以及与门AND1。但是，与门AND1的动作频率足够低地设定到生成的电压信号不包含逻辑切换时的尖峰噪声的程度(例如，比较器Comp1、Comp2的动作频率的1/10以下)。因此，在IDLE检测电路61a中，省略用于除去逻辑切换时的尖峰噪声的低通滤波器LPF1。
图5所示的IDLE检测电路61以及图17所示的IDLE检测电路61a通过将正相的数据信号的值以及反相的数据信号的值的各个与单一的基准电压V0比较，来检测数据信号的值包含在下限值V0以上并且在上限值2×Vcom－V0以下的区域的区间，作为IDLE区间(Vcom表示数据信号的公用电压)。根据该方法，在数据信号的中间电平与数据信号的公用电压之间的差足够小的情况下，能够可靠地检测IDLE区间。此外，该方法作为不能够独立地设定该区域的下限值以及上限值的补偿，具有能够使基准电压源为一个这样的共同的优点。特别是，由于图17所示的IDLE检测电路61a省略低通滤波器LPF1，所以与图5所示的IDLE检测电路61a相比具有能够使电路构成简单化这样的另一个优点。
〔IDLE检测电路的第二变形例〕
参照图18以及图19对图5所示的IDLE检测电路61的第二变形例进行说明。图18是表示本变形例所涉及的IDLE检测电路61b的构成的电路图。图19是本变形例所涉及的IDLE检测电路61b的各部中的电压信号的波形图。
如图18所示，本变形例所涉及的IDLE检测电路61b与IDLE检测电路61相同，具备第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、与门AND1、以及低通滤波器LPF1。但是，本变形例所涉及的IDLE检测电路61b在以下的两点与IDLE检测电路61不同。第一个不同点是在第一比较器Comp1的非反转输入端子以及第二比较器Comp2的反转输入端子的各个以同相(在本变形例中是正相)输入数据信号这一点。即，在两个比较器Comp1、Comp2的各个输入有具有图19的(a)所图示的波形的正相的数据信号。第二个不同点使在第一比较器Comp1的反转输入端子以及第二比较器Comp2的非反转输入端子的各个输入相互不同的基准电压V0a以及基准电压V0b这一点。
即，在第一比较器Comp1的非反转输入端子以正相输入数据信号，在第一比较器Comp1的反转输入端子输入有基准电压V0a。第一比较器Comp1将正相的数据信号的值与基准电压V0a进行比较，生成表示比较结果的电压信号。这里，基准电压V0a设定为数据信号的值在高电平与低电平之间的预先决定的区域的下限值。正相的数据信号的波形如图19(b)那样，在第一比较器Comp1生成的电压信号的波形如图19(c)那样。在第一比较器Comp1生成的电压信号输入到与门AND1。
在第二比较器Comp2的反转输入端子以正相输入数据信号，在第二比较器Comp2的非反转输入端子输入有基准电压V0b。第二比较器Comp2比较正相的数据信号的值与基准电压V0b，并生成表示比较结果的电压信号。这里，基准电压V0b设定为上述区域的上限值。正相的数据信号的波形如图19(d)那样，在第二比较器Comp2生成的电压信号的波形如图19(e)那样。在第二比较器Comp2生成的电压信号输入到与门AND1。
与门AND1参照在第一比较器Comp1生成的电压信号和在第二比较器Comp2生成的电压信号，生成表示第一比较器Comp1的比较结果与第二比较器Comp2的比较结果的逻辑积的电压信号。在与门AND1生成的电压信号的波形如图19(f)那样。在与门AND1生成的电压信号输入到低通滤波器LPF1。
低通滤波器LPF1使在与门AND1生成的电压信号平滑化。即，除去在与门AND1生成的电压信号所包含的逻辑切换时的噪声。在低通滤波器LPF1进行了平滑化的电压信号的波形如图19(g)那样。即，在低通滤波器LPF1进行了平滑化的电压信号成为在IDLE区间内(DATA区间外)值为高电平，在IDLE区间外值为低电平的电压信号。在低通滤波器LPF1进行了平滑化的电压信号作为IDLE检测信号输出到外部(静噪电路62以及辅助驱动器64)。
此外，虽然在第一比较器Comp1的非反转输入端子以及第二比较器Comp2的反转输入端子的各个输入正相的数据信号，但也可以是输入反相的数据信号的构成。在该情况下，也能够得到在IDLE区间内值为高电平，在IDLE区间外值为低电平的电压信号。
