雷达的制作方法

技术领域

本公开涉及一种雷达。

背景技术：

在线上或者面上排列有1个或者多个天线元件(有时也称为“辐射元件”。)的天线装置被用于各种各样的用途，例如雷达和通信系统。为了从天线装置辐射电磁波，需要从生成电磁波的电路向天线元件提供电磁波(例如高频信号波)。电磁波的提供经由波导路进行。波导路也用于将由天线元件接收到的电磁波发送给接收电路。

以往，为了向天线元件供电大多使用微带线路。但是，在发送或者接收的电磁波的频率是例如超过30吉赫(GHz)的高频率的情况下，微带线路的电介质损失变大，天线的效率低下。因此，在这样高频区域中，替代微带线路的波导路变得必要。

如果使用中空波导管替代微带线路来向各个天线元件进行供电的话，即使在超过30GHz的频率区域中也能够降低损失。中空波导管是具有圆形或者方形截面的金属制管。在波导管内部形成与管的形状和大小相对应的电磁场模式。因此，电磁波能够以特定的电磁场模式在管内传播。由于管的内部是中空的，因此，即使要传播的电磁波的频率变高也不会产生电介质损失的问题。利用了中空波导管的天线装置被例如专利文献1所公开。

另一方面，具有人工磁导体的波导结构的例子被专利文献2至4以及非专利文献1和2所公开。人工磁导体是人工实现在自然界不存在的理想磁导体(PMC:Perfect Magnetic Conductor)的性质的结构体。理想磁导体具有“表面上的磁场的切线成分为零”这一性质。这是与理想电导体(PEC:Perfect Electric Conductor)的性质、即，“表面上的电场的切线成分为零”这一性质相反的性质。虽然在自然界不存在理想磁导体，但是利用例如多个导电性杆的排列那样的人工结构而能够实现理想磁导体。人工磁导体在由该结构决定的特定的频带中作为理想磁导体发挥作用。人工磁导体对具有特定的频带(传播阻止频带)所包含的频率的电磁波沿着人工磁导体的表面传播进行抑制或者阻止。因此，人工磁导体的表面有时被称为高阻抗面。

在专利文献2至4以及非专利文献1和2所公开的波导路装置中，利用在行以及列方向上排列的多个导电性杆实现了人工磁导体。这样的杆有时也被称为柱或者销。这些波导路装置的每1个作为整体具有对置的一对导电板。1个导电板具有向另1个导电板侧突出的脊和位于脊的两侧的人工磁导体。脊的上表面(具有导电性的面)隔着间隙与另1个导电板的导电性表面对置。具有人工磁导体的传播阻止频带所包含的波长的电磁波在该导电性表面与脊的上表面之间的空间(间隙)中沿着脊传播。

现有技术文献

专利文献1：美国专利第9136605号说明书

专利文献2：国际公开第2010/050122号

专利文献3：美国专利第8803638号说明书

专利文献4：欧州专利申请公开第1331688号说明书

非专利文献1：H.Kirino and K.Ogawa,"A 76GHz Multi-Layered Phased Array Antenna using a Non-Metal Contact Metamaterial Wavegude",IEEE Transaction on Antenna and Propagation,Vol.60,No.2,pp.840-853,February,2012

非专利文献2：A.Uz.Zaman and P.-S.Kildal,"Ku Band Linear Slot-Array in Ridge Gapwaveguide Technology,EUCAP 2013,7th European Conference on Antenna and Propagation

技术实现要素：

在雷达中，提出了提高其性能并且能够更加自由地对结构要素进行配置的要求。

本公开的1个方式的雷达具有：

阵列天线装置；以及

与所述阵列天线装置连接的微波集成电路，

所述阵列天线装置具有：

第1导电部件，该第1导电部件具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，

所述第1导电部件具有沿着第1方向排列的多个缝隙，

所述第1导电部件的所述第1导电性表面具有规定了与所述多个缝隙分别连通的多个喇叭的形状，

所述多个缝隙各自的E面位于同一平面上或者位于方向一致的多个平面上，

所述多个缝隙包括相邻的第1缝隙和第2缝隙，

所述多个喇叭包括与所述第1缝隙连通的第1喇叭和与所述第2缝隙连通的第2喇叭，

在所述第1喇叭的E面截面上，从所述第1缝隙的一个边缘到所述第1喇叭的开口面的一个边缘为止的沿着所述第1喇叭的内壁面的长度比从所述第1缝隙的另一个边缘到所述第1喇叭的所述开口面的另一个边缘为止的沿着所述第1喇叭的所述内壁面的长度长，

在所述第2喇叭的E面截面上，从所述第2缝隙的一个边缘到所述第2喇叭的开口面的一个边缘为止的沿着所述第2喇叭的内壁面的长度小于等于从所述第2缝隙的另一个边缘到所述第2喇叭的所述开口面的另一个边缘为止的沿着所述第2喇叭的所述内壁面的长度，

通过所述第1缝隙的中心和所述第1喇叭的所述开口面的中心的轴的方向与通过所述第2缝隙的中心和所述第2喇叭的所述开口面的中心的轴的方向不同。

本公开的其他方式的雷达具有：

阵列天线装置；以及

与所述阵列天线装置连接的微波集成电路，

所述阵列天线装置具有：

第1导电部件，该第1导电部件具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，

所述第1导电部件具有沿着第1方向排列的多个缝隙，

所述第1导电部件的所述第1导电性表面具有规定了与所述多个缝隙分别连通的多个喇叭的形状，

所述多个缝隙各自的E面位于同一平面上或者位于方向一致的多个平面上，

所述多个喇叭包括沿着所述第1方向排列的第1喇叭、第2喇叭以及第3喇叭，

在向分别与第1至第3喇叭连通的第1至第3缝隙提供了电磁波时，

从所述第1至第3喇叭分别辐射的3个主瓣彼此重叠，

所述3个主瓣的中心轴的方位彼此不同，

所述3个主瓣的所述中心轴的方位之差比所述3个主瓣各自的宽度小。

根据本公开的实施方式，在雷达中，能够提高其性能并且更加自由地配置结构要素。

附图说明

图1是示意性示出波导路装置所具有的基本结构的非限定性的例子的立体图。

图2A是示意性示出波导路装置100的与XZ面平行的截面的结构的图。

图2B是示意性示出波导路装置100的与XZ面平行的截面的其他结构的图。

图3是为了容易理解而示意性示出处于极度分离导电部件110与导电部件120之间的间隔的状态下的波导路装置100的立体图。

图4是示出图2A所示的结构中的各个部件的尺寸的范围的例子的图。

图5A示意性示出在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中的宽度狭窄的空间中传播的电磁波。

图5B是示意性示出中空波导管130的截面的图。

图5C是示出在导电部件120上设置有2个波导部件122的方式的截面图。

图5D是示意性示出排列配置了2个中空波导管130的波导路装置的截面的图。

图6是示意性示出缝隙阵列天线装置300的结构的一部分的立体图。

图7是示意性示出图6所示的缝隙阵列天线装置300的、通过在X方向上排列的2个缝隙112的中心且与XZ面平行的截面的一部分的图。

图8是示意性示出缝隙阵列天线装置300的结构的立体图。

图9是示意性示出图8所示的缝隙阵列天线装置300的、通过在X方向上排列的3个缝隙112的中心且与XZ面平行的截面的一部分的图。

图10是为了容易理解而示意性示出处于极度分离第1导电部件110与第2导电部件120之间的间隔的状态下的缝隙阵列天线装置300的立体图。

图11是示出图9所示的结构中的各个部件的尺寸的范围的例子的图。

图12是示意性示出针对每个缝隙112具有喇叭114的缝隙阵列天线装置的结构的一部分的立体图。

图13A是从Z方向观察图12所示的阵列天线装置的俯视图。

图13B是图13A的沿着C－C线截面图。

图13C是示出第1波导路装置100a中的波导部件122U的平面布局的图。

图13D是示出第2波导路装置100b中的波导部件122L的平面布局的图。

图14A是示出变形例中的多个喇叭114的结构的俯视图。

图14B是沿着图14A中的D－D线的截面图。

图15是示出具有喇叭114的缝隙阵列天线装置的例子的立体图，该喇叭114具有倾斜的平面状的侧壁。

图16示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的沿着波导部件122U、122L的截面。

图17是示出本实施方式中的第2导电部件120的一部分的平面图。

图18是示出波导部件122U与端口145U的耦合部分的立体图。

图19是示出设置有用于缩短波长的凹凸的第2波导部件122U的例子的立体图。

图20是示出阻抗匹配结构123的变形例的立体图。

图21A是示出端口145U中的阻抗匹配结构的其他例子的图。

图21B是示出端口145U中的阻抗匹配结构的另一其他例子的图。

图21C是示出端口145U中的阻抗匹配结构的另一其他例子的图。

图22A是示出端口145U的形状例的平面图。

图22B-a、图22B-b、图22B-c、图22B-d是用于对端口或者缝隙的截面形状的例子进行更加详细的说明的图。

图23A是示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的基本结构的截面图。

图23B是示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的基本结构的其他例子的截面图。

图23C是示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的基本结构的另一其他例子的截面图。

图24是示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的截面的图。

图25示出位于图24的阵列天线装置的第1导电部件110的正面侧的第1导电性表面110b的平面形状、第1导电部件110的沿着A－A线的截面和沿着B－B线的截面。

图26示出位于图24的阵列天线装置的第2导电部件120的正面侧的第3导电性表面120a的平面形状、第2导电部件120的沿着A－A线的截面和沿着B－B的线截面。

图27示出位于图24的阵列天线装置的第3导电部件140的正面侧的第5导电性表面140a的平面形状、第3导电部件140的沿着A－A线的截面和沿着B－B线的截面。

图28是示出第4导电部件160的结构例的图。

图29是示出实施方式2中的阵列天线装置的变形例中的第1导电部件110的正面侧的形状的平面图。

图30是示出第1导电部件110的正面侧的形状的立体图。

图31是示出变形例中的第2导电部件120的正面侧的形状的立体图。

图32A是示出沿着图29中的A－A线截面(E面截面)的结构的图。

图32B是放大示出多个喇叭114中的第1以及第2喇叭114A、114B的部分的图。

图32C是示意性示出从相邻排列的3个喇叭114A、114B、114C辐射的电磁波的方位的图。

图33A是示出1列天线阵列的结构例的平面图。

图33B是示出模拟器中使用的导电部件110、120的结构和尺寸的截面图。

图33C是示出模拟结果的图。

图33D是示出6个喇叭114的形状全部是对称形状的结构例的图。

图33E是示出图33D所示的例子中的模拟结果的图。

图34A是示出多个缝隙112的排列方向为与E面交叉的方向的例子的平面图。

图34B是示出多个缝隙112的排列方向为与E面交叉的方向的其他例子的平面图。

图34C是示出导电部件110由分割开的多个部分构成的例子的图。

图35A是示出利用了中空波导管的天线阵列的结构例的平面图。

图35B是示出沿着图35A中的B－B线的截面的图。

图35C是示出沿着图35A中的C－C线的截面的图。

图35D是示出另外其他的变形例的平面图。

图36A是示出另外其他的变形例的平面图。

图36B是示出沿着图36A中的B－B线的截面的图。

图37A是示出图27所示那样的第3导电部件140的端口145L处的阻抗匹配结构的一个例子的立体图。

图37B是示意性示出图37A所示的端口145L和阻塞结构150的截面的图。

图38A是示出实施方式3的变形例中的阻抗匹配结构的立体图。

图38B是示意性示出图38A所示的端口145L和阻塞结构150的截面的图。

图39A是示出实施方式3的其他变形例中的阻抗匹配结构的立体图。

图39B是示意性示出图39A所示的端口145L和阻塞结构150的截面的图。

图40A是示出实施方式3的另外其他的变形例中的阻抗匹配结构的立体图。

图40B示意性示出图40A所示的端口145L和阻塞结构150的截面的图。

图41是示出具有实施方式3的阻抗匹配结构的具体结构例的立体图。

图42是示出具有实施方式3的阻抗匹配结构的其他具体结构例的立体图。

图43A是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43B是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43C是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近结构的例子进行说明的图。

图43D是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43E是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43F是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43G是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43H是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图43I是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44A是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44B是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44C是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44D是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44E是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44F是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图44G是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图45A是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图45B是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图45C是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图45D是用于对实施方式3中的阻塞结构和端口145附近的结构的例子进行说明的图。

图46A是示意性示出实施方式4中的第3导电部件140(分配层)的结构的平面图。

图46B是示出实施方式4中的第2导电部件120(激励层)的结构的平面图。

图46C是示出实施方式4中的第1导电部件110的结构的平面图。

图47是示出实施方式4的变形例的立体图。

图48A是放大示出图47所示的波导部件122L的一部分的图。

图48B是用于对阻抗变换部122i1、122i2的尺寸进行说明的图。

图49是示出实施方式5中的第4导电部件160的一部分的结构的立体图。

图50A示出本实施方式6的具有纵横比不是1的导电性杆170a1和170a2的第2导电部件120。

图50B是示意性示出高密度导电性杆组170a、171a、172a以及标准导电性杆组170b和171b的俯视图。

图51A示出各自的两侧被2列导电性杆组包围的2个波导部件122L－c和122L－d。

图51B是示意性示出本实施方式的导电性杆的尺寸和配置的俯视图。

图52是例示的阵列天线装置1000的斜视立体图。

图53是阵列天线装置1000的侧视图。

图54A示出作为辐射层的第1导电部件110。

图54B示出作为激励层的第2导电部件120。

图54C示出作为分配层的第3导电部件140。

图54D示出作为连接层的第4导电部件160。

图55A是示出只有波导部件122的上表面即波导面122a具有导电性、波导部件122的除波导面122a以外的部分不具有导电性的结构的例子的截面图。

图55B是示出波导部件122没有形成在第2导电部件120上的变形例的图。

图55C是示出第2导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124分别是在电介质表面上涂布有金属等导电性材料的结构的例子的图。

