不对称开路双支节并联谐振器及带通滤波器及设计方法与流程

本发明涉及电子信息技术领域，具体地，涉及一种不对称开路双支节并联谐振器及带通滤波器及设计方法。

背景技术：

在现代无线电子系统中，高频滤波器是必不可少是前端部件。射频前端滤波器主要用于使有用信号近似无损耗地通过，而让无用或干扰信号最大程度地衰减。因此，提高滤波器的频率选择性非常重要，尤其是通带到阻带边缘的衰减能力特别关键。上述问题已经成为微波滤波器研究的主题。其中，具有传输零点响应的带通滤波器因其具有较高的频率选择性，因而在现代无线通信系统中广泛应用。常见的并联支节单元由长度为λg/2的开路谐振器直接与主传输线相连，如图1所示，图1中，z1、θ1分别是开路单支节a的特征阻抗和电长度，而w1、l1则分别是单支节a对应的宽度和长度。ya是单支节a的输入导纳。然后，若干与主传输线并联的支节单元通过长度为λg/4的传输线单元依次级联，最后获得所需的频率响应。该类带通滤波器的电气模型如图2所示，图2中，l1a，l1b分别是两个开路支节的长度，yia和yib(i＝1，2，…，n)分别是对应开路支节的特征导纳；l1,2，…，ln-1,n分别是主传输线上各个级联单元的长度，yi,i+1(i＝1，2，…，n-1)则是主传输线上各个级联单元的特征导纳；y0是分支线滤波器输入和输出端口的特征导纳。其特点如下：(1)每个并联开路支节的长度(＝l1a+l1b)均等于λg/2、其特征导纳记为yia和yib(i＝1，2，…，n)；(2)主传输线上每个级联单元的长度相等(即l1,2＝…＝ln-1,n＝λg/4)、其特征导纳记为yi,i+1(i＝1，2，…，n-1)；(3)输入和输出端口的特征导纳记为y0。虽然传统的开路支节线滤波器能够获得传输零点，但也只能得到两个传输零点(分别位于f0/2和3f0/2附近)。而且，这类滤波器存在尺寸较大的缺陷，特别是当滤波器的阶数较高时电路尺寸更大。

在传统的开路单支节并联带通滤波器中，为了获得高选择性的带通响应，通常需要高阶(比如，5阶及以上)低通原型结构。这样一来，传输线滤波器需要多个四分之一导波波长的级联单元进行连接。因此，电路沿主传输线方向的近似长度将为(n-1)λg0/4。很显然，随着并联支节数n的增加，最终得到的滤波器几何尺寸将显著增加。

传统的支节线滤波器只能获得两个传输零点，而且分布在通带中心频率f0的f0/2和3f0/2处。由此可见，该类滤波器带外抑制性能不理想，特别是通带边缘的衰减有限，导致滤波器的频率选择性很差。而且，一旦滤波器的工作频率确定了，则其传输零点不可调。因此，传统的支节线滤波器不能对传输零点进行独立控制，这给电路设计带来不便。

技术实现要素：

基于上述滤波器存在尺寸较大、传输零点数有限且不能独立调控零点位置缺陷，本发明提出了具有电气连接传输线的并行不对称双支节滤波器，不仅独立调控传输零点的位置，而且可以获得更多的传输零点；同时，双支节滤波器只需较少的阶数即可获得比传统单支节滤波器更好的性能；因此，双支节滤波器可以有效地减少电路尺寸；综上所述，本发明能够有效解决传统单支节并联滤波器尺寸较大以及频率选择性较差缺点和不足。

