基于基片集成波导的双频圆极化天线的制作方法

本发明属于天线技术领域，涉及一种双频圆极化天线，具体涉及一种基于基片集成波导的双频圆极化天线，可应用于卫星通讯、遥感遥测等领域。

背景技术：

天线是无线通信系统的重要组成部分。无线通信的快速发展，对体积小、成本低、宽频带、高增益以及易集成的天线产生迫切需求。

天线的极化分为线极化、圆极化和椭圆极化，当椭圆的轴比等于1，椭圆极化波即是圆极化波。圆极化天线可以接收任意极化方向的线极化波，同时它发射的信号也可以由任意极化方向的线极化天线接收，并且具有旋向正交性，适用于在复杂多变的环境中应用，尤其是在航天飞行器、无线通信和雷达的极化分集、全球定位等无线电领域中得到广泛应用领域，主要解决无线信道上出现的例如法拉第效应引起的极化失配，多径效应引起的干扰等问题。圆极化天线可分为单频圆极化天线和双频圆极化天线，随着通信系统的不断升级，要求配置新的频段，这就要求适合新频段的天线，这势必会增加天线的数目。为了满足系统升级或是新频段的应用，减少天线的数目，降低天线的成本，避免同频间相关应用的互扰，双频天线的制作就成为选择手段之一。

基片集成波导(siw)是近年来兴起的一种具有高效率、高增益、易集成的新型微波传输结构，基片集成波导(siw)天线在继承了波导天线优良特性的同时又具有结构紧凑、集成度高、易于加工以及生产成本低等优点。而且，基于基片集成波导的天线在实现天线小型化中，有着非常广阔的研究前景。

例如申请公开号为cn106654591a，名称为“一种基于基片集成波导的背腔缝隙双频圆极化天线”的专利申请，公开了一种基于基片集成波导的背腔缝隙双频圆极化天线，包括：用于测试的接地共面波导(groundedcoplanarwaveguide，gcpw)与siw之间的转接结构、由siw传输线及感性窗构成的两阶匹配线路、由siw构成的近似圆形背腔以及圆形背腔正面的两个指数渐变缝隙辐射单元。该天线在两个频点实现了圆极化辐射，但是其存在的不足之处是，该天线是通过激发圆形谐振腔表面的两个指数渐变缝隙的谐振，在远场激励起所需的双频圆极化辐射，这种实现双频圆极化的方式导致了其实现的双频圆极化的阻抗带宽和轴比带宽较窄，阻抗带宽分别为1.1％和1.4％，轴比带宽分别为1.1％和1.5％，不利于天线的传输，不能很好的应用于现代的无线通信网络，因此，在实际应用中会受到一定的限制。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷，提出了一种基于基片集成波导的双频圆极化天线，用于解决现有技术中存在的天线阻抗带宽和轴比带宽较窄的技术问题。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种基于基片集成波导的双频圆极化天线，包括第一介质基板1，以及由上下布置的第二介质基板2和第三介质基板3组成的层叠结构，所述第一介质基板1固定在层叠结构的上方，该三块介质基板采用大小相同的矩形板材，其中：

所述第一介质基板1的上表面印制有金属贴片4；

所述第二介质基板2的上表面印制蚀刻有微扰槽7的两个矩形贴片6；

所述第三介质基板3的上表面印制有第一金属层8，下表面印制有第二金属层10；所述第一金属层8由位于所在板面一侧的矩形金属板81，以及另一侧的等腰梯形微带82和矩形微带83组成；所述矩形金属板81上蚀刻有与第三介质基板3一对短边的中点连线平行的矩形槽9，该矩形槽9的中心到第三介质基板3印制等腰梯形微带82和矩形微带83一侧边沿的距离为半个波导波长；所述矩形金属板81与第二金属层10之间，通过设置在第三介质基板3边沿位置的多个金属化通孔组成的基片集成波导11连接，所述矩形金属板81与第二金属层10之间，通过设置在第三介质基板3边沿位置的多个金属化通孔连接，构成基片集成波导11；

所述两个矩形贴片6中的一个贴片位于另一个贴片旋转180度的位置，旋转点位于穿过矩形槽9中心且与第三介质基板3短边中点的连线的垂直交叉点在第二介质基板2上表面的投影点位置；