图55D是示出在导电部件110、120、波导部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110c、120c的结构的例子的图。

图55E是示出导电部件110、120、波导部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110c、120b的结构的其他例子的图。

图55F是示出波导部件122的高度比导电性杆124的高度低、第1导电部件110的导电性表面110a向波导部件122侧突出的例子的图。

图55G是示出在图55F的结构中还使导电性表面110a中的与导电性杆124对置的部分向导电性杆124侧突出的例子的图。

图56A是示出第1导电部件110的导电性表面110a具有曲面形状的例子的图。

图56B是示出第2导电部件120的导电性表面120a也具有曲面形状的例子的图。

图57示出本车辆500和与本车辆500在相同的车道上行驶的先行车辆502。

图58示出本车辆500的车载雷达系统510。

图59A示出车载雷达系统510的阵列天线装置AA与多个入射波k的关系。

图59B示出接收第k个入射波的阵列天线装置AA。

图60是示出基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一个例子的框图。

图61是示出车辆行驶控制装置600的结构的其他例子的框图。

图62是示出车辆行驶控制装置600的更具体的结构的例子的框图。

图63是示出本应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。

图64示出根据三角波生成电路581所生成的信号调制的发送信号的频率变化。

图65示出“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd。

图66示出信号处理电路560通过具有处理器PR和存储装置MD的硬件实现的方式的例子。

图67是示出3个频率f1、f2、f3之间的关系的图。

图68是示出复平面上的合成频谱F1～F3之间的关系的图。

图69是示出求出相对速度和距离的处理的步骤的流程图。

图70是涉及包括车载摄像机系统700和具有缝隙阵列天线的雷达系统510的融合装置的图。

图71是示出通过将毫米波雷达510和摄像机放置于车厢内的大致相同位置，从而使各自的视野和视线一致、对照处理变得容易的图。

图72是示出基于毫米波雷达的监视系统1500的结构例的图。

图73是示出数字式通信系统800A的结构的框图。

图74是示出包括能够使电波的辐射方向图改变的发送机810B的通信系统800B的例子的框图。

图75是示出安装了MIMO功能的通信系统800C的例子的框图。

标号说明

100：波导路装置

110：导电部件

110a：导电性表面

112：缝隙

114：喇叭的侧壁

120：导电部件

120a：导电性表面

122：波导部件

122A：波导部件的第1部分

122B：波导部件的第2部分

122a：波导面

124：导电性杆

124a：导电性杆的末端部

124b：导电性杆的基部

125：人工磁导体的表面

130：中空波导管

132：中空波导管的内部空间

136：弯曲部

137、137A：凹部

138：倒角部

139A、139B：过渡部

145U、145L：端口

310：电子电路

500：本车辆

502：先行车辆

510：车载雷达系统

520：行驶支援电子控制装置

530：雷达信号处理装置

540：通信设备

550：计算机

552：数据库

560：信号处理电路

570：物体检测装置

580：收发电路

596：选择电路

600：车辆行驶控制装置

700：车载摄像机系统

710：车载摄像机

720：图像处理电路

具体实施方式

在对本公开的实施方式进行说明之前，对作为本公开的基础的知识进行说明。

本公开的实施方式提供对以往的利用了中空波导管或者脊型波导路的波导路装置或者天线装置的改善。首先，对利用了脊型波导路的波导路装置的基本结构进行说明。

前述的专利文献2和非专利文献1等所公开的脊型波导路设置于作为人工磁导体发挥作用的华夫铁板式结构中。基于本公开利用上述这样的人工磁导体的脊型波导路(以下，有时称为WRG：Waffle－iron Ridge waveGuide。)在微波或者毫米波段中，能够实现损失低的天线馈电路。

图1是示意性示出这样的波导路装置所具有的基本结构的非限定性的例子的立体图。在图1中，示出了表示彼此垂直的X、Y、Z方向的XYZ坐标。图示的波导路装置100具有对置并且平行地配置的板状的第1导电部件110和第2导电部件120。在第2导电部件120上排列有多个导电性杆124。

另外，本申请的附图所示的结构物的方向是考虑说明的容易理解度而设定的，并不对本公开的实施方式在实际实施时的方向进行任何限制。并且，附图所示的结构物的整体或一部分的形状以及大小也不限制实际的形状以及大小。

图2A是示意性示出波导路装置100的与XZ面平行的截面的结构的图。如图2A所示，导电部件110在与导电部件120对置的一侧具有导电性表面110a。导电性表面110a沿着与导电性杆124的轴向(Z方向)垂直的平面(与XY面平行的平面)二维扩展。该例中的导电性表面110a是平滑的平面，但是如后文所述，导电性表面110a无需是平面。

图3是为了容易理解而示意性示出处于极度分离导电部件110与导电部件120之间的间隔的状态下的波导路装置100的立体图。在实际的波导路装置100中，如图1和图2A所示，导电部件110与导电部件120之间的间隔狭窄，导电部件110以覆盖导电部件120的全部导电性杆124的方式配置。

再次参照图2A。排列在导电部件120上的多个导电性杆124分别具有与导电性表面110a对置的末端部124a。在图示的例子中，多个导电性杆124的末端部124a位于同一平面上。该平面形成人工磁导体的表面125。导电性杆124无需其整体具有导电性，只要具有沿着杆状结构物的至少上表面和侧面扩展的导电层即可。虽然该导电层可以位于杆状结构物的表层，但是，表层也可以由绝缘涂层或者树脂层构成，杆状结构物的表面上也可以不存在导电层。此外，导电部件120只要支承多个导电性杆124并能够实现人工磁导体，则无需其整体具有导电性。只要导电部件120的表面中，排列有多个导电性杆124的一侧的面120a具有导电性，相邻的多个导电性杆124的表面通过导电体电连接即可。换言之，只要导电部件120和多个导电性杆124的组合整体具有与导电部件110的导电性表面110a对置的凹凸状的导电层即可。

在导电部件120上，在多个导电性杆124之间配置有脊状的波导部件122。进一步详细来说，人工磁导体分别位于波导部件122的两侧，波导部件122被两侧的人工磁导体夹着。根据图3可知，该例中的波导部件122被导电部件120支承，在Y方向上直线延伸。在图示的例子中，波导部件122具有与导电性杆124的高度和宽度相同的高度和宽度。如后文所述，波导部件122的高度和宽度也可以具有不同于导电性杆124的高度和宽度的值。不同于导电性杆124，波导部件122沿着导电性表面110a在引导电磁波的方向(该例中为Y方向)上延伸。波导部件122也无需整体具有导电性，只要具有与导电部件110的导电性表面110a对置的导电性的波导面122a即可。导电部件120、多个导电性杆124以及波导部件122可以是连续的单一结构体的一部分。此外，导电部件110也可以是该单一结构体的一部分。

在波导部件122的两侧，在各个人工磁导体的表面125与导电部件110的导电性表面110a之间的空间不使具有特定频带内的频率的电磁波传播。这样的频带被称为“禁止频带”。人工磁导体被设计成：在波导路装置100内传播的电磁波(以下，有时称为“信号波”。)的频率(以下，有时称为“工作频率”。)被包含在禁止频带中。可以利用导电性杆124的高度、即、形成于相邻的多个导电性杆124之间的槽的深度、导电性杆124的宽度、配置间隔以及导电性杆124的末端部124a与导电性表面110a之间的间隙的大小来调整禁止频带。

接下来，参照图4对各个部件的尺寸、形状、配置等的例子进行说明。

图4是示出图2A所示的结构中的各个部件的尺寸的范围的例子的图。在本说明书中，设在导电部件110的导电性表面110a与波导部件122的波导面122a之间的波导路中传播的电磁波(信号波)在自由空间中的波长的代表值(例如，与工作频带的中心频率相对应的中心波长)为λ0。此外，设工作频带中的最高频率的电磁波在自由空间中的波长为λm。将各个导电性杆124中的与导电部件120相接触的一端的部分称为“基部”。如图4所示，各个导电性杆124具有末端部124a和基部124b。各个部件的尺寸、形状、配置等的例子如下所述。

(1)导电性杆的宽度

能够将导电性杆124的宽度(X方向和Y方向的大小)设定为小于λm/2。如果在该范围内，则能够防止X方向和Y方向上的最低次的共振的发生。另外，不但是X和Y方向，在XY截面的对角方向上也有可能发生共振，因此，优选导电性杆124的XY截面的对角线的长度也小于λm/2。杆的宽度和对角线的长度的下限值是工艺上能够制造的最小长度，没有特殊限定。

(2)从导电性杆的基部到导电部件110的导电性表面的距离

能够将从导电性杆124的基部124b到导电部件110的导电性表面110a的距离设定为比导电性杆124的高度长并且小于λm/2。在该距离为λm/2以上的情况时，在导电性杆124的基部124b与导电性表面110a之间产生共振，丧失信号波的锁定效应。

从导电性杆124的基部124b到导电部件110的导电性表面110a的距离相当于导电部件110与导电部件120之间的间隔。例如在波导路中传播作为毫米波段的76.5±0.5GHz的信号波时，信号波的波长是3.8923mm至3.9435mm的范围内。因此，该情况下，λm变成3.8923mm，因此，能够将导电部件110与导电部件120之间的间隔设定为小于3.8923mm的一半。如果导电部件110与导电部件120以实现这样狭窄的间隔的方式对置配置的话，那么导电部件110与导电部件120无需严格平行。此外，如果导电部件110与导电部件120之间的间隔小于λm/2，那么导电部件110和/或导电部件120的整体或者一部分可以具有曲面形状。另一方面，导电部件110、120的平面形状(垂直投影到XY面的区域的形状)和平面大小(垂直投影到XY面的区域的大小)能够根据用途任意地设计。

在图2A所示的例子中，导电性表面120a是平面，但本公开的实施方式并不限定于此。例如，如图2B所示，导电性表面120a也可以是截面为接近U字或者V字的形状的面的底部。在导电性杆124或者波导部件122具有宽度朝向基部扩大的形状的情况下，导电性表面120a就会变成这样的结构。即使是这样结构，只要导电性表面110a与导电性表面120a之间的距离比波长λm的一半短，图2B所示的装置就能够作为本公开的实施方式中的波导路装置发挥作用。

(3)从导电性杆的末端部到导电性表面的距离L2

从导电性杆124的末端部124a到导电性表面110a的距离L2被设定为小于λm/2。这是因为在该距离为λm/2以上的情况下，产生电磁波在导电性杆124的末端部124a与导电性表面110a之间往复的传播模式，不能再对电磁波进行锁定。另外，关于多个导电性杆124中的至少与波导部件122相邻的导电性杆124，其处于末端没有与导电性表面110a电接触的状态。此处，导电性杆的末端没有与导电性表面电接触的状态是指末端与导电性表面之间存在空隙的状态、或者、导电性杆的末端和导电性表面中的至少一方存在绝缘层而使得导电性杆的末端与导电性表面经绝缘层接触的状态中的任意一种。

(4)导电性杆的排列和形状

多个导电性杆124中的相邻的2个导电性杆124之间的间隙具有例如小于λm/2的宽度。相邻的2个导电性杆124之间的间隙的宽度被定义为从该2个导电性杆124的一方的表面(侧面)到另一方的表面(侧面)的最短距离。该杆间的间隙的宽度被决定为在杆间的区域不会发生最低次的共振。产生共振的条件由导电性杆124的高度、相邻的2个导电性杆间的距离以及导电性杆124的末端部124a与导电性表面110a之间的空隙的容量的组合来决定。因此，杆间的间隙的宽度依赖于其他设计参数而适当决定。杆间的间隙的宽度没有明确的下限，但为了确保制造的容易度，在传播毫米波段的电磁波的情况下，例如可以为λm/16以上。另外，间隙的宽度无需固定。若小于λm/2，则导电性杆124之间的间隙也可以具有各种宽度。

多个导电性杆124的排列只要发挥作为人工磁导体的功能，则不限定于图示的例子。多个导电性杆124无需排列成垂直的行和列状，行和列也可以以90度以外的角度交叉。多个导电性杆124无需沿着行或者列在直线上排列，也可以不表现出单纯的规则性而分散配置。各个导电性杆124的形状以及大小也可以根据导电部件120上的位置而变化。

多个导电性杆124的末端部124a所形成的人工磁导体的表面125无需是严格的平面，也可以是具有微小的凹凸的平面或者曲面。即，各个导电性杆124的高度无需是一样的，在导电性杆124的排列能够作为人工磁导体发挥作用的范围内，各个导电性杆124能够具有多样性。

导电性杆124不限于图示的棱柱形状，也可以具有例如圆筒状的形状。此外，导电性杆124无需具有单纯的柱状形状。人工磁导体也能够利用导电性杆124的排列以外的结构来实现，能够将多种多样的人工磁导体利用到本公开的波导路装置中。另外，在导电性杆124的末端部124a的形状是棱柱形状的情况下，优选其对角线的长度小于λm/2。在是椭圆形状时，优选长轴的长度小于λm/2。在末端部124a采用另外其他的形状的情况下，也优选其跨度尺寸即使最长部分也小于λm/2。

能够将导电性杆124的高度，即，从基部124b到末端部124a的长度设定为比导电性表面110a与导电性表面120a之间的距离(小于λm/2)短的值，例如，λ0/4。