静噪电路62以及辅助驱动器64既能够构成为参照在IDLE区间内成为高电平的IDLE检测信号进行动作，也能够构成为参照在IDLE区间外成为高电平的IDLE检测信号进行动作。在以参照后者的IDLE检测信号进行动作的方式构成静噪电路62以及辅助驱动器64的情况下，例如，采用以下的构成即可。即，采用经由反相放大器将从IDLE检测电路61b输出的IDLE检测信号输入到静噪电路62以及辅助驱动器64的构成即可。
〔IDLE检测电路的第三变形例〕
参照图20对图5所示的IDLE检测电路61的第三变形例进行说明。图20是表示本变形例所涉及的IDLE检测电路61c的构成的电路图。
如图20所示，本变形例所涉及的IDLE检测电路61c与图18所示的IDLE检测电路61b相同，具备第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、以及与门AND1。但是，与门AND1的动作频率足够低地设定为生成的电压信号不包含逻辑切换时的尖峰噪声的程度(例如，比较器Comp1、Comp2的动作频率的1/10以下)。因此，在IDLE检测电路61c中，省略用于除去逻辑切换时的尖峰噪声的低通滤波器LPF1。
图18所示的IDLE检测电路61b以及图20所示的IDLE检测电路61c通过将正相的数据信号与两个基准电压V0a、V0b的各个进行比较，来检测数据信号的值包含在下限值V0a以上并且在上限值V0b以下的区域的区间，作为IDLE区间。根据该方法，不管数据信号的中间电平与数据信号的公用电压之间的差如何，都能够可靠地检测IDLE区间。此外，该方法作为不能够使基准电压源为一个的补偿，具有能够独立地设定该区域的下限值以及上限值这样的优点。特别是，由于图20所示的IDLE检测电路61c省略低通滤波器LPF1，所以与图18所示的IDLE检测电路61b相比还具有能够使电路构成简单化这样的优点。
〔与IDLE检测电路有关的附加事项〕
此外，图5所图示的IDLE检测电路61以及图18所图示的IDLE检测电路61b具备的低通滤波器LPF1能够置换为比较器。图21的(a)是能够与低通滤波器LPF1置换的比较器Comp3的电路图，图21(b)～(d)是比较器Comp3的各部中的电压信号的波形图。
比较器Comp3与低通滤波器LPF1相同，使在与门AND1生成的电压信号平滑化。即，具有除去在与门AND1生成的电压信号所包含的逻辑切换时的噪声的功能。
如图21所示，在比较器Comp3的非反转输入端子输入有在与门AND1生成的电压信号，且具有图21的(b)那样的波形的电压信号。该电压信号包含逻辑切换时的噪声。在第三比较器Comp3的反转输入端子输入有基准电压V3。
比较器Comp3对在与门AND1生成的电压信号和基准电压V3进行比较，生成表示比较结果的电压信号。如图21的(c)所示，基准电压V3设定为比高电平时的与门AND1的输出电压低，并且，比逻辑切换时的噪声的峰值电压高。比较器Comp3生成的电压信号如图21的(d)那样。即，比较器Comp3的输出信号与低通滤波器LPF1的输出信号相同，成为在IDLE区间内(DATA区间外)值为高电平，在IDLE区间外值为低电平的电压信号。
〔总结〕
如以上那样，本实施方式所涉及的光发送器是具备将数据信号转换为电流信号的发送电路和将上述电流信号转换为光信号的发光元件的光发送器，其特征在于，上述发送电路具备检测出上述数据信号的值包含在高电平与低电平之间的预先决定的区域的期间作为IDLE区间的IDLE检测电路，在上述IDLE区间中将上述电流信号的值控制在上述发光元件的阈值电流以下。
另外，本实施方式所涉及的光发送方法是包含将数据信号转换为电流信号的第一转换步骤和将上述电流信号转换为光信号的第二转换步骤的光发送方法，其特征在于，上述第一转换步骤包含：检测出上述数据信号的值包含在高电平与低电平之间的预先决定的区域的期间作为IDLE区间的检测步骤；以及在上述IDLE区间将上述电流信号的值控制在上述发光元件的阈值电流以下的控制步骤。