为实现上述发明目的，本申请提供了一种不对称开路双支节并联谐振器，所述谐振器包括：

两个互相平行的开路导体，2个开路导体的长度和宽度均不相同，开路导体对应开路支节，两个开路支节去耦合组成所述谐振器。

本申请还提供了一种不对称双支节带通滤波器，所述带通滤波器包括：

主传输线、若干修正不对称双支节；若干修正不对称双支节均并联在主传输线上，所述修正不对称双支节包括：2个开路导体、电气连接传输线；其中，两个开路导体互相平行，两个开路导体的长度和宽度均不相同，两个开路导体的一端均开路，两个开路导体的另一端均通过电气连接传输线与主传输线连接。

通常，在并联单支节与主传输线单元级联的结构中，由于需要较高的阶数，因此，该类滤波器的几何尺寸较大。而且，该类滤波器的tzs(transmissionzero，传输零点)个数少，只分布在f0/2和3f0/2(f0是带通滤波器的中心频率)附近。此外，该类tzs的位置也不容易调整。因此，该类开路支节线滤波器的频率选择性较差，且传输零点的位置难以控制。本发明从新的设计角度出发，首先由不对称的开路导体构造并行双支节(即，两个支节的长度和宽度均不相等)，然后通过引入电气连接传输线获得修正不对称双支节，最后再与主传输线并联。这种电路结构和设计方法有效的解决了传统开路单支节并联滤波器存在的问题。由于不对称双支节引入了更多的可调参数，因而电路的设计更灵活。基于这种不对称结构的滤波器，不仅能够降低电路的阶数(本发明提出的滤波器只有两阶)使其小型化，而且因为产生了多个传输零点(multi-transmissionzeros，记为mtzs)使得滤波器的频率选择性得到改善。此外，通过去耦合配置，最大程度地降低并行双支节之间的相互影响，从而使得滤波器的设计更加简单。

进一步的，2个开路导体通过去耦合组成不对称双支节并联谐振器。

进一步的，所述带通滤波器还包括：所述带通滤波器还包括：介质基片、腔体；开路导体设置在介质基片上，开路导体及其附着的介质基片均设置在腔体内。

进一步的，并行的开路导体与短路导体之间的间距为s0，s0的范围是大于等于0.5mm。

进一步的，修正不对称双支节的谐振方程包括：

修正不对称双支节d的输入导纳yid可由如下公式近似表示，

由此可以得到修正不对称双支节d的近似谐振方程，

y1tanθ1+y2tanθ2+yctanθc＝0(1.2)。

其中，y1、y2、θ1、θ2分别是两个开路支节的特征导纳和电长度；zc、yc、θc分别是电气连接传输线的特征阻抗、特征导纳和电长度，j为虚部单位。

进一步的，不对称双支节带通滤波器的设计方程包括：

修正不对称双支节d1的输入导纳如下：

由此可以得到修正不对称双支节d1的谐振方程：

y1tanθ1+y2tanθ2+yctanθc1＝0(1.4)

其中，yd1修正不对称双支节d1的输入导纳；θ1、θ2分别是修正不对称双支节d1两个开路支节的电长度，θc1是其电气连接传输线的电长度；

同理，可以得到修正不对称双支节d2的输入导纳如下：

由此可以得到修正不对称双支节d2的谐振方程：

y1tanθ1+y2tanθ2+yctanθc2＝0(1.6)

其中，yd2修正不对称双支节d2的输入导纳；θ3、θ4分别是修正不对称双支节d2两个开路支节的电长度，θc2是其电气连接传输线的电长度；

因此，整个滤波器的级联矩阵方程[abcd]t可由如下公式给出：

[abcd]t＝[abcd]d1×[abcd]m×[abcd]d2(1.7)

其中,

主传输线级联单元的级联矩阵[abcd]m由如下方程给出：

由上述abcd矩阵可以得到该滤波器的传输系数，即s21：

其中，[abcd]d1、[abcd]d2分别是修正不对称双支节d1和d2的级联矩阵，zm、ym、θm分别是主传输线的特征阻抗、特征导纳和电长度，a、b、c和d分别是总级联矩阵的各个分量，z0是滤波器的系统阻抗。