(5)波导面的宽度

能够将波导部件122的波导面122a的宽度，即，与波导部件122的延伸方向垂直的方向上的波导面122a的大小设定为小于λm/2(例如λ0/8)。这是因为波导面122a的宽度在λm/2以上时，会在宽度方向发生共振，发生共振时，WRG则不能再作为单纯的传输线路进行工作。

(6)波导部件的高度

波导部件122的高度(图示的例子中，为Z方向的大小)被设定为小于λm/2。这是因为在该距离为λm/2以上的情况下，导电性杆124的基部124b与导电性表面110a之间的距离会变成λm/2以上。同样地，导电性杆124(特别是，与波导部件122相邻的导电性杆124)的高度也被设定为小于λm/2。

(7)波导面与导电性表面之间的距离L1

波导部件122的波导面122a与导电性表面110a之间的距离L1被设定为小于λm/2。这是因为在该距离为λm/2以上的情况下，在波导面122a与导电性表面110a之间发生共振，不能再作为波导路发挥作用。在有的例子中，该距离为λm/4以下。为了确保制造容易度，在传播毫米波段的电磁波的情况下，优选将距离L1设为例如λm/16以上。

导电性表面110a与波导面122a之间的距离L1的下限以及导电性表面110a与导电性杆124的末端部124a之间的距离L2的下限依赖于机械工作的精度和将上下两个导电部件110、120以确保固定距离的方式组装时的精度。在使用冲压加工方法或者注塑加工方法的情况下，上述距离的实际的下限是50微米(μm)的程度。在使用MEMS(Micro－Electro－Mechanical System：微机电系统)技术制作例如太赫兹区域的产品的情况下，上述距离的下限是2～3μm的程度。

根据具有上述结构的波导路装置100，工作频率的信号波不能在人工磁导体的表面125与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播，而是在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播。上述这样波导路结构中的波导部件122的宽度不同于中空波导管，无需具有要传播的电磁波的半波长以上的宽度。此外，也无需通过在厚度方向(与YZ面平行)上延伸的金属壁来连接导电部件110与导电部件120。

图5A示意性示出在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中的宽度狭窄的空间中传播的电磁波。图5A中的3个箭头示意性示出传播的电磁波的电场的方向。传播的电磁波的电场相对于导电部件110的导电性表面110a和波导面122a垂直。

在波导部件122的两侧分别配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。电磁波在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中传播。图5A是示意性的图，没有准确地示出电磁波在实际中形成的电磁场的大小。在波导面122a上的空间中传播的电磁波(电磁场)的一部分也可以从由波导面122a的宽度划分的空间向外侧(存在人工磁导体的一侧)沿着横向扩展。在该例子中，电磁波沿着与图5A的纸面垂直的方向(Y方向)传播。这样的波导部件122无需沿着Y方向直线地延伸，可以具有未图示的弯曲部和/或分支部。由于电磁波沿着波导部件122的波导面122a传播，因此传播方向在弯曲部处发生改变，传播方向在分支部处分支为多个方向。

在图5A的波导结构中，在所传播的电磁波的两侧并不存在中空波导管中必不可少的金属壁(电壁)。因此，在该例子中的波导结构中，所传播的电磁波形成的电磁场模式的边界条件不包含“因金属壁(电壁)产生的约束条件”，波导面122a的宽度(X方向的大小)小于电磁波的波长的一半。

图5B为了参考而示意性地表示中空波导管130的截面。在图5B中用箭头示意性地表示形成于中空波导管130的内部空间132中的电磁场模式(TE10)的电场的方向。箭头的长度与电场的强度对应。中空波导管130的内部空间132的宽度必须设定为比波长的一半宽。即，中空波导管130的内部空间132的宽度无法设定为小于所传播的电磁波的波长的一半。

图5C是示出在导电部件120上设置有2个波导部件122的方式的截面图。在这样相邻的2个波导部件122之间配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。更加准来说，在各个波导部件122的两侧配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体，各个波导部件122能够实现独立的电磁波的传播。

图5D用于参考而示意性示出排列配置了2个中空波导管130的波导路装置的截面。2个中空波导管130相互被电绝缘。电磁波传播的空间的周围需要被构成中空波导管130的金属壁覆盖。因此，不能使电磁波进行传播的内部空间132的间隔比2个金属壁的厚度之和小。2个金属壁的厚度之和通常比传播的电磁波的波长的一半长。因此，很难使中空波导管130的排列间隔(中心间隔)比传播的电磁波的波长短。特别是，在对待电磁波的波长为10mm以下的毫米波段、或者较之以下的波长的电磁波的情况下，难以形成与波长相比足够薄的金属壁。因此，在商业上利用现实的成本来实现变得困难。

与之相对地，具有人工磁导体的波导路装置100能够容易地实现使波导部件122接近的结构。因此，能够恰当地用于对多个天线元件接近配置的阵列天线装置的供电。

在本公开中，主要对使用了具有人工磁导体的脊型波导路的例子进行说明，但是，在一部分的实施方式中，能够利用以往的中空波导管。对于这样的实施方式，作为实施方式2的变形例而在后文阐述。

接下来，对利用了上述那样波导路结构的缝隙阵列天线装置的结构例进行说明。“缝隙阵列天线装置”是指具有多个缝隙作为天线元件的阵列天线装置。在以下的说明中，有时将缝隙阵列天线装置简称为阵列天线装置。

图6是示意性示出缝隙阵列天线装置300的结构例的一部分的立体图。图7是示意性示出该缝隙阵列天线装置300的、通过在X方向上排列的2个缝隙112的中心且与XZ面平行的截面的一部分的图。在该缝隙阵列天线装置300中，第1导电部件110具有在X方向和Y方向上排列的多个缝隙112。在该例子中，多个缝隙112包括2个缝隙列。各缝隙列包括在Y方向上以相等间隔排列的6个缝隙112。在第2导电部件120上设置有2个波导部件122。各个波导部件122具有与1个缝隙列对置的导电性的波导面122a。2个波导部件122之间的区域以及2个波导部件122的外侧的区域中配置有多个导电性杆124。这些导电性杆124形成人工磁导体。

从未图示的发送电路向各波导部件122与导电性表面110a之间的波导路提供电磁波。在该例子中，Y方向上的缝隙112的中心间隔被设计成与在波导路中传播的电磁波的波长相同的值。因此，从在Y方向上排列的6个缝隙112辐射相位一致的电磁波。

如参照图5C所作说明，根据具有这样结构的缝隙阵列天线装置300，与使用了以往的中空波导管的波导路结构相比，能够缩小2个波导部件122的间隔。

图8是示意性示出在相邻的2个波导部件122之间排列有1列杆的缝隙阵列天线装置300的结构的立体图。图9是示意性示出该缝隙阵列天线装置300的、通过在X方向上排列的3个缝隙112的中心并且与XZ面平行的截面的一部分的图。

在图8的结构中，与图6的结构相比，相邻的2个波导部件122之间的导电性杆124的列数少。因此，能够缩短多个波导部件122的相互的间隔以及X方向的缝隙间隔，能够在X方向上使缝隙阵列天线装置300的栅瓣的产生方位远离中心方向。众所周知，天线元件的排列间隔(即，相邻的2个天线元件的中心间隔)比使用的电磁波的波长的一半大的话，栅瓣会出现在天线的可视区域内。天线元件的排列间隔进一步扩大的话，栅瓣的产生方位会靠近主瓣的方位。栅瓣的增益比旁瓣的增益高，与主瓣的增益同等。因此，栅瓣的发生会导致雷达的误检测和通信天线的效率降低。因此，在图8的结构例中，将导电性杆124的列数设为1列，缩短了X方向的缝隙间隔。由此，能够进一步降低栅瓣的影響。

以下，对缝隙阵列天线装置300的结构进行更加详细的说明。

缝隙阵列天线装置300具有对置并且平行地配置的板状的第1导电部件110和第2导电部件120。第1导电部件110具有沿着第1方向(Y方向)和与第1方向交叉(在该例子中为垂直)的第2方向(X方向)排列的多个缝隙112。第2导电部件120上排列有多个导电性杆124。

第1导电部件110上的导电性表面110a沿着与导电性杆124的轴向(Z方向)垂直的平面(与XY面平行的平面)二维扩展。该例子中的导电性表面110a是平滑的平面，但是如后文所述，导电性表面110a无需一定是平滑的平面，也可以弯曲或是具有微小的凹凸。多个导电性杆124和多个波导部件122与第2导电性表面120a连接。

图10是为了容易理解而示意性示出极度分离第1导电部件110与第2导电部件120之间的间隔的状态下的缝隙阵列天线装置300的立体图。在实际的缝隙阵列天线装置300中，如图8和图9所示，第1导电部件110与第2导电部件120之间的间隔狭窄，第1导电部件110以覆盖第2导电部件120的导电性杆124的方式配置。

图10所示的各个波导部件122的波导面122a具有在Y方向上延伸的条状(有时也称为“带状”。)。各个波导面122a是平坦的，具有一定的宽度(X方向的大小)。但是，本公开不限定于这样的例子，也可以在波导面122a的一部分具有高度或者宽度不同于其他部分的部分。通过故意设置上述那样的部分，能够使波导路的特性阻抗发生变化、使波导路内的电磁波的传播波长发生变化，或者能够调整在各个缝隙112的位置处的激励状态。另外，在本说明书中“条状”并非是指条纹(多条)的形状，而是指单一的条(一条)的形状。不仅是在1个方向上直线延伸的形状，在中途弯曲、分支的形状也包含在“条状”中。在波导面122a上设置有高度或者宽度变化的部分的情况下，只要是从波导面122a的法线方向观察时为包含沿着1个方向延伸的部分的形状，则也属于“条状”。

导电性杆124无需其整体具有导电性，只要具有沿着杆状结构物的至少上表面和侧面扩展的导电层即可。该导电层可以位于杆状结构物的表层，但是，也可以是表层由绝缘涂层或者树脂层构成，杆状结构物的表面不存在导电层的状态。此外，第2导电部件120只要支承多个导电性杆124并能够实现外侧的人工磁导体，则无需其整体具有导电性。只要第2导电部件120的表面中的排列有多个导电性杆124的一侧的面120a具有导电性，相邻的多个导电性杆124的表面电连接即可。此外，第2导电部件120的具有导电性的层也可以被绝缘涂层或者树脂层覆盖。换言之，只要第2导电部件120以及多个导电性杆124的组合整体具有与第1导电部件110的导电性表面110a对置的凹凸状的导电层即可。

在该例子中，第1导电部件110的整体由导电性的材料构成，各个缝隙112是设置于第1导电部件110上的开口。但是，缝隙112并不限定于上述这样的结构。例如，在第1导电部件110包括内部的电介质层和表面的导电层的结构中，仅在导电层上设置开口而在电介质层上不设置开口的结构也作为缝隙发挥作用。

第1导电部件110与各个波导部件122之间的波导路的两端开放。虽然未在图8至图10中示出，但是也能够接近各个波导部件122的两端设置阻塞结构。阻塞结构典型是的由长度为大约λ0/8的付加传播线路、以及配置于该付加传播线路的端部且深度为大约λ0/4的多个槽或者高度为大约λ0/4的导电性的杆的列构成，对入射波与反射波之间赋予大约180°(π)的相位差。由此，能够抑制电磁波从波导部件122的两端泄漏。这样的阻塞结构不限定于设置在第2导电部件120上，也可以设置于第1导电部件110上。

过去认为阻塞结构处的付加传播线路的长度优选为λr/4。此处λr是传播线路上的信号波的波长。但是，本发明人们发现在阻塞结构处的付加传播线路的长度比λr/4短的情况下，能够抑制电磁波的泄漏，良好地发挥作用。实际上，更加优选付加传播线路的长度为比λr/4短的λ0/4以下。在本公开的有的实施方式中，能够将付加传播线路的长度设定为λ0/16以上并且小于λ0/4。上述那样的结构的例子作为实施方式3在后文详述。

虽然未图示，但是缝隙阵列天线装置300中的波导结构具有与未图示的发送电路或者接收电路(即电子电路)连接的端口(开口部)。端口能够设置于例如图10所示的波导部件122的一端或者中间的位置(例如中央部)。经由端口从发送电路发送过来的信号波在波导部件122上的波导路中传播，并从各个缝隙112辐射出去。另一方面，从各个缝隙112导入到波导路的电磁波经由端口传播到接收电路。也可以在第2导电部件120的背侧设置有具有与发送电路或者接收电路连接的其他波导路的结构体(在本说明书中，有时称为“分配层”或者“供电层”。)。在该情况下，端口承担将分配层或者供电层上的波导路与波导部件122上的波导路连接的作用。

在该例子中，在X方向上相邻的2个缝隙112以相等相位被激励。为此，馈电路构成为从发送电路到该2个缝隙112的传播距离一致。更加优选的是，该2个缝隙112以相等相位并且相等振幅被激励。此外，在Y方向上相邻的2个缝隙112的中心之间的距离被设计为与波导路中的波长λg一致。由此，从所有缝隙112辐射相等相位的电磁波，因此，能够实现高增益的发送天线。

另外，也可以将在Y方向上相邻的2个缝隙的中心间隔设为不同于波长λg的值。通过这样设定，在多个缝隙112的位置处产生相位差，因此，能够将所辐射的电磁波增强的方位从正面方向移到YZ面内的其他方位。此外，在X方向上相邻的2个缝隙112也可以不是以严格相等的相位被激励。根据用途的不同，只要是小于π/4的相位差就是允许的。

这样的多个缝隙112二维设置于平板状的导电部件110上的阵列天线装置也被称为平板阵列天线装置。根据用途，在X方向上排列的多个缝隙列的长度(缝隙列的两端的缝隙之间的距离)也可以彼此不同。在X方向上相邻的2个列之间，也可以采用使各个缝隙的Y方向的位置错开的交错状的排列。此外，根据用途，多个缝隙列以及多个波导部件也可以具有并非平行而是带有角度地配置的部分。各个波导部件122的波导面122a不限于与Y方向上排列的全部缝隙112对置的方式，各个波导面122a只要与Y方向上排列的多个缝隙中的至少1个缝隙对置即可。