所述金属贴片4的几何中心，位于两个矩形贴片6旋转点在第一介质基板1上表面的投影点位置；

所述两个矩形贴片6中的一个贴片与金属贴片4之间通过金属探针5相连，与金属贴片4的连接点位于该金属贴片4的一条对角线上且偏离对角线中心的位置。

上述基于基片集成波导的双频圆极化天线，所述金属贴片4，采用圆形金属贴片或矩形金属贴片。

上述基于基片集成波导的双频圆极化天线，矩形金属贴片，其一对对角带有切角。

上述基于基片集成波导的双频圆极化天线，所述微扰槽7，采用横向槽与纵向槽交点偏离横向槽中心的不规则的“t”型形状。

上述基于基片集成波导的双频圆极化天线，所述矩形槽9，其中心点与第三介质基板3一对短边中点的连线的距离为s0＝1.5mm～2.5mm。

上述基于基片集成波导的双频圆极化天线，所述基片集成波导11，其中的金属化通孔的直径大于等于相连金属化通孔间距的二分之一，且小于波导工作波长的十分之一。

上述基于基片集成波导的双频圆极化天线，所述等腰梯形微带82两个底中点的连线和矩形微带83两个短边中点的连线，与第三介质基板3短边中点的连线重合。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

本发明通过在设置在第三介质基板上的基片集成波导上开一矩形槽，对位于第二介质基板上表面的两个矩形贴片馈电，通过在两个矩形贴片上分别刻蚀微扰槽，引入电流微扰，进而在较宽的频带内产生圆极化波；通过在第三介质基板上印制金属贴片，且由金属探针馈电，在另一个较宽的频带内产生圆极化波，最终实现双频圆极化工作。与现有技术相比，有效提高了基于基片集成波导的双频圆极化天线的阻抗带宽和轴比带宽。

附图说明

图1是本发明实施例的整体结构示意图；

图2是本发明第三介质基板的结构示意图；

图3是本发明第二介质基板的结构示意图；

图4是本发明第一介质基板的结构示意图；

图5是本发明实施例1的反射系数仿真结果图；

图6是本发明实施例1的轴比仿真结果图；

图7是本发明实施例1在频率为10ghz下的xoz面的辐射方向图；

图8是本发明实施例1在频率为10ghz下的yoz面的辐射方向图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细描述：

实施例1，本实施例矩形槽9的中心点与第三介质基板3一对短边中点的连线的距离s0＝2mm。

参考图1，一种基于基片集成波导的双频圆极化天线，包括第一介质基板1，以及由上下布置的第二介质基板2和第三介质基板3组成的层叠结构，所述第一介质基板1固定在层叠结构的上方，从上到下三块介质基板采用大小相同厚度分别为0.8mm，1.2mm和0.575mm的矩形板材，其长为28mm，宽为17mm，这些介质基板采用介电常数为2.2，损耗角正切为0.0009的rogers5880材料。

所述第三介质基板3的上表面印制有第一金属层8，下表面印制有第二金属层10；所述第一金属层8由位于所在板面一侧的矩形金属板81，以及另一侧的等腰梯形微带82和矩形微带83组成；所述矩形金属板81上蚀刻有与第三介质基板3一对短边的中点连线平行的矩形槽9，该矩形槽的长为9.2mm，宽为0.575mm，且该矩形槽9的中心到第三介质基板3印制等腰梯形微带82和矩形微带83一侧边沿的距离为半个波导波长；所述矩形金属板81与第二金属层10之间，通过设置在第三介质基板3边沿位置的多个金属化通孔连接，构成基片集成波导11。

所述第二介质基板2的上表面印制蚀刻有微扰槽7的两个矩形贴片6，该两个矩形贴片6中的一个贴片位于另一个贴片旋转180度的位置，旋转点位于穿过矩形槽9中心且与第三介质基板3短边中点的连线的垂直交叉点在第二介质基板2上表面的投影点位置。