进一步的，若干修正不对称双支节均位于主传输线的同一侧。

本申请还提供了一种不对称双支节带通滤波器的设计方法，所述不对称双支节带通滤波器为所述的不对称双支节带通滤波器，所述设计方法包括：

步骤1：确定并行开路导体与短路导体之间的间距s0，开路导体与短路导体长度和宽度均不相同；

步骤2：判断开路支节与短路支节是否成功去耦合，若是则执行步骤3，若否则继续执行步骤1；

步骤3：编程计算获得谐振器几何尺寸的初值，电磁仿真软件优化滤波器的传输系数参数，利用预设方程(即方程组1.1-1.10)综合优化滤波器的电路尺寸；

步骤4：判断滤波器的传输系数参数是否满足设计指标；若满足，则进行步骤5，若不满足则返回步骤3；

步骤5：基于步骤3获得的不对称双支节带通滤波器参数，进行带通滤波器pcb制作，并进行电路测试。

本申请提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

(1)两个开路导体通过并行方式位于主传输线的同一侧，因此比两个开路导体分别置于主传输线的两侧更紧凑，从而使谐振器尺寸大大减少；

(2)两个开路导体通过去耦合方式并联，因此处理这类双支节的方法仍然类似于两个独立的导体，因而使得电路设计更简单；

(3)两个开路导体通过电气连接传输线构成修正双支节谐振器，由于增加了双支节的自由变量，所以电路设计更灵活性；

(4)两个开路导体及其不对称性以及电气连接传输线可以独立控制传输零点位置，由于这些控制参数是独立的，因而增加了滤波器设计的可调性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定；

图1是传统的半波长开路并联单支节与主传输线的电气连接示意图；

图2是传统的半波长开路支节带通滤波器电气模型示意图；

图3是不对称双支节拓扑结构示意图；

图4是修正不对称双支节的电气模型示意图；

图5是基于修正不对称双支节d的带通滤波器拓扑示意图；

图6是修正不对称双支节二阶滤波器五个传输零点的产生机理示意图；

图7是修正不对称双支节带通滤波器的设计流程示意图；

图8是修正不对称双支节二阶带通滤波器的pcb版图；

图9是修正不对称双支节二阶带通滤波器的传输响应示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在相互不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述范围内的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

本发明提出的开路双支节并联谐振器(dual-stubparallelresonator，记为dspr)是一个非常方便的解决方案，因为它们允许控制一个带通两侧的两个衰减频带。dspr是由两个并行的不对称开路支节通过去耦合组成，拓扑结构如图3所示，图3中，yic是不对称双支节的输入导纳；z1、z2分别是两个开路支节的特征阻抗，θ1、θ2分别是两个开路支节的电长度；w1、w2分别是两个开路支节的宽度，l1、l2分别是两个开路支节的长度，s0是两个开路导体之间的间距。z0是主传输线上输入和输出端口的特征阻抗。这两个相同终端负载的并行支节都会产生各自关于基本谐振条件的传输零点，因而形成两个不同的高低频段阻带。这样，基于上述较低和较高的传输零点可以获得带通响应。根据可用参数的数量和每个阻带结构的初始特性，dspr允许独立控制以下参数：(1)通带内的一个极点；(2)低阻带中的一个传输零点；(3)高阻带中的一个传输零点。

为了获得更好的电气性能，以及为了更好地调控传输零点的位置以增加设计灵活性，本发明在dspr基础上引入电气连接传输线，得到修正不对称双支节(modifiedasymmetricaldual-stub,mads)，其电气模型如图4所示。

为了便于独立调控传输零点做如下假设：并行双支节的间距s0应该足够大，以便两个导体谐振器去耦合。这样对双支节传输性能的影响几乎可以忽略不计，从而将双支节视为两个独立的谐振器进行考虑。