在图8至图11所示的例子中，各个缝隙具有接近X方向长并且Y方向短的矩形的平面形状。若设各个缝隙的X方向的大小(长度)为L、Y方向的大小(宽度)为W，则L和W被设定为不会发生高次模式的振动、并且缝隙的阻抗不会过小的值。例如，L被设定为λ0/2＜L＜λ0的范围内。W可以小于λ0/2。另外，出于积极利用高次模式的目的，有时也会使L比λ0大。

图12是示意性示出每个缝隙112具有喇叭114的缝隙阵列天线装置300a的结构的一部分的立体图。该缝隙阵列天线装置300a具有：第1导电部件110，其具有二维排列的多个缝隙112和多个喇叭114；以及第2导电部件120，其上排列有多个波导部件122U和多个导电性杆124U。第1导电部件110上的多个缝隙112在沿着第1导电部件110的导电性表面110a的第1方向(Y方向)以及与第1方向交叉(在该例子中为垂直)的第2方向(X方向)上排列。在图12中，为了简化，省略了能够配置于波导部件122U的各个端部或者中央的端口以及阻塞结构的记载。

图13A是从+Z方向观察图12所示的20个缝隙排列成5行4列的阵列天线装置300a的俯视图。图13B是沿着图13A的C－C线的截面图。该阵列天线装置300a中的第1导电部件110具有分别与多个缝隙112对应配置的多个喇叭114。多个喇叭114的每1个具有包围缝隙112的4个导电壁。利用这样的喇叭114能够提高指向特性。

在图示的阵列天线装置300a中，层叠有第1波导路装置100a和第2波导路装置100b，第1波导路装置100a具有与缝隙112直接耦合的波导部件122U，第2波导路装置100b具有与第1波导路装置100a的波导部件122U耦合的其他波导部件122L。第2波导路装置100b的波导部件122L和导电性杆124L配置在第3导电部件140上。第2波导路装置100b具有基本上与第1波导路装置100a的结构相同的结构。

如图13A所示，导电部件110具有在第1方向(Y方向)和与第1方向垂直的第2方向(X方向)上排列的多个缝隙112。多个波导部件122U的波导面122a在Y方向上延伸，与多个缝隙112中的在Y方向上排列的4个缝隙对置。在该例子中，导电部件110具有排列成5行4列的20个缝隙112，但是缝隙112的数量不限定于该例子。各个波导部件122U不限定于与多个缝隙112中的在Y方向上排列的所有缝隙对置的例子，只要与在Y方向上相邻的至少2个缝隙对置即可。相邻的2个波导面122a的中心间隔被设定为例如比波长λ0短，更加优选的是被设定为比波长λ0/2短。

图13C是示出第1波导路装置100a中的波导部件122U的平面布局的图。图13D是示出第2波导路装置100b中的波导部件122L的平面布局的图。根据这些图明确可知，第1波导路装置100a中的波导部件122U直线状延伸，没有分支部和弯曲部。另一方面，第2波导路装置100b中的波导部件122L具有分支部和弯曲部两者。第2波导路装置100b中的“第2导电部件120”和“第3导电部件140”的组合相当于第1波导路装置100a中的“第1导电部件110”和“第2导电部件120”的组合。

第1波导路装置100a中的波导部件122U通过第2导电部件120所具有的端口(开口部)145U而与第2波导路装置100b中的波导部件122L耦合。换言之，在第2波导路装置100b的波导部件122L中传播过来的电磁波能够通过端口145U而到达第1波导路装置100a的波导部件122U，并在第1波导路装置100a的波导部件122U中传播。此时，各个缝隙112作为将在波导路中传播过来的电磁波朝向空间辐射的天线元件(辐射元件)发挥作用。与之相反地，在空间中传播过来的电磁波入射到缝隙112之时，该电磁波与位于缝隙112的正下方的第1波导路装置100a的波导部件122U耦合，在第1波导路装置100a的波导部件122U中传播。在第1波导路装置100a的波导部件122U中传播过来的电磁波还能够通过端口145U到达第2波导路装置100b的波导部件122L，并在第2波导路装置100b的波导部件122L中传播。第2波导路装置100b的波导部件122L能够经由第3导电部件140的端口145L与位于外部的波导路装置或者高频电路(电子电路)耦合。图13D中作为一个例子示出了与端口145L连接的电子电路310。电子电路310不限定于特定的位置，能够配置在任意的位置。电子电路310例如能够配置在第3导电部件140的背面侧(图13B中的下侧)的电路板上。这样的电子电路是微波集成电路，例如能够是生成或者接收毫米波的MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit：单片微波集成电路)。

能够将图13A所示的第1导电部件110称为“辐射层”。此外，也可以将图13C所示的第2导电部件120、波导部件122U以及导电性杆124U的整体称为“激励层”，将图13D所示的第3导电部件140、波导部件122L、以及导电性杆124L的整体称为“分配层”。此外，也可以将“激励层”和“分配层”总称为“供电层”。“辐射层”、“激励层”以及“分配层”分别能够通过对一块金属板进行加工而量产。辐射层、激励层、分配层以及设置于分配层的背面侧的电子电路能够作为模块化的1个产品来制造。

在该例子的阵列天线装置中，根据图13B可知，层叠有板状的辐射层、激励层以及分配层，因此整体实现了扁平并且低轮廓(low profile)的平板天线。例如，能够使具有图13B所示的截面结构的层叠结构体的高度(厚度)为10mm以下。

根据图13D所示的波导部件122L，从第3导电部件140的端口145L到第2导电部件120的各个端口145U(参照图13C)为止的、沿着波导路测得的沿着波导路的距离全部相等。因此，从第3导电部件140的端口145L输入到波导部件122L的信号波以相同的相位到达配置于第2波导部件122U的Y方向上的中央的4个端口145U中的每1个。其结果为，配置在第2导电部件120上的4个波导部件122U能够以相同相位被激励。

另外，根据用途，作为天线元件发挥作用的全部缝隙112无需以相同相位辐射电磁波。从图13D所示的第3导电部件140的端口145L到第2导电部件120的多个端口145U(参照图13C)为止的沿着波导路的距离也可以彼此之间不同。激励层以及分配层(包含在供电层中的各层)中的波导部件122的网络模式是任意的，不限定于图示的方式。

电子电路310经由图13C和图13D所示的端口145U、145L与各个波导部件122U上的波导路连接。从电子电路310输出的信号波在分配层上分支之后，在多个波导部件122U上传播，并到达多个缝隙112。为了使在X方向上相邻的2个缝隙112的位置处使信号波的相位相同，可以设计成从例如电子电路310到在X方向上相邻的2个缝隙112为止的波导路的长度合计实质上相等。

接下来，对喇叭114的变形例进行说明。喇叭114不限定于图12所示的方式，其能够利用各种各样的结构。

图14A是示出变形例中的多个喇叭114的结构的俯视图。图14B是沿着图14A中的D－D线的截面图。本变形例中的多个喇叭114在第1导电部件110的与导电性表面110a相反一侧的表面上沿Y方向排列。各个喇叭114具有沿着Y方向延伸的一对第1导电壁114a和沿着X方向延伸的一对第2导电壁114b。一对第1导电壁114a和一对第2导电壁114b包围多个缝隙112中的在X方向上排列的多个(该例子中为5个)缝隙112。第2导电壁114b的X方向上的长度比第1导电壁114a的Y方向上的长度长。一对第2导电壁114b具有台阶形状。此处，“台阶形状”是指具有阶梯的形状，也可以称为阶梯形状。在这样的喇叭中，离第1导电性表面110a越远，一对第2导电壁114b的Y方向上的间隔就越大。通过设置为这样的台阶形状，具有易于制造的优点。另外，一对第2导电壁114b无需一定具有台阶形状。例如，如图15所示的缝隙阵列天线装置300c那样，也可以使用具有倾斜的平面状的侧壁的喇叭114。在这样的喇叭中，也是离第1导电性表面110a越远，一对第2导电壁114b的Y方向的间隔就越大。

本发明人们发现为了提高上述那样阵列天线装置或者波导路装置的性能，以下方法是有效的。

(1)抑制将激励层的波导路与分配层的波导路耦合的端口145U处的信号波的不必要的反射。

(2)使喇叭的中心间距离不同于缝隙的中心间距离来实现天线阵列的指向性的最佳化或者设计自由度的提高。该改善不限于前述的利用了WRG的喇叭天线阵列，也能够适用于利用了中空波导管的喇叭天线阵列。

(3)利用不同于以往的阻塞结构来抑制在经由端口使电磁波传播时不必要的反射。

(4)调整具有多个分支部的波导部件的形状来控制阵列天线的激励振幅的面内分布。

(5)调整具有多个分支部的波导部件的形状来降低传播损失。

(6)提高将MMIC等电子电路与波导路装置耦合的波导管的性能。

(7)提供与波导部件122U、122L的配置间隔对应的杆的新的排列模式。

以下，对本公开的实施方式的阵列天线装置的具体结构例进行说明。但是，有时会省略不必要的详细说明。例如，有时会省略已经熟知的事项的详细说明以及针对实质上同一结构的重复说明。这是为了避免以下说明变得不必要得冗长，而使本领域技术人员易于理解。另外，发明人们为了让本领域技术人员充分理解本公开，提供了附图和以下说明，并不试图通过它们来限定权利要求书所记载的主题。在以下说明中，对相同或类似的构成要素标记相同的参考标号。

(实施方式1)

＜阵列天线装置＞

首先，参照图16，对本公开中的阵列天线装置的第1实施方式进行说明。图16示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的沿着波导部件122U、122L的截面。在本公开中，为了方便，称从阵列天线装置辐射的电磁波、或入射到阵列天线装置的电磁波进行传播的自由空间所在一侧为“正面侧”，称其相反侧为“背面侧”。在本公开中，“第1…”、“第2…”等用语仅用于区分部件、装置、元件、部分、层、区域等，不具有任何限定性的意思。

如图16所示，本实施方式的阵列天线装置具有如下的结构：分别大概具有薄板形状的第1导电部件110、第2导电部件120以及第3导电部件140形成适当的空隙地层叠。图16示出阵列天线装置的主要部分，图示的阵列天线装置的背面侧搭载有MMIC等电子元件。此外，可以在这样的电子元件与图示的阵列天线装置之间还具有形成其他波导路的薄板形状的导电部件。

在本实施方式中，第1导电部件110具有正面侧的第1导电性表面110b和背面侧的第2导电性表面110a，并且，具有多个缝隙112－1、112－2、112－3、112－4、112－5、112－6。有时会总称这些缝隙并且记为缝隙112。在图16中，虽然记载有6个缝隙112，但是本实施方式中的缝隙112的个数并不限定于该数量。第1导电部件110的第1导电性表面110b具有规定了分别与各个缝隙112连接的多个喇叭114的形状。

第2导电部件120位于第1导电部件110的背面侧。第2导电部件120具有背面侧的第4导电性表面120b和与第1导电部件110的第2导电性表面110a对置的正面侧的第3导电性表面120a，第2导电部件120支承第1波导部件122U。第1波导部件122U具有与第2导电性表面110a对置的条状的导电性的波导面122a，第1波导部件122U沿着第2导电性表面110a呈直线状延伸。设置于第2导电部件120的第3导电性表面120a上的人工磁导体位于呈直线状延伸的第1波导部件122U的两侧(图16中的近前侧和里侧)。由于构成人工磁导体的杆没有位于图16所示的截面，因此，图16中没有记载人工磁导体。第1波导部件122U的端部上设置有阻塞结构150。阻塞结构150抑制电磁波(信号波)从第1波导部件122U的端部泄漏。

通过第1导电部件110的第2导电性表面110a、第1波导部件122U的波导面122a以及人工磁导体(在图16中未图示)而在第2导电性表面110a与波导面122a之间的间隙中规定出波导路。该波导路与第1导电部件110的缝隙112连通并且电磁耦合。

若使从第2导电性表面110a至波导面122a为止的距离和波导面122a的宽度中的至少一方沿着第1波导部件122U的延伸方向适当变动，则能够缩短在该波导路中传播的信号波的波长。设从第2导电性表面110a至波导面122a为止的距离和波导面122a的宽度两者沿着第1波导部件122U的延伸方向固定时的信号波的中心波长为λr。相同频率的电磁波在真空中传播时的信号波的中心波长如前所述为λ0。此时，λr＞λ0的关系成立。但是，例如通过在第1波导部件122U的波导面122a上形成凹凸而使从第2导电性表面110a至波导面122a为止的距离适当变动、或使波导面122a的宽度适当变动，能够使在这样的波导路中传播的信号波的中心波长比λr短。

第2导电部件120具有从第3导电性表面120a贯穿到第4导电性表面120b的端口145U。端口145U从第4导电性表面120b与波导路连通。此处，“端口从导电性表面与波导路连通”是指：从该端口的开口面的法线方向观察时，端口的内壁的位置与规定该波导路的波导部件的端部的侧面(端面)的位置匹配(实质上一致)。

多个缝隙112中的相邻的第1缝隙112－1和第2缝隙112－2被配置于相对于端口145U的中心对称的位置。在图示的例子中，6个缝隙112整体被配置于关于端口145U的中心对称的位置。相邻的2个缝隙112的中心间距离都被设定为与在波导路中传播的信号波的波长(在由于频率调制而波长发生变动的情况下，为中心波长)相等。这是为了以相等相位提供信号波给各个缝隙112。有时也会根据目标阵列天线的特性，而需要进行故意使提供给各个缝隙的信号波的相位不同的设计。在这样的情况下，有时相邻的2个缝隙112的中心间距离会选择与在波导路中传播的信号波的波长稍微不同的长度。