根据上述的构成，在输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间(输入到上述发送器的数据信号的值持续取为高电平与低电平之间的中间电平的期间)，能够熄灭上述发光元件。即，在输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间，能够使从上述发送器输出的光信号的值(光强度)为既与高电平(数据信号的值为高电平时的光信号的值)不同也与低电平(数据信号的值为低电平时的光信号的值)不同，并且，不由于外在的因素而变动的截止电平。因此，接收器通过确定从上述光发送器输出的光信号的值为截止电平的期间，能够正确地确定输入到上述光发送器的数据信号的IDLE区间。此外，在本说明书中“熄灭发光元件”包含“使发光元件为微发光状态”的方式。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述IDLE检测电路具备：第一比较器，其将上述数据信号的值与上述区域的上限值进行比较；第二比较器，其将上述数据信号的值与上述区域的下限值进行比较；与门，其获取上述第一比较器的输出与上述第二比较器的输出的逻辑积；以及低通滤波器，其使上述与门的输出平滑化。
根据上述的构成，能够正确地确定输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间，另外，能够高速地生成在确定出的IDLE区间的起点以及终点具有边缘的IDLE检测信号。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述发送电路具备接收与上述数据信号对应的调制电流的调制驱动器、和在上述IDLE区间接收或者放出辅助电流的辅助驱动器，上述发光元件是流入或者流出从偏置电流与上述调制电流的差或者和减去上述辅助电流后的驱动电流的发光元件，上述辅助电流的大小设定为上述IDLE区间的驱动电流的大小在上述发光元件的阈值电流以下。特别是，优选在上述发光元件是流入从上述偏置电流与上述调制电流的差减去上述辅助电流的上述驱动电流的发光元件的情况下，上述辅助驱动器在上述IDLE区间接收上述辅助电流，上述辅助电流的大小设定为在上述IDLE中与上述调制电流的大小的和在上述偏置电流的大小以上。
根据上述的构成，能够在输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间的起点迅速地熄灭上述发光元件，并在输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间的终点迅速地点亮上述发光元件。特别是，从IDLE区间的起点/终点到上述发光元件的熄灭/点亮的延迟时间与通过偏置电流的切断/切断解除来熄灭/点亮上述发光元件的情况相比较短。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述辅助电流的大小设定为在上述IDLE区间中与上述调制电流的大小的和比上述偏置电流的大小大，上述发送电路还具备在上述调制电流的大小和上述辅助电流的大小的和大于上述偏置电流的大小时，向上述辅助驱动器供给弥补上述偏置电流的不足的补偿电流的补偿电流源。
在不存在上述补偿电流源的情况下，在IDLE区间，偏置电流不足，所以有由于上述发送电路的输出端子的降压，而对上述调制驱动器以及上述辅助驱动器的动作造成妨碍的情况。另一方面，根据上述的构成，在IDLE区间，补偿电流弥补该不足，所以不会由于上述发送电路的输出端子的降压，而对上述调制驱动器以及上述辅助驱动器的动作造成妨碍。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述调制驱动器具备放大上述数据信号的预驱动器、和将被上述预驱动器放大的数据信号转换为上述电流信号的主驱动器。
为了不使从主驱动器输出的电流信号失真，而使其振幅为规定的大小，需要使输入到主驱动器的数据信号的振幅(高电平与低电平的电位差)为规定的大小。根据上述的构成，能够通过预驱动器使输入到主驱动器的数据信号的振幅为规定的值。因此，能够不使从主驱动器输出的电流信号失真，而使其振幅为规定的大小。由此，能够不使从发光元件输出的光信号失真，而使其振幅(高电平与低电平的光强度差)为规定的大小。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述调制驱动器还具备插入在电源与上述预驱动器之间的降压器、和根据上述预驱动器的输出电压的大小控制上述降压器的降压量的控制电路。
根据上述的构成，抑制与上述预驱动器的电源电压的变动对应的上述预驱动器的输出电压的变动。因此，不需要为了防止构成上述主驱动器的各元件的动作条件不成立而对上述预驱动器的电源电压的变动范围施加严格的条件。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述辅助驱动器具备放大表示上述IDLE区间的IDLE检测信号的预驱动器、和将被上述预驱动器放大的IDLE检测信号转换为上述电流信号的主驱动器。