修正不对称双支节d的谐振方程：

本小节提出的修正不对称双支节如图4所示，图4中，yic是不对称双支节的输入导纳，yid是修正不对称双支节的输入导纳；z1、z2分别是两个开路支节的特征阻抗，θ1、θ2分别是两个开路支节的电长度，zc、θc分别是电气连接传输线的特征阻抗和电长度；w1、w2分别是两个开路支节的宽度，l1、l2分别是两个开路支节的长度，wc、lc分别是电气连接传输线的宽度和长度。由于双支节不对称，因此，这里的两个导体宽度和长度均不相等。首先，通过全波电磁场仿真来认识这样一个事实：当两个单导体开路谐振器的间距s0增加到一定距离时，两个开路支节之间的耦合效应在滤波器最初的设计中可以忽略不计。由此图可见，当两个开路支节之间的间距s0大于0.5mm之后，其传输响应几乎不变。

基于上述对双支节去耦合的合理性假设，在推导修正不对称双支节的特性参数时可以将两个平行并联的开路支节作为去耦合处理，即视为两个独立的单导体开路支节。因此，图4所示修正不对称双支节d的输入导纳yid可由如下公式近似表示，

由此可以得到修正不对称双支节d的近似谐振方程，

y1tanθ1+y2tanθ2+yctanθc＝0(1.2)

滤波器的近似设计方程：

根据修正不对称双支节d，能够设计一种多个传输零点的wcdma(widebandcodedivisionmultipleaccess，宽频码分多址)带通滤波器。本发明提出的滤波器拓扑结构如图5所示，图5中，yic1、yic2分别是不对称双支节c1和c2的输入导纳，yid1、yid2分别是修正不对称双支节d1和d2的输入导纳；z1、z2分别是两个开路支节的特征阻抗，θ1、θ2、θ3、θ4分别是四个开路支节的电长度，zc、θc1、θc2分别是电气连接传输线的特征阻抗和电长度；w1、w2分别是两个开路支节的宽度，l1、l2、l3、l4分别是四个开路支节的长度，wc、lc1、lc2分别是电气连接传输线的宽度和长度；zm，θm则是主传输线上级联单元的特征阻抗和电长度，wm，lm则是主传输线上级联单元的宽度和长度。结合上述修正不对称双支节方程(1.1)，可以推导出该滤波器的近似传输方程。

首先，修正不对称双支节d1的近似输入导纳如下，

由此可以得到修正不对称双支节d1的近似谐振方程，

y1tanθ1+y2tanθ2+yctanθc1＝0(1.3)

同理，可以得到修正不对称双支节d2的近似输入导纳如下，

由此可以得到修正不对称双支节d2的近似谐振方程，

y1tanθ1+y2tanθ2+yctanθc2＝0(1.5)

因此，整个滤波器的级联矩阵方程可由如下公式近似给出，

[abcd]t＝[abcd]d1×[abcd]m×[abcd]d2(1.6)

其中,

由上述abcd矩阵可以得到该滤波器的传输系数，即s21

当上述表达式的分母为无穷大时，滤波器的频率响应有传输零点。整理该分母表达式，然后分情况进行讨论产生传输零点的各种条件。

多传输零点的产生机理：

根据该滤波器的电气拓扑以及上述近似设计方程，可以定性分析出滤波器五个传输零点的工作原理，如图6所示。修正不对称双支节d1在感兴趣的频率范围(从1ghz到4ghz)内，将产生三个传输零点，即fz1、fz3和fz5。其中，fz1由长度为l1所在的开路支节基波频率产生，而fz5则是fz1的第二次谐波；fz3则是由长度为l2所在的开路支节基波频率产生；而修正不对称双支节d2在感兴趣的频率范围(从1ghz到4ghz)内，将产生两个传输零点，即fz2、fz4。其中，fz2由修正不对称双支节d2中长度为l3所在的开路支节基波频率产生，而fz4则是由长度为l4所在的开路支节基波频率产生。然后，修正不对称双支节d1和d2通过主传输线lm级联构造wcdma滤波器。这样一来，提出的滤波器也将产生五个传输零点，并保持与新型修正不对称双支节d1和d2产生的零点相同，但对其传输幅度重新进行了叠加，以满足滤波器设计指标要求。