所述第一介质基板1的上表面印制有金属贴片4，该金属贴片4的几何中心，位于两个矩形贴片6旋转点在第一介质基板1上表面的投影点位置。

所述矩形贴片6通过金属探针5与金属贴片4相连，与金属贴片4的连接点位于该金属贴片4的一条对角线上且偏离对角线中心的位置，所述金属探针的长度为3.8mm。

参考图2，所述第三介质基板3上表面的矩形金属板81长为l1＝18.8mm，宽为17mm，其下表面的第二金属层10的长为28mm，宽为17mm，第三介质基板3的边沿位置设置有由多个金属化通孔、矩形金属板81和第二金属层10构成的基片集成波导11，每个金属化通孔的直径为d＝0.98mm，相连金属化通孔间距为p＝1.47mm，基片集成波导的宽度为a＝13.69mm；所述等腰梯形微带82上底为c2＝0.46mm，下底为tw＝6.9mm，高为tl＝2.3mm；所述矩形微带83长为c3＝6.9mm，宽为c2＝0.46mm。

参考图3，所述第二介质基板2上表面印制蚀刻有微扰槽7的两个矩形贴片6，所述矩形贴片6的长为ll1＝6.9mm，宽为ll2＝5.75mm，两个矩形贴片6之间的距离为s＝1.15mm，所述微扰槽7采用横向槽与纵向槽交点偏离横向槽中心的不规则的“t”型形状，其中横向槽的长为wl2＝5.75mm，宽为wl1＝1.15mm，纵向槽的长为g＝1mm，宽为g1＝0.8mm；两个矩形贴片6上存在一点与金属探针5相连，该点所在的矩形贴片6位于金属贴片4上与金属探针5相连点的同侧。

参考图4，所述第一介质基板1的上表面印制有金属贴片4，该金属贴片4的长为w1＝6mm，宽为l1＝6mm，所述金属贴片4的一对对角带有切角，该对对角连线与微扰槽7的纵向槽的短边平行，且切角的直角边长为d1＝1.5mm，金属贴片4上有一点与金属探针5相连，该点位于金属贴片4上的未设置有切角的一条对角线上，该对角线且偏离对角线中心的距离为fx＝1.8mm。

实施例2，本实施例与实施例1的结构相同，仅对如下参数作了调整：

矩形槽9的中心点与第三介质基板3一对短边中点的连线的距离s0＝1.5mm。

实施例3，本实施例与实施例1的结构相同，仅对如下参数作了调整：

矩形槽9的中心点与第三介质基板3一对短边中点的连线的距离s0＝2.5mm。

本发明的效果可结合仿真结果作进一步说明：

1、仿真内容

1.1利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例1中反射系数进行仿真计算，结果如图5所示。

1.2利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例1中轴比进行仿真计算，结果如图6所示。

1.3利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例1中xoz面的辐射方向图进行仿真计算，结果如图7所示。

1.4利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例1中yoz面的辐射方向图进行仿真计算，结果如图8所示。

2、仿真结果

参照图5，以s11<-10db为标准，天线在低频段的10-db回波损耗带宽为6％(9.68ghz–10.28ghz)，高频段10-db回波损耗带宽为3％(10.79ghz–11.12ghz)，表明该天线实现了双频工作，且阻抗带宽较宽。

参照图6，以ar<3db为标准，天线在低频段的3-db轴比带宽为4.5％(9.93ghz–10.40ghz)，高频段3-db轴比带宽为1.8％(10.76ghz–10.96ghz)，因此本发明的天线在两个频段上都实现了圆极化，且轴比特性较好。

参照图7，所述在频率为10ghz下的xoz面的辐射方向图，从图中可以看出天线辐射左旋圆极化波，在theta＝0°时，主极化增益为7.48db，且相应的右旋圆极化增益很低，因此本设计具有很好的圆极化纯度。

参照图8，所述在频率为10ghz下的yoz面的辐射方向图，从图中可以看出天线辐射左旋圆极化波，在theta＝0°时，主极化增益为7.48db，且相应的右旋圆极化增益很低，因此本设计具有很好的圆极化纯度。

以上是对本发明的一个具体实施例，不构成对本发明的任何限制，显然对于本领域的专业人员来说，再了解接本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理和结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求和保护范围内。