第3导电部件140位于第2导电部件120的背面侧。第3导电部件140具有背面侧的第6导电性表面140b和与第2导电部件120的第4导电性表面120b对置的正面侧的第5导电性表面140a，第3导电部件140支承第2波导部件122L。第2波导部件122L具有与第4导电性表面120b对置的导电性的波导面122a，第2波导部件122L沿着第4导电性表面120b延伸。

设置于第3导电部件140的第5导电性表面140a的人工磁导体位于第2波导部件122L的两侧。通过第2导电部件120的第4导电性表面120b、第2波导部件122L的波导面122a以及该人工磁导体(在图16中未图示)而在第4导电性表面120b与第2波导部件122L的波导面122a之间的间隙中规定出波导路。接近第2波导部件122L的一端设置有阻塞结构150。第2波导部件122L具有未图示的弯曲部，波导路经由位于未图示的位置上的其他端口而与外部的电子电路耦合。

在本实施方式中，第1波导部件122U具有与端口145U相邻的一对阻抗匹配结构123。后文阐述阻抗匹配结构123的细节。

在图16中，用粗箭头示出了毫米波等信号波传播的方向的例子。该例子是接收时的例子。经由喇叭114和缝隙112入射到阵列天线装置的毫米波等电磁波(信号波)在第1导电部件110的导电性表面110a和波导部件122U的波导面122a之间的波导路中传播，通过端口145U后在第2导电部件120的导电性表面120b和波导部件122L的波导面122a之间的波导路中传播。相反地，在发送时，沿着波导部件122L传播的电磁波通过端口145U厚一边沿着波导部件122U传播一边激励多个缝隙112。

＜端口的阻抗匹配结构＞

端口145U的与Z轴垂直的截面可具有各种各样的形状。如图17所示，本实施方式中的端口145U的与中心轴(在本实施方式中与Z轴平行)垂直的截面为H字状。“H字状”是指像字母“H”那样的具有大致平行的2个纵部和连结2个纵部的中央部的横部的形状。图17是示出本实施方式中的第2导电部件120的一部分的平面图。第2导电部件120具有多个端口145U和与各个端口145U连接的第2波导部件122U，但是在图17中，为了简化而示出1个端口145U和与该端口145U连接的第2波导部件122U的一部分。图18是示出波导部件122U与端口145U的耦合部分的立体图。

参照图17和图18对阻抗匹配结构123的细节进行说明。

本实施方式中的一对阻抗匹配结构123分别包括与端口145U相邻的平坦部123a和与平坦部123a相邻的凹部123b。

在波导部件122U的延伸方向上阻抗匹配结构123的长度(La+Lb)为λr/2的程度。在波导部件122U的延伸方向上平坦部123a的长度La比λr/4长。在波导部件122U的延伸方向上凹部123b的长度Lb比平坦部123a的长度La短。长度Lb典型地被设定为比λr/4短。

再次参照图16。在本实施方式中，最靠近端口145U的第1以及第2缝隙112－1、112－2的中心间距离与λr相等。在从与波导面122a垂直的方向观察时，最靠近端口145U的缝隙112－1、112－2与阻抗匹配结构123的至少一部分(在图示的例子中，为凹部123b的一部分)重叠。

如前所述，沿着波导路使从第2导电性表面110a至波导面122a为止的距离和波导面122a的宽度中的至少一方变动时，能够使在波导路中传播的信号波的中心波长比λ0短。在这样缩短了在波导路中传播的信号波的中心波长的情况下，能够使从第1缝隙112－1的中心至第3缝隙112－3的中心为止的距离比从第1缝隙112－1的中心至第2缝隙112－2的中心为止的距离短。另外，从第1缝隙112－1的中心至第3缝隙112－3的中心为止的距离和从第3缝隙112－3的中心至第5缝隙112－5的中心为止的距离都被设定为与在波导路中传播的信号波在波导路内的波长相等。与之相同地，从第2缝隙112－2的中心至第4缝隙112－4的中心为止的距离和从第4缝隙112－4的中心至第6缝隙112－6的中心为止的距离也分别被设定为与在波导路中传播的信号波在波导路内的波长相等。

图19是示出设置有用于缩短波长的凹凸的第2波导部件122U的例子的立体图。图19中例示了作为上述凹凸的一部分的1个凹部122b。通过将多个凹部122b设置于第2波导部件122U的适当的位置，由此，能够缩短在波导路中传播的信号波的波长。上述这样的波导部件的具体的结构例被日本专利申请特愿2015－217657和国际专利申请PCT/JP2016/083622所公开。此处，援引日本专利申请特愿2015－217657和国际专利申请PCT/JP2016/083622所公开的全部内容。

图20是示出阻抗匹配结构123的变形例的立体图。在该例子中，阻抗匹配结构123的平坦部123a的长度La比λr/4短并且与凹部123b的长度Lb大致相等。若采用上述这样的结构，则需要使平坦部123a的高度比波导部件122U的高度大，平坦部123a与第1导电部件110的第2导电性表面110a之间的间隔变短。该间隔(设计值)变短的话，在间隔的大小由于制造偏差而相对于设计值产生变动时，会对天线性能的波动产生的影响变大。另外，关于图20所示的阻抗匹配结构123，已确认在作为最靠近端口145U的2个缝隙的第1缝隙112－1与第2缝隙112－2之间的中心间距离被设定为比λ0小的方式中，充分发挥了阻抗匹配的功能。

本实施方式中的第1缝隙112－1与第2缝隙112－2之间的中心间距离与λr相等。因此，优选不采用图20所示的阻抗匹配结构123，而采用图18、图19等所例示的阻抗匹配结构123。

(实施方式1的变形例)

接下来，参照图21A至图21C对端口145U处的阻抗匹配结构的其他例子进行说明。

图示的端口145U位于将第1波导部件122U在空间上分离成第1部分122－1和第2部分122－2的位置。第1部分122－1的一端与第2部分122－2的一端隔着端口145U对置。端口145U的内壁的一部分与第1波导部件122U的第1部分122－1的一端连接。端口145U的内壁的对置的另一部分与第1波导部件122U的第2部分122－2的一端连接。

在图21A所示的例子中，第1波导部件122U的第1部分122－1的一端和第2部分122－2的一端具有用于阻抗匹配的凸部123c。将由波导部件122U的第1部分122－1的一端以及第2部分122－2的一端上的对置的2个端面所规定的间隙称为“波导部件间隙”。在图21A所示的例子中，对置的一对凸部123c之间的区域的间隙的大小比端口145U的内壁的与波导部件122U的第1部分122－1连接的部分同端口145U的内壁的与波导部件122U的第2部分122－2连接的另一部分之间的间隙的大小要小。在本公开中，将这样的部分称为“窄幅部”。根据本发明人们的分析，确认了通过使波导部件间隙具有窄幅部，能够提高阻抗的匹配度。

在该例子中，与端口145U的中心轴垂直的端口145U的截面具有H字状，但是也可以如后文所述而具有其他形状。端口145U的中心轴是指通过端口145U的开口的中心并与该开口形成的面垂直的直线。

该例子中的一对凸部123c之间的窄幅部到达波导部件122U的波导面122a。窄幅部的位置和大小不限定于图21A所示的结构，能够根据所需的性能而适当设定。例如，如图21B所示，一对凸部123c之间的窄幅部也可以到达端口145U的内部。

在图21C所示的例子中，第1波导部件122U的第1部分122－1的一端和第2部分122－2的一端具有用于抑制端口处的反射的凹部123d。在该例子中，由波导部件122U的第1部分122－1的一端以及第2部分122－2的一端上的对置的2个端面所规定的波导部件间隙包括宽幅部，该宽幅部的大小比内壁的与波导部件122U的第1部分122－1连接的部分同内壁的与波导部件122U的第2部分122－2连接的另一部分之间的间隙的大小要大。

包括上述这样的凸部123c或者凹部123d的结构被设置于第1波导部件122U的第1部分122－1的一端和第2部分122－2的一端中的至少一方即可。此外，也可以是凸部123c和凹部123d中的一方被设置于第1波导部件122U的第1部分122－1的一端，而凸部123c和凹部123d中的另一方被设置于第2部分122－2的一端。此外，也可以是在第1波导部件122U的第1部分122－1的一端上设置有凸部123c和凹部123d两者，在第1波导部件122U的第2部分122－2的一端上设置有凸部123c和凹部123d两者。在图21A至图21C所示的例子中，在波导部件122的第1部分122－1的一端和第2部分122－2的一端分别设置有仅1个凸部123c或者凹部123d，但是，也不限定于上述例子。也可以是在第1部分122－1的一端和第2部分122－2的一端分别呈阶梯状地设置多个凸部123c或者凹部123d。通过适当地形成多个凸部123c或者凹部123d，能够进一步有效地抑制信号波的反射。

也可以将图18所示的阻抗匹配结构123组合到图21A至图21C中的任意1个的结构中。

图22A是示出端口145U的形状的例子的平面图。图示有H字状的端口145a、I字状的端口145b、Z字状的端口145c以及C字状的端口145d。从图中明确可知的是，I字状的端口145b在X轴向的大小最大。H字状的端口145a关于X轴对称，而Z字状的端口145c和C字状的端口145d关于X轴非对称。在本实施方式中的阵列天线装置中，虽不排除其他形状，但是优选使用H字状的端口145a。

图22A所示的端口145U的多种多样的形状也能够采用到缝隙112中。缝隙112也可以具有如图13A所示那样的长方形形状(I字状)以外的形状，例如H字状。

以下，参照图22B-a、图22B-b、图22B-c、图22B-d，对端口或者缝隙的截面形状的例子进行更加详细的说明。在以下的说明中，有时将端口和缝隙统称为“贯穿孔”。本公开的实施方式中的任意的端口或者缝隙都能够进行如下变形。

图22B-a示出椭圆形状的贯穿孔1400a的例子。在图中，将箭头所示的贯穿孔1400a的长半径La被设定为使得不会发生高次共振并且阻抗不会变得过小。更加具体而言，将与工作频带的中心频率相对应的自由空间中的波长设为λo，能够将La设定为λo/4＜L＜λo/2。

图22B-b示出具有一对纵部分113L和连接一对纵部分113L的横部分113T的形状(本说明书中，称为“H字状”。)的贯穿孔1400b的例子。横部分113T与一对纵部分113L大致垂直，并连接一对纵部分113L的大致中央部之间。在这样的H字状的贯穿孔1400b中，也以不会发生高次共振并且阻抗不会变得过小的方式决定其形状和大小。设横部分113T的中心线g2与垂直于横部分113T的H字状整体的中心线h2的交点、同中心线g2与纵部分113L的中心线k2的交点之间的距离为Lb。设中心线g2与中心线k2的交点同纵部分113L的端部之间的距离为Wb。Lb与Wb之和被设定为满足λo/4＜Lb+Wb＜λo/2。通过使距离Wb相对变长，能够使距离Lb相对变短。由此，能够使H字状的X方向的宽度例如小于λo/2，能够缩短横部分113T的长度方向的间隔。

图22B-c示出具有横部分113T以及从横部分113T的两端延伸的一对纵部分113L的贯穿孔1400c的例子。一对纵部分113L的从横部分113T延伸的方向与横部分113T大致垂直，且是彼此相反的。设横部分113T的中心线g3与垂直于横部分113T的整体形状的中心线h3的交点、同中心线g3与纵部分113L的中心线k3的交点之间的距离为Lc。设中心线g3与中心线k3的交点同纵部分113L的端部之间的距离为Wc。Lc与Wc之和被设定为满足λo/4＜Lc+Wc＜λo/2。通过使距离Wc相对变长，能够使距离Lc相对变短。由此，能够使Z字状的整体形状的X方向的宽度例如小于λo/2，能够缩短横部分113T的长度方向的间隔。

图22B-d示出具有横部分113T以及从横部分113T的两端向与横部分113T垂直的相同方向延伸的一对纵部分113L的贯穿孔1400d的例子。有时将这样的形状在本说明书中称为“U字状”。另外，也可以认为图23B的(d)所示的形状是H字状的上半部分的形状。设横部分113T的中心线g4与垂直于横部分113T的U字状整体的中心线h4的交点、同中心线g4与纵部分113L的中心线k4的交点之间的距离为Ld。设中心线g4与中心线k4的交点同纵部分113L的端部之间的距离为Wd。Ld与Wd之和被设定为满足λo/4＜Ld+Wd＜λo/2。通过使距离Wd相对变长，能够使距离Ld相对变短。由此，能够使U字状的X方向的宽度例如小于λo/2，能够缩短横部分113T的长度方向的间隔。

(实施方式2)

在本实施方式中，通过使用非对称形状的喇叭，能够使相邻的2个喇叭的开口的中心间距离(相位中心的距离)比相邻的2个缝隙的中心间距离短或者长。例如，关于沿着波导部件的方向，能够使缝隙的中心间距离是λr的程度，而喇叭开口的中心间距离比λ0短。由此，能够更加自由地配置结构要素。

以往，在包括多个喇叭天线的天线阵列中，例如专利文献1所公开的那样，一般是所有喇叭朝向相同方向配置。此外，构成阵列的每个喇叭的形状一般是全部相同的。在这样的结构中，喇叭的开口的配置间隔与喇叭的基部处的缝隙的配置间隔相等。在各个喇叭的基部与用于提供或者接收信号波的波导路连接的情况下，该连接部的配置间隔也与喇叭的开口的配置间隔相等。因此，在以往的结构中，对于喇叭的开口和波导路的配置存在限制。