修正不对称双支节的二阶滤波器实现：

本发明提出的滤波器应用于wcdma系统，工作频率为2.0ghz。基于修正不对称双支节的二阶带通滤波器设计流程如图7所示，其基本步骤可以概括如下：(1)通过计算或电路分析，确定并行双支节去耦合的最小间距s0；(2)结合滤波器综合公式(1.1)-(1.9)，利用计算机辅助设计软件确定电路参数的初值，再利用电磁仿真软件优化几何尺寸；(3)满足滤波器技术指标后，制作pcb(printedcircuitboard，印刷电路板)并对电路进行测试。

根据上述滤波器多个传输零点产生机理及电路设计流程，结合滤波器设计指标，得到该滤波器的pcb布线及几何尺寸，如图8所示，图8中，lsi(i＝1,2,3,4)分别是第i个开路导体的长度，ws1、ws2分别是不对称双支节中两个开路导体的宽度，gs是不对称双支节中两个开路导体之间的间距，lms、wms分别是电气连接传输线的长度和宽度，wm和lm分别是主传输线级联单元的宽度和长度。整个滤波器的传输响应如图9所示。由此可见，该滤波器的电气参数如下：中心频率2.03ghz，带内最小插入损耗在1.88ghz处为1.1db，3-db分数带宽(fbw)32.5％。特别地，该滤波器表现出很好的频率选择性，在上、下阻带总共产生了五个传输零点，它们分别位于1.24ghz、1.36ghz、2.88ghz、3.54ghz以及3.78ghz处，对应的衰减分别为-48.5db、-51.8db、-43.9db、-37.5db和-41.1db。由于基于传统单支节并联的支节线滤波器只有两个传输零点，因此，本发明提出的滤波器结构和设计方法能够显著改善带通滤波器的性能。

最终实现的滤波器有效尺寸为0.45λg×0.24λg。其中，λg为滤波器中心频率处的导波波长。由于基于传统单支节并联的五阶滤波器几何尺寸近似为1.0λg×0.5λg。因此，本发明提出的修正对称双支节带通滤波器结构更加紧凑。

本发明中所述并行的双支节去耦合连接方法。通过这个方法不仅可以增加传输零点的个数、单独改变并行支节长度来实现传输零点的独立控制，而且因为两个支节并没有上下两边放置而使得电路结构仍然非常紧凑。

本发明中所述构建可调谐双支节的方法。通过对开路单支节引入并行的另一个不对称开路支节以增加传输零点的个数，然后与一个满足电气连接的传输线级联。这样进一步增加了控制传输零点位置的灵活性。

本发明中所述带通滤波器结构。本发明提出的开路双支节是不对称的，因此增加了独立变量的个数，进而增加了滤波器的传输零点个数。

本发明提出的一种新型微带带通滤波器的设计方法。这个方法形成多个传输零点的方式简单有效，设计相对简便，而且零点位置可以通过开路支节以及电气连接传输线的长度来独立控制，因而容易调整零点。同时，与传统的支节线带通滤波器相比，整个滤波电路的尺寸更加紧凑。

本发明中利用并联支节实现传输零点的带通滤波响应，有多种实现方式。目前传统的方法是利用半波长的开路单支节并联在主传输线上，然后再通过四分之一导波波长的主传输线级联单元串接而成。但是，这种结构对于高阶滤波器而言往往尺寸较大、传输零点个数少，而且设计过程比较复杂和繁琐。上述方法在传输零点位置的调谐上并不方便和灵活，仅能通过支节线长度来实现。上述结构和方法的不足正是本发明所要解决的问题。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。