根据上述的构成，即使在IDLE检测信号的振幅(高电平与低电平的电位差)较小的情况下，也能够使接收的电流的大小为规定的值。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述辅助驱动器还具备插入在电源与上述预驱动器之间的降压器、和根据上述预驱动器的输出电压的大小控制上述降压器的降压量的控制电路。
根据上述的构成，抑制与上述预驱动器的电源电压的变动对应的上述预驱动器的输出电压的变动。因此，不需要为了防止构成上述主驱动器的各元件的动作条件不成立而对上述预驱动器的电源电压的变动范围施加严格的条件。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选作为生成上述偏置电流的偏置电流源，是具备由一对晶体管构成的第一电流镜电路、和与上述第一电流镜电路的输入点连接的第一直流电流源的第一偏置电流源，或者，具备由运算放大器、晶体管以及一对电阻构成的第二电流镜电路、和与上述第二电流镜电路的输入点连接的第二直流电流源的第二偏置电流源。
根据上述的构成，与不经由电流镜电路从直流电流源供给偏置电流的构成相比，能够较小地抑制输出的偏置电流的变动。
优选本实施方式所涉及的光发送器具有具备由一对晶体管构成的第一电流镜电路、和与上述第一电流镜电路的输入点连接的第一直流电流源的第一偏置电流源、以及具备由运算放大器、晶体管以及一对电阻构成的第二电流镜电路、和与上述第二电流镜电路的输入点连接的第二直流电流源的第二偏置电流源双方，在发送的数据信号为间歇信号时，使用上述第一偏置电流源作为上述偏置电流源，在发送的数据信号为连续信号时，使用上述第二偏置电流源作为上述偏置电流源。
在上述的构成中，第一偏置电流源由于即使输出点的电压变动也不对动作造成妨碍，所以既适合连续信号的发送，也适合OOB信号等间歇信号的发送。另一方面，第二偏置电流源虽然不适合间歇信号的发送，但能够使输出的偏置电流的变动比第一偏置电流源更小。因此，根据上述的构成，能够发送间歇信号以及连续信号双方，并且，在发送连续信号时能够更小地抑制输出的偏置电流的变动。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述补偿电流源具备阳极端子与钳位电源连接的二极管，基极端子与上述钳位电源连接的npn晶体管，或者，栅极端子与上述钳位电源连接的NMOS晶体管。
根据上述构成，能够通过简单的构成输出上述补偿电流源。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述补偿电流源具备与钳位电源连接的电压跟随电路、和基极端子经由上述电压跟随电路与上述钳位电源连接的npn晶体管，或者，栅极端子经由上述电压跟随电路与上述钳位电源连接的NMOS晶体管。
根据上述构成，能够通过简单的构成输出上述补偿电流源。
在本实施方式的光发送器中，优选上述发送电路具备接收与上述数据信号对应的调制电流的调制驱动器、和在上述IDLE区间接收或者放出辅助电流的辅助驱动器，上述发光元件是从偏置电流与上述调制电流的差或者和减去上述辅助电流后的驱动电流流入或者流出的发光元件，上述辅助电流的大小设定为上述IDLE区间的驱动电流的大小在上述发光元件的阈值电流以下。特别是，优选在上述发光元件是流出从上述偏置电流与上述调制电流的和减去上述辅助电流的上述驱动电流的发光元件的情况下，上述辅助驱动器在上述IDLE区间放出上述辅助电流，上述辅助电流的大小设定在上述偏置电流的大小以上。
根据上述的构成，能够在输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间的起点迅速地熄灭上述发光元件，并在输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间的终点迅速地点亮上述发光元件。特别是，从IDLE区间的起点/终点到上述发光元件的熄灭/点亮的延迟时间与通过偏置电流的切断/切断解除来熄灭/点亮上述发光元件的情况相比较短。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述辅助电流的大小设定为比上述偏置电流的大小大，上述发送电路还具备在从上述辅助电流的大小减去上述调制电流的大小后的差大于上述偏置电流的大小时，放出弥补上述偏置电流的不足的补偿电流的补偿电流源。