在本实施方式中，排成一列的多个喇叭中的至少1个喇叭具有关于与喇叭的开口面和E面两者垂直的平面非对称的形状。由此，能够使相邻的2个喇叭的开口的中心间距离不同于与这些喇叭连通的2个缝隙的中心间距离。其结果为，能够更加自由地设计喇叭的开口和波导路的配置。

本实施方式中的波导路不限于以上说明的华夫铁板式脊型波导路(WRG)，也可以是中空波导管。以下，首先对使用了WRG的例子进行说明，然后对使用了中空波导管的例子进行说明。

图23A、图23B以及图23C分别是示意性示出本实施方式中的阵列天线装置(在本说明书中，有时也称为“天线阵列”)的结构的例子的截面图。阵列天线装置具有沿着1个方向排列的多个喇叭114。缝隙开设在各个喇叭的基部。

本实施方式中的天线阵列具有导电部件110，该导电部件110具有正面侧的第1导电性表面110b和背面侧的第2导电性表面110a。导电部件110具有沿着第1方向排列的多个缝隙112。导电部件110的第1导电性表面110b具有规定了与多个缝隙112分别连通的多个喇叭114的形状。多个缝隙112各自的E面位于同一平面上或者位于实质上平行的多个平面上。“实质上平行的多个平面”并不意味着严格平行的多个平面。在本公开中，多个平面彼此形成的角度只要在±π/32的范围内，就将这些平面认为是实质上平行的。这也能够表述为±5.63度。有时也将实质上平行的多个平面表述为“方向一致的多个平面”。在图23A至图23C的各个例子中，所有缝隙112的E面位于同一平面上。缝隙112的E面是包含形成于缝隙112的中央部的电场矢量的平面，通过缝隙112的中心，且与第2导电性表面110a大致垂直。图23A至图23C示出了利用E面切断各个天线阵列时的切断面(在本说明书中，有时称为“E面截面”。)。

在本实施方式中，在多个喇叭114中所包括的至少1个喇叭的E面截面中，从与该喇叭连通的缝隙的一个边缘到该喇叭的开口面的一个边缘为止的沿着该喇叭的内壁面的长度比从该该缝隙的另一个边缘到开口面的另一个边缘为止的沿着所述内壁面的长度要长。即，该喇叭的内壁面具有关于通过缝隙的中心并且与开口面和E面垂直的平面非对称的形状。

另一方面，与该喇叭相邻的其他喇叭具有不同于前述喇叭的非对称形状或者对称形状。在有的例子中，在相邻的2个喇叭中的1个喇叭中，开口中心比缝隙的中心向第1方向偏移，在另1个喇叭中，开口中心比缝隙的中心向第1方向的相反方向偏移。因此，在这相邻的2个喇叭中，通过缝隙的中心和喇叭的开口面的中心的轴的方向并不平行而是不同的。通过这样的结构，能够使相邻的2个缝隙的中心间距离与分别连通于这些缝隙的2个喇叭的开口的中心间距离不同。

缝隙的间隔受到在波导路中传播的电磁波的波长的限制。在采用以往的喇叭结构的情况下，需要使喇叭的开口中心的间隔与缝隙的中心间隔一致。根据本实施方式，能够去除上述那样的限制，因此能够更加自由地配置构成要素。

在图23A的例子中，在第1波导部件122U上没有设置凹凸，在其上的波导路中传播的信号波的中心波长为λr。相邻的2个缝隙112的中心间距离Sd都被设定为λr。相邻的2个喇叭114的开口的中心间距离Hd都比相邻的2个缝隙112的中心间距离Sd小。

在图23B的例子中，在第1波导部件122U上设置有用于缩短波长的凹凸，并且，在与端口145U连接的部分上设置有上述的阻抗匹配结构123。通过用于缩短波长的凹凸，在形成有凹凸的波导路中传播的信号波的中心波长λg被缩短为比λr小。相邻的2个缝隙112的中心间距离Sd与在形成有凹凸的波导路中传播的信号波的中心波长λg一致。最靠近端口145U的一对缝隙112的中心间距离Sdo维持λr程度，而同时，其他相邻的2个缝隙112的中心间距离Sd比λr短。

在图23C的例子中，通过提高用于缩短波长的凹凸的效果，由此，与图23B的例子相比，进一步缩短了在波导路中传播的信号波的中心波长。在该例子中，相邻的2个缝隙112的中心间距离Sd也与在形成有凹凸的波导路中传播的信号波的中心波长λg一致。但是，最靠近端口145U的一对缝隙112的中心间距离Sdo维持λr的程度。

以下，参照图24至图28对本实施方式中的阵列天线装置的结构例进行进一步详细的说明。

图24是示意性示出本实施方式中的阵列天线装置的截面的图。与参照图16所说明的第1实施方式中的阵列天线装置之间的1个区别在于第1导电部件110的形状的差异，具体而言，在于喇叭114的形状的差异。

图25示出了图24的阵列天线装置中的第1导电部件110的位于正面侧的第1导电性表面110b的平面形状以及第1导电部件110的沿着A－A线的截面和沿着B－B线的截面。另外，为了参考也利用虚线示出了第2导电部件120的形状。

图26示出了图24的阵列天线装置的第2导电部件120的位于正面侧的第3导电性表面120a的平面形状以及第2导电部件120的沿着A－A线的截面和沿着B－B线的截面。为了参考也利用虚线示出了第1导电部件110的形状。

根据这些附图明确可知，在本实施方式的阵列天线装置中，所有的缝隙112被配置于关于端口145U对称的位置。此外，第1导电部件110的第1导电性表面110b具有规定了分别与缝隙112相连的多个喇叭114的形状。如图24所示，多个喇叭114中的相邻的2个喇叭114的开口的中心间距离比第2导电性表面110a中的从第1缝隙112－1的中心至第2缝隙112－2的中心为止的距离短。

多个喇叭114的每1个具有关于通过缝隙112的中心并且与第2导电性表面110a和波导路两者垂直的平面(在图24的例子中，与XZ面平行)非对称的形状。“与波导路垂直”是指与波导路的延伸方向(即，波导部件122U延伸的Y方向)垂直。在该非对称形状中，在各个喇叭114上，通过基部的缝隙112的中心和开口的中心的直线不与第2导电性表面110a垂直。这些直线随着从缝隙112的中心朝向前面远离而向靠近端口145U所在一侧的方向倾斜，并且喇叭114越是位于远离端口145U的位置，该直线的倾斜越大。

在本实施方式中，在图24中，在第1缝隙112－1的左侧和第2缝隙112－2右侧的区域中，从第2导电性表面110a到波导面112a的距离沿着波导路变动，在波导路中传播的信号波在波导路内的波长被缩短为比λr短，变成λg。此外，在第2导电性表面110a上，从第1缝隙112－1的中心到第3缝隙112－3的中心为止的距离被设定为与波长λg相等。

图27示出图24的阵列天线装置的第3导电部件140的位于正面侧的第5导电性表面140a的平面形状以及第3导电部件140的沿着A－A线的截面和沿着B－B线的截面。本实施方式的阵列天线是发送毫米波的发送用天线，图27例示的第2波导部件122L作为用于以相同相位激励图26所示的4个端口145U的4端口分配器发挥作用。

第2导电部件120的第4导电性表面120b与第2波导部件122L的波导面122a之间的波导路经由第3导电部件140的端口145L而与例如图28所示的第4导电部件160上的波导路耦合。图28例示的第4导电部件160支承第3波导部件122X和排列在其两侧的多个导电性的杆124X。多个杆124X构成人工磁导体，在第3波导部件122X的波导面与第3导电部件140的第6导电性表面140b之间的空隙中形成波导路。

在图27的例子中，在第2波导部件122L中的各个弯曲部(在图27中，用虚线的圆包围的部分)处形成有凹部。设置这些凹部是为了在各个弯曲部处抑制信号波的不必要的反射。只要根据需要设置各个弯曲部处的凹部即可。

关于作为4端口分配器发挥作用的第2波导部件122L、端口145L、以及方形波导管165的结构的详细内容，将在后文进行阐述。

(实施方式2的变形例1)

图29是示出实施方式2中的阵列天线装置的变形例中的第1导电部件110的正面侧的形状的平面图。图30是示出该第1导电部件110的正面侧的形状的立体图。图31是示出该变形例中的第2导电部件120的正面侧的形状的立体图。

在该变形例中，如图29和图30所示，喇叭114由具有阶梯的壁面构成。5列喇叭阵列分别包括排成一列的6个喇叭114。入射到各列中的6个喇叭114的信号波通过与各个喇叭114相连的缝隙112后在图31所示的波导部件122U上传播，进一步通过端口145U后输入背面侧的波导路(未图示)。另外，图31所记载的波导部件122U上设置有在第1实施方式说明过的阻抗匹配结构123。也可以不设置这样的阻抗匹配结构123。

在该变形例中，喇叭114的第偶数列比第奇数列沿着波导部件122U的延伸方向偏移。偏移量为沿着波导部件的延伸方向相邻的2个喇叭114的开口的中心间距离的一半的程度。通过采用这样的交错排列，不但在水平方向上，即使在上下方向上也能够检测接收波的入射方位。

在该变形例中，多个缝隙112也是配置于关于端口145U对称的位置。各列中相邻的2个喇叭的开口的中心间距离被设定为比最靠近端口145U的一对缝隙的中心间距离短。多个喇叭114中的除位于各列的两端的喇叭以外的喇叭具有关于通过缝隙112的中心并且与波导路的延伸方向垂直的平面非对称的形状。在该变形例中，对于在各个喇叭列中位于两端的2个喇叭114，它们具有关于上述平面对称的形状，通过基部的缝隙112的中心和开口的中心的直线与第2导电性表面110a大致垂直。关于除了该2个喇叭以外的4个喇叭114，通过喇叭114的基部的缝隙112的中心和开口的中心的直线随着从缝隙112的中心朝向前面远离而向靠近端口145U所在一侧的方向倾斜。关于这4个喇叭114，喇叭114越是位于远离端口145U的位置，该直线的倾斜越小。

图32A是示出沿着图29中的A－A线的截面(E面截面)的结构的图。在该例子中，各列的6个喇叭114中，相对于端口145U位于－Y侧的3个喇叭从靠近端口145U的喇叭起依次为第1喇叭114A、第2喇叭114B、第3喇叭114C。与之相同地，相对于端口145U位于+Y侧的3个喇叭从靠近端口145U的喇叭起依次为第4喇叭114D、第5喇叭114E、第6喇叭114F。第1至第6喇叭114A、114B、114C、114D、114E、114F分别与第1至第6缝隙112A、112B、112C、112D、112E、112F连通。位于喇叭列的两端的第3喇叭114C和第6喇叭114F具有关于与各自的E面和开口面两者垂直的平面对称的形状。除了该2个喇叭以外的喇叭114A、114B、114D、114E具有关于与各自的E面和开口面两者垂直的平面非对称的形状。任意1个喇叭都具有关于各自的E面(通过该喇叭的中心)对称的形状。各个喇叭114的内壁面虽具有阶梯，但是近似具有棱锥形状。因此，有时也将这样的喇叭114称为棱锥喇叭。各个喇叭114不限于棱锥喇叭，也可以是如后文所述具有长方体(包括立方体)形状的内部空腔的箱状喇叭。

第4至第6喇叭114D、114E、114F具有分别将第1至第3喇叭114A、114B、114C关于与各个喇叭的开口面和连通于该喇叭的缝隙的E面两者垂直的面翻转而得的形状。通过缝隙112的中心和喇叭114的开口面的中心(在本说明书中，也称为“开口中心”。)的轴(图32A中的虚线)在两端的2个喇叭114C、114F中与导电部件110的第2导电性表面110a垂直，越是靠近喇叭列的中心的喇叭，该轴越朝向内侧。换言之，关于通过缝隙的中心和喇叭的开口中心的轴与第2导电性表面110a的法线形成的角度，越是靠近喇叭列的中心的喇叭，该角度越大。

图32B是放大示出多个喇叭114中的第1以及第2喇叭114A、114B的部分的图。该天线阵列用于中心频率为f0的频带的电磁波的发送和接收中的至少一方。设该中心频率为f0的电磁波的自由空间波长为λ0。在第1喇叭114A的E面截面上，从第1缝隙112A的一个边缘114Ac到第1喇叭114A的开口面的一个边缘114Aa为止的沿着第1喇叭114A的内壁面的长度与从第1缝隙112A的另一个边缘114Ad到开口面的另一个边缘114Ab为止的沿着该内壁面的长度之差可被设定为例如λ0/32以上且λ0/4以下。第2喇叭114B、第4喇叭114D、第5喇叭114E也可以满足同样的条件。通过满足这样的尺寸范围，能够更良好地进行指向性的调节。另外，在图32B的例子中，缝隙112A的另一个边缘114Ad侧的内壁面与喇叭114A的内壁面没有阶梯地相连。即使在这样的结构中，在缝隙112A的一个边缘114Ac侧的内壁面与喇叭114A的内壁面之间存在阶梯的情况下，将同第2导电性表面110a之间的距离与一个边缘114Ac相同的部位作为另一个边缘114Ad。本实施方式中的多个喇叭114各自的开口面的沿着E面的宽度Wa能够被设定为例如比λ0小的值。通过满足关于各个喇叭114的内壁面的长度的差和开口面的宽度的上述条件，能够确保喇叭114各自的开口面与基部的配置的自由度，并且能够避免天线阵列的指向特性降低。例如，如后文所述，也能够得到将旁瓣的强度相对于主瓣的强度降低到－20dBi以下的阵列。