在不存在上述补偿电流源的情况下，在IDLE区间，偏置电流不足，所以有由于上述发送电路的输出端子的降压，而对上述调制驱动器以及上述辅助驱动器的动作造成妨碍的情况。另一方面，根据上述的构成，在IDLE区间，补偿电流弥补该不足，所以不会由于上述发送电路的输出端子的降压，而对上述调制驱动器以及上述辅助驱动器的动作造成妨碍。
此外，在连接器内置了上述光发送器的有源光缆也包含在本实施方式的范畴。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述IDLE检测电路具备确定上述数据信号的值在上述区域的下限值以上的第一区间的第一比较器、和确定上述数据信号的值在上述区域的上限值以下的第二区间的第二比较器，并检测上述第一区间与上述第二区间的共同部分作为IDLE区间。
根据上述的构成，能够正确地确定输入到上述发送器的数据信号的IDLE区间的起点以及终点，并生成在确定出的IDLE区间的起点以及终点具有边缘的IDLE检测信号。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述第一比较器通过将上述数据信号的值与基准电压进行比较，来确定上述第一区间，上述第二比较器通过将上述数据信号的反相信号的值与上述基准电压进行比较，来确定上述第二区间。
根据上述的构成，能够使基准电压源为一个。此外，上述的构成由于使用正相以及反相的数据信号来确定数据信号的IDLE区间，所以对以差动信号方式提供上述数据信号的情况较合适。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述第一比较器通过将上述数据信号的值与第一基准电压进行比较，来确定上述第一区间，上述第二比较器通过将上述数据信号的值与第二基准电压进行比较，来确定上述第二区间。
根据上述的构成，能够独立地设定上述区域的下限值以及上限值。此外，上述的构成由于使用正相或者反相的数据信号来确定数据信号的IDLE区间，所以对以单端方式提供上述数据信号的情况较合适。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述IDLE检测电路还具备获取上述第一比较器的输出与上述第二比较器的输出的逻辑积的与门。
根据上述的构成，与采用专利文献5所记载的那样的峰值保持电路的情况相比较，能够高速地生成在确定出的IDLE区间的起点以及终点具有边缘的IDLE检测信号。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述IDLE检测电路还具备使上述与门的输出平滑化的低通滤波器。
根据上述的构成，能够除去可能包含于上述AND数据生成的IDLE检测信号的逻辑切换时的尖峰噪声。
在本实施方式所涉及的光发送器中，优选上述IDLE检测电路还具备使上述与门的输出平滑化的比较器。
根据上述的构成，能够除去可能包含于上述AND数据生成的IDLE检测信号的逻辑切换时的尖峰噪声。
〔附加事项〕
本发明并不限定于上述的实施方式，在权利要求所示出的范围内能够进行各种变更。即，组合在权利要求所示的范围内适当地变更的技术手段得到的实施方式也包含于本发明的技术的范围。
例如，虽然在本实施方式中，使用辅助驱动器实现在IDLE区间使供给到发光元件的驱动电流在阈值电流以下的控制，但本发明并不限定于此。例如，在从偏置电流源输出的偏置电流减去调制驱动器接收的调制电流后的差作为驱动电流供给至发光元件的光发送器中，通过使偏置电流源以及调制驱动器的动作停止，也能够将供给到发光元件的驱动电流控制在阈值电流以下。在IDLE区间执行这样的控制的光发送器也包含于本发明的范畴。
本发明能够合适地利用于发送包含OOB模式等的数据信号的光发送器。特别是，本发明有助于适合SAS2.0、PCIe3.0等以金属线缆的使用为前提的通信标准的光发送器的实现。
符号说明
1…有源光缆，2…连接器，3…连接器，4…线缆，5…AC耦合用电容器，6…发送电路，7…LD，8…PD，9…接收电路，10…AC耦合用电容器，11…光纤，61…IDLE检测电路，62…静噪电路，63…调制驱动器，64…辅助驱动器，65…偏置电流源，66…补偿电流源，A…调制电流，B…辅助电流，C…偏置电流，D…补偿电流，E…驱动电流。