根据图30可知，在从与各个喇叭114的开口面垂直的方向观察时，各个喇叭114的内壁面具有朝向与该喇叭114连通的缝隙112的中央部突出的一对突出部115。一对突出部115呈台阶状设置有多对。通过设置这样的突出部115，能够扩大喇叭114的能够工作的频带。另外，各个喇叭的内壁面无需是台阶状。也可以是连续的倾斜面。与之相同地，突出部也不限于台阶状，也可以是具有连续的表面的凸条。这样的突出部也可以仅设置于多个喇叭114的一部分。各个喇叭114也可以不是具有1对突出部而是具有1个突出部。只要在至少1个喇叭114中的至少1个内壁面上设置有突出部，该喇叭114就能够得到上述效果。

如图32A所示，第1导电部件110的第1导电性表面110b具有与多个喇叭114中的位于一端或者两端的喇叭114的开口面的边缘连接而扩展的平坦面。图32A的结构中的两端的喇叭114C、114F的内壁面上连接有第1导电性表面110b中的平坦面。由于这样的平坦面接近开口面的单侧而存在，因此，从喇叭114C、114F辐射的电磁波(光束)向平坦面侧倾斜。其结果为，能够得到与使喇叭114C、114F倾斜的情况类似的效果。通过调节该平坦面的位置和面积等能够调节天线阵列的指向性。

图32C是示意性示出从本实施方式中的相邻排列的3个喇叭114A、114B、114C辐射的电磁波的方位的图。在图32C中，2个实线表示从第1喇叭114A辐射的电磁波的主瓣的扩展。2个虚线表示从第2喇叭114B辐射的电磁波的主瓣的扩展。2个虚线表示从第3喇叭114C辐射的电磁波的主瓣的扩展。3个单点划线表示各个主瓣的中心轴。

如图32C所示，在本实施方式中，在向缝隙112A、112B、112C提供了电磁波时，分别从喇叭114A、114B、114C辐射的3个主瓣彼此重叠。3个主瓣的中心轴的方位彼此不同。3个主瓣的中心轴的方位差比各个主瓣的宽度小。3个主瓣的中心轴的方位差是指3个中心轴中的任意2个中心轴形成的角度中的最大的角度。主瓣的宽度是指主瓣的扩展角度。图32C中没有示出的其他喇叭114D、114E、114F也具有相同的辐射特性。在本实施方式中，通过调节各个喇叭114的形状，能够在满足上述条件的范围内调节主瓣的方位。

本发明人们发现：通过使用这样的结构的喇叭天线阵列，在电磁波的辐射时能够降低旁瓣的影响，能够较好地进行辐射。以下，以1列天线阵列的结构为例对该效果进行说明。

图33A是示出1列天线阵列的结构例的平面图。该天线阵列的结构与图29所示的天线阵列的1个列的结构相同。本发明人们利用模拟器计算从图33A所示的天线阵列辐射的电磁波的强度分布，并确认到了本实施方式的效果。

图33B是示出本模拟器中使用的导电部件110、120的结构和尺寸的截面图。收发的电磁波的频率为76.5GHz。经由中央的端口145U从图的下方供电，左右分开分别向3个天线元件供电。中央的2个喇叭114的基部的缝隙112的中心间隔是4mm。除此之外的外侧的喇叭的基部的缝隙112的中心间隔狭窄，是2.75mm。喇叭114的开口的中心间距离全部是3mm。此外，在将从各个缝隙112的下侧的开口到各个喇叭114的开口面为止的距离称为各个辐射器的高度时，该高度是3.50mm。频率76.5GHz时的电磁波的自由空间波长λ0是3.92mm，各个辐射器的高度比自由空间波长小。此外，喇叭114的开口的中心间距离也比自由空间波长小。在该例子中，通过在中央的2个喇叭114的基部之间确保4mm的间隔，和其他区域相比延长了该部分的波导部件112U的长度。其结果为，改善了波导路从端口145U向左右分开的分支部处的匹配，降低了反射。

图33C是示出该例子中的模拟结果的图。图33C的图表示出了被辐射的电磁波的电场强度的角度分布。横轴表示E面内的自正面方向的角度θ，纵轴表示电场强度(单位：dBi)。如图所示，相对于主瓣的电平能够将旁瓣的电平降低22.8dBi的程度。

本发明人们为了进行比较，如图33D所示，针对6个喇叭114的形状全部是对称形状的结构，以相同条件进行了模拟。该结构中的各个喇叭114的形状与图33A所示的位于两端的2个喇叭114的形状相同。

图33E是示出图33D所示例子中的模拟结果的图。在该例子中，相对于主瓣的电平，旁瓣的电平的降低停留在13.3dBi的程度。根据该结果能够确认本实施方式的优异性。

本实施方式中的天线阵列每列具有6个缝隙112和喇叭114，各列的缝隙112和喇叭114的个数只要是2个以上即可，可以是任意的。列的个数也不限于5列，可以是1列以上的任意列数。

1列中的多个缝隙112的排列方向即第1方向无需是与各个缝隙112的E面平行的方向。图34A和图34B是示出多个缝隙112的排列方向与E面交叉的方向的例子的平面图。即使是这样的结构，也能作为缝隙天线阵列发挥作用。

图34C是示出天线阵列的其他例子的图。在该例子中，导电部件110按每个喇叭而分离开。如该例子所示，导电部件110也能够由分离的多个部分构成。在该情况下，可以按照每个喇叭调节位置或者方向来获得所希望的天线特性。

(实施方式2的变形例2)

前述的具有非对称的喇叭的天线阵列不但能够适用于利用了脊型波导路的天线装置，也能够适用于利用了中空波导管的天线装置。以下，对上述那样的结构的例子进行说明。

图35A是示出利用了中空波导管的天线阵列的结构例的平面图。图35B是示出沿着图35A中的B－B线的截面的图。图35C是示出沿着图35A中的C－C线的截面的图。

该例子中的天线阵列的导电部件110具有4个缝隙112和4个喇叭114。4个喇叭114中，两端的2个喇叭114具有对称形状，内侧的2个喇叭114具有非对称形状。任意1个喇叭114都具有棱锥形状。

如图35B所示，天线阵列还具有导电部件190，该导电部件190具有中空波导管192。多个缝隙112与中空波导管192连接。中空波导管192具有主干部192a和从主干部经由至少1个分支部分支的多个枝部192b。在图35B的例子中，中空波导管192具有从1个主干部192a经由2个分支部分支出的4个枝部192b。多个枝部192b的末端分别与多个缝隙112连接。中空波导管192的主干部192a与MMIC等电子电路连接。发送时，从电子电路向主干部192a提供信号波。该信号波分到多个枝部192b进行传播，对多个缝隙112进行激励。

图35B所示的尺寸的一个例子如下所述。收发的电磁波的频率是76.5GHz，自由空间波长λ0是3.92mm。相邻的2个喇叭114的开口的中心间距离Hd是例如3.0mm(大约0.77λ0)。在非对称的内侧的2个喇叭114各自的E面截面上，从缝隙112的一个边缘到开口面的一个边缘为止的沿着内壁面的长度与从缝隙112的另一个边缘到开口面的另一个边缘为止的沿着内壁面的长度之差S1是例如0.39mm(大约0.10λ0)。各个喇叭114的开口面的第1方向上的宽度A是例如2.5mm(大约0.64λ0)。各个喇叭114的从基部到开口面的距离L是例如3.0mm(大约0.77λ0)。也可以采用不同于这些尺寸的尺寸。

导电部件110、190利用多个螺栓116而彼此固定。通过使多个喇叭114的形状的至少一部为非对称，即使在例如中空波导管192的结构受到螺栓116的限制的情况下，也容易实现所希望的辐射特性或者接收特性。

图35D是示出其他变形例的截面图。在该例子中，导电部件110的至少一部分作为中空波导管192的侧面发挥作用。多个喇叭114设置于中空波导管192的侧面。该例子中的中空波导管192沿着缝隙112的排列方向延伸。提供到中空波导管192的一端的信号波在中空波导管192中传播，对多个缝隙112进行激励。在该情况下，多个缝隙112的间隔不是恒定的，因此，多个缝隙112被以相对于相等相位错开的条件被激励。即使在这样的天线阵列，也能够得到本实施方式的效果。

图36A是示出另外其他的变形例的平面图。图36B是示出沿着图36A中的B－B线的截面的图。该例子中的各个喇叭114是具有长方体或者立方体的内部空腔的箱状喇叭。各个喇叭114的内壁面具有与缝隙112连通的底面和与底面垂直的侧面。在各个喇叭114的E面截面上，缝隙112的中心的位置从喇叭114的开口面的中心向内侧或者外侧偏移。

多个缝隙112与由导电部件110、190形成的中空波导管192连接。导电部件110的底面作为中空波导管192的侧面的一部分发挥作用。

该例子中的尺寸的一个例子如下所述。相邻的2个喇叭114的开口的中心间距离Hd是例如3.0mm(大约0.77λ0)。在各个喇叭114的E面截面上，从缝隙112的一个边缘到开口面的一个边缘的直线距离与从缝隙112的另一个边缘到开口面的另一个边缘的直线距离之差S2是例如0.39mm(大约0.10λ0)。各个喇叭114的开口面的第1方向上的宽度A是例如2.5mm(大约0.64λ0)。各个喇叭114的从基部到开口面的距离L是例如3.0mm(大约0.77λ0)。也可以采用不同于这些尺寸的尺寸。

在使用了以上的中空波导管的例子中，可以不是全部的缝隙都与1个中空波导管连接。可以是多个缝隙的一部分与不同于其他的一部分的中空波导管连接。

(实施方式3)

实施方式3涉及通过设计端口附近的阻塞结构来抑制端口处的信号波的反射的技术。

以往的阻塞结构例如专利文献1所公开的那样，包括长度为大约λr/4的付加的脊(以下，有时称为“阻塞脊”。)。以往认为如果阻塞脊的长度偏离λr/4的话，就会损害作为阻塞结构的功能。

但是，本发明人们发现：在使阻塞脊的长度比λr/4短的情况下，其也作为阻塞结构充分发挥作用，以及很多情况下比λr/4短是更为优选的。更加优选的是，在λ0/4以下。大多时候λ0比λr小10％的程度，因此，λ0/4也比λr/4小10％的程度。基于这一知识，在本实施方式的波导路装置中，使阻塞脊的长度为λ0/4以下。

本实施方式中的阻塞结构包括：导电性的脊(阻塞脊)，其设置于与端口相邻的位置；以及一个以上的导电性的杆，其相对于该脊的远离端口的一侧的一端隔开间隙地配置在导电性表面上。也可以认为阻塞脊是被端口断开的波导部件的一部分。能够将阻塞脊的长度设定为例如λ0/16以上且λ0/4以下。

在本实施方式中，通过进一步在阻塞结构的附近的脊或者端口的一部分上设置切口，或是设置楔形部，能够抑制信号波的反射。以下，以图27的结构为例，对具有上述那样的阻塞结构的波导路装置的例子进行说明。

图37A是示出图27所示的那样的第3导电部件140的端口145L处的阻抗匹配结构的一个例子的立体图。

本实施方式中的第3导电部件140具有配置于与第2波导部件122L的一端相邻的位置的端口145L。在隔着端口145L与第2波导部件122L的所述一端对置的位置配置有阻塞结构150。

图37B是示意性示出图37A所示的端口145L和阻塞结构150的截面的图。如图37B所示，端口145L从第3导电部件140中的正面侧的第5导电性表面140a贯穿到背面侧的第6导电性表面140b。

本实施方式中的阻塞结构150具有与端口145L相邻的第1部分150a和与第1部分150a相邻的第2部分150b。第1部分150a由阻塞结构150的一端的切口构成。通过该切口，从第1部分150a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)比从第2部分150b到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)长λ/4的程度，实现了阻抗匹配结构。在该例子中，从第1部分150a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)与从第3导电部件140的第5导电性表面140a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)相等。

通过将这样的阻抗匹配结构设置到阻塞结构150侧，在信号波通过端口145L时，抑制了端口145L处的不必要的反射。其结果为，信号波能够高效地耦合到波导部件122L的波导面122a与第4导电性表面120b之间的波导路中。

在图37B所示的例子中，阻塞结构150包括：阻塞脊152，其设置于与端口145L相邻的位置；以及1个以上的导电性的杆154，其相对于阻塞脊152的远离端口145L的一侧的一端隔开间隙地配置在导电性表面140a上。阻塞脊152包括第1部分150a和第2部分150b。在图37B的例子中，第1部分150a的上表面位于与导电性表面140a相同的高度水平，但是这一部分也包含于阻塞脊152。能够将阻塞脊152的长度Lr设定为例如λ0/4以下。杆154可以具有与构成在波导部件122L的两侧扩展的人工磁导体的导电性杆124相同的尺寸，也可以具有不同的尺寸。

(实施方式3的变形例)

图38A是示出实施方式3的变形例中的阻抗匹配结构的立体图，图38B是截面图。在该变形例中，构成阻塞结构150的结构物的形状不同于图37A和图37B的方式中的形状。此外，从第1部分150a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)比从第3导电部件140的第5导电性表面140a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)短。此外，在从波导部件122L观察第1部分150a时，第1部分150a的进深延长，第2部分150b则随之变短。

图39A是示出实施方式3的其他变形例中的阻抗匹配结构的立体图，图39B是截面图。该变形例与图38A和38B的结构例的区别是，在该变形例中，从第1部分150a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)与从第3导电部件140的第5导电性表面140a到第2导电部件120的第4导电性表面120b为止的间隔(距离)相等。

图40A是示出实施方式3的另外其他的变形例中的阻抗匹配结构的立体图。图40B是其截面图。在该变形例中，除了设置于阻塞结构150侧的阻抗匹配结构以外，在波导部件122L侧也设置有用于阻抗匹配的凹部123d。

图41和图42分别是示出具有上述阻抗匹配结构的具体的结构例的立体图。在使用图38A至图42所示那样的阻抗匹配结构的情况下，也能够抑制在信号波通过端口145L时的不必要的反射。

在以上的各个例子中，对从第3导电部件140的正面侧的第5导电性表面140a贯穿到背面侧的第6导电性表面140b的端口145L处的阻抗匹配结构进行了说明。同样的结构也可以适用于端口145L以外的端口或者缝隙。本实施方式中的阻塞结构150能够设置于端口或者缝隙等任意的贯穿孔附近。例如，也能够使图42等所示的端口145L作为缝隙(天线元件)发挥作用。

图43A至图43I是用于对本公开的变形进行说明的示意截面图。在这些例子中，阻塞结构150位于第1导电部件110与第2导电部件120之间。端口145贯穿第2导电部件120。

图43A示出了将阻塞脊的长度缩短到大约λ0/8的例子。以往认为在这样结构中不能充分地抑制电磁波的泄漏，但是，根据本发明人们的分析可知，能够将泄漏抑制到在实用上没有问题的水平。另外，如图43B所示，在使阻塞脊的长度为λ0/8的情况下，大多情况下配置于脊的周围的导电性杆的长度和宽度也是λ0/8，因此，有时阻塞脊和导电性杆的尺寸以及形状变成相同的。上述那样的结构也是本实用新型的实施的一个方式。

图43B至图43D示出了阻塞脊具有切口的例子。切口的深度和范围如图所示，是多种多样的。在图43B的例子中，阻塞脊的不是切口的部分(第2部分)的长度是λ0/8的1.5倍。在图43D的例子中，波导部件122的与端口145相邻的部位也设置有切口。切口的部位是间隙扩大部，在该部位处，导电部件110的导电性表面110a与波导部件122的波导面122a之间的距离比在端口145的相反侧与切口的部位相邻的部位长。

图43E至图43I示出了楔形部替代切口而设置于阻塞脊或者波导部件122的一端的例子。在这些例子中，阻塞脊和波导部件122中的至少一方在间隙扩大部具有倾斜面。通过这样的结构也能够得到相同的反射抑制效果。另外，如图43B和图43I所示，在切口或者楔形部较大的情况下，在基部处测量到的阻塞脊整体的长度有时会超过λ0/4。

如这些例子所示，通过将切口或楔形部导入阻塞脊而在阻塞部中设置间隙扩大部，能够抑制通过端口145的信号波在端口145周边被反射。

在以上的例子中，在第2导电部件120上设置有端口145，但是，端口145也可以设置在第1导电部件110侧。可以使端口145作为缝隙(天线元件)发挥作用。

图44A至图44G示出端口145设置在第1导电部件110侧的例子。这些例子中的1导电部件110具有端口145，该端口145配置于与波导面122a的接近波导部件122的一端的部位对置的位置。端口145从第1导电性表面110b与第2导电性表面110a连通。第2导电部件120在包含波导部件122的一端的区域具有阻塞结构150。阻塞结构150包括：波导部件端部156，其范围为从将端口145的开口投影到波导面122a上时的边缘到波导部件122的一端的边缘为止；以及1个以上的导电性杆154，其相对于波导部件122的一端隔开间隙地配置在第3导电性表面120a上。

在图44A的例子中，波导部件端部156的长度是λ0/8的1.13倍。设在波导路中传播的电磁波的自由空间中的中心波长为λ0时，沿着波导路的方向上的波导部件端部156的长度被设定为例如λ0/16以上并且小于λ0/4。

在图44B至图44G所示的例子中，第1导电部件110的第2导电性表面110a具有：第1部分117，其在波导部件端部156所对置的部位处与端口145相邻；以及与第2部分118，其与第1部分117相邻。第1部分117与波导面122a之间的距离比第2部分118与波导面122a之间的距离长。第1部分117在图44B至图44E的例子中具有倾斜面。在图44B的例子中，第2部分的长度是λ0/8的1.5倍。在图44F和44G的例子中，第1部分117是设置有切口的部位。切口或者倾斜面是间隙扩大部，在该部位处与波导面122a之间的距离比相邻的部位长。间隙扩大部也可以设置于在波导部件122的方向延伸上与端口145相邻的两侧。图44C、图44E、图44G示出了上述那样的例子。

通过如图44B至图44G所示那样设置间隙扩大部，能够抑制通过端口145的信号波在端口145周边被反射。

图45A至图45D是示出另外其他的变形例的图。在该例中，第1导电部件110或者波导部件122在端口145的附近不具有间隙扩大部而是具有间隙缩小部。在间隙缩小部处，导电性表面110a与波导面122a之间的距离缩小成比相邻的部位短。根据用途可以采用这样的结构。这些结构也能够抑制通过端口145的信号波在端口145周边被反射。

(实施方式4)

图46A是示意性示出实施方式4中的第3导电部件140(分配层)的结构的平面图。在本实施方式中，第3导电部件140上的波导部件122L具有8端口分配器的结构，这一点不同于前述的各个实施方式。

如图46A所示，本实施方式中的波导部件122L具有多个T型分支部122t1、122t2、122t3(以下，有时将它们统称为“T型分支部122t”。)。通过多个T型分支部122t的组合，从端口145L延伸的一个波导部122L0(以下，也称为“主干部122L0”。)分支成8个终端波导部122L3。波导部件122L被设计成从端口145L到8个终端波导部122L3的末端为止的传播距离在所有的路径中相等。

多个T型分支部122t包括：第1分支部122t1，其将波导部件122L的主干部122L0分支成2个第1梢部122L1；2个第2分支部122t2，其将第1梢部122L1的每1个分支成2个第2梢部122L2；以及4个第3分支部122t3，其将第2梢部122L2的每1个分支成2个第3梢部122L3。8个第3梢部122L3作为终端波导部发挥作用。

图46B是示出本实施方式中的第2导电部件120(激励层)的结构的平面图。8个终端波导部122L3的末端部与第2导电部件120中的8个端口145U对置。从8个终端波导部122L3通过了8个端口145U的信号波在第2导电部件120上的8个波导部件122U上传播，对其上部的第1导电部件110中的多个缝隙112进行激励。

图46C是示出本实施方式中的第1导电部件110的结构的平面图。本实施方式中的第1导电部件110具有48个缝隙112。在Y方向上排列的8个缝隙112构成的缝隙列在X方向上排列有8列。8个缝隙列分别与第2导电部件120中的8个波导部件122U对置。沿着第2导电部件120上的8个波导部件122U的每1个传播的信号波对第1导电部件110中的对置的缝隙列所包含的各个缝隙112进行激励。由此，电磁波被辐射。

再次参照图46A。第3导电部件140在与波导部件122L的主干部122L0的末端相邻的位置具有端口145L。主干部122L0的末端的侧面(端面)与端口145L的内壁连相连。该端口145L与图28例示的第4导电部件160上的波导部件122X的末端部对置。

通过图28所示的端口(方形波导管)165并在波导部件122X上传播的信号波通过端口145L到达波导部件122L的主干部122L0。该信号波从主干部122L0由多个分支部122t分支，到达8个终端波导部122L3的末端。然后，通过图46B所示的第2导电部件120中的8个端口145U，并在第2导电部件120上的8个波导部件122U上的波导路中传播。其结果为，图46C所示的各个缝隙112被激励，电磁波被辐射到外部空间。

图46A所示的波导部件122L具有14个弯曲部(在图46A中涂有阴影的地方)。在这些弯曲部处形成有凹部或者凸部。在本实施方式中，在8个终端波导部122L3中，位于中央部(内侧)的4个终端波导部122L3的形状不同于位于外侧的4个终端波导部122L3的形状。更加具体而言，与中央部(内侧)的4个端口145U(图46B)相连的4个终端波导部122L3的弯曲部具有凹部。与外侧的4个端口相连的4个终端波导部122L3的弯曲部具有凸部。这样，弯曲部的结构根据终端波导部122L3而不同。通过这样的结构，相比于与内侧的4个端口145U相连的天线元件，与外侧的4个端口145U相连的天线元件的激励振幅小。其结果为，在作为阵列天线使用时能够抑制旁瓣。

上述效果以本发明人们的如下发现为基础的：即，在弯曲部处设置凹部的情况下，弯曲部处的信号波的反射被抑制，在弯曲部处设置凸部的情况下，相反的弯曲部处的信号波的反射变大。为了提高阵列天线的辐射效率，优选抑制弯曲部处的反射。但是，在旁瓣的抑制优先的情况下，则例如如本实施方式那样，在分配层中的波导部件122L的外侧的弯曲部强行使反射发生来抑制从外侧的缝隙辐射的电磁波的振幅是有效的。

图47是示出本实施方式的变形例的立体图。在图47所示的波导部件122L中，各个弯曲部的外侧的角被倒角，在此基础上，在各个分支部的侧面具有到达波导面的3个半圆柱状的凹陷(凹部)。此外，波导部件122L设置有各个T型分支部中的主干侧部分的波导面的高度越靠近分支部而变得越高的结构(阻抗变换部)。利用这些结构能够抑制弯曲部或者分支部处的不必要的反射。

图48A是放大示出图47所示的波导部件122L的一部分(虚线框所包围的部分)的图。图48A仅示出了具有8个终端波导部122L3的波导部件122L的单侧的一半(4端口分配器)。图示的4个终端波导部122L3中的外侧(图48A中，下侧)的2个终端波导部122L3中的弯曲部122Lb具有凸部。另一方面，内侧(图中，上侧)的2个终端波导部122L3中的弯曲部122Lb具有凹部。图48A没有示出的剩余4个终端波导部122L3的弯曲部122Lb也同样地，外侧的弯曲部122Lb具有凸部，内侧的弯曲部122Lb具有凹部。利用这样的结构，能够在外侧的弯曲部122Lb处有意地增大信号波的反射，能够减小从外侧的终端波导部122L3朝向激励层的信号波的振幅。由此，能够降低旁瓣。

用于降低旁瓣的结构不限定于上述的结构，能够有多种多样的结构。例如，可以不将外侧的至少2个终端波导部122L3的弯曲部122Lb的高度相对于基准高度(即，既不存在凹部也不存在凸部的部位的高度)进行改变，而是在内侧的至少2个终端波导部122L3的弯曲部122Lb处设置凹部。或者，可以不将内侧的至少2个终端波导部122L3的弯曲部122Lb的高度相对于基准高度进行改变，而是在外侧的至少2个终端波导部122L3的弯曲部122Lb处设置凸部。弯曲部122Lb的凹部的深度或者凸部的高度可以是在所有弯曲部122Lb中都不同，也可以是在一部分弯曲部122Lb中是相同的。

在本实施方式中，通过使外侧的弯曲部122Lb的高度高于内侧的弯曲部122Lb的高度来抑制与外侧的端口145U(参照图36B)相连的信号波的振幅，但是，也不限定于这样的结构。例如，也可以是仅针对内侧的弯曲部122Lb进行图48A所示的弯曲部122Lb的角的倒角，而不针对外侧的弯曲部122Lb进行这种倒角的结构。若对角进行倒角，则信号波的反射被抑制，因此，通过仅对内侧的弯曲部122Lb进行倒角，能够相对提高从内侧的缝隙112辐射的信号波的振幅。或者，也可以通过调整弯曲部122Lb以外的部位的形状，从而在内侧抑制反射，而在外侧使其发生更大的反射。例如，能够想到将图48A所示的分支部122t3中的侧面的3个凹陷仅设置于内侧的几个分支部122t3的结构。除此之外，通过利用在内侧和外侧使信号波的传播路径的长度或者阻抗不同的结构也能够得到同样的效果。

出于与降低旁瓣的目的不同的目的，可以使多个终端波导部122L3中的至少1个的形状为与其他任1个的形状不同的形状。各个终端波导部的形状能够按照所需的阵列天线的性能而适当地设计。

在本实施方式中，分配层中的波导部件122L具有8端口分配器的结构，但是也可以是4端口分配器、16端口分配器、或者32端口分配器等其他结构。换言之，为了得到本实施方式的效果，波导部件122L只要是通过多个T型分支部的组合从1个主干部分支成2^N个(N为2以上的整数)终端波导部的结构即可。在这样的结构中，具有与波导部件122L对置的导电性表面的波导部件至少具有与2^N个终端波导部对置的2^N个端口。通过使2^N个终端分支部中的至少1个终端分支部的形状为与其他任意1个的形状不同的形状，能够实现与目的相对应的所希望的辐射特性。在本实施方式中，是N＝3，但是，也可以是N＝2或者N≥4。

在N≥3的情况下，2^N个终端波导部中，位于中央部(内侧)的4个终端波导部的形状可以不同于位于该4个终端波导部的外侧的至少4个终端波导部的形状。例如，通过使位于中央部的4个终端波导部中的弯曲部的形状为凹部，使位于该4个终端波导部的外侧的至少4个终端波导部的形状为凸部，与本实施方式相同地，能够得到降低旁瓣的效果。

另一方面，在N＝2的情况下，4个终端波导部中，位于中央部的2个终端波导部的形状可以不同于位于该2个终端波导部的外侧的2个终端波导部的形状。例如，通过使位于中央部的2个终端波导部中的弯曲部的形状为凹部，使位于该2个终端波导部的外侧的2个终端波导部的形状为凸部，对于具有4列缝隙的阵列天线，能够得到降低旁瓣的效果。

接下来，对本实施方式中的阻抗变换部的结构和效果进行说明。在以下的说明中，有时将阻抗变换部122i1、122i2统称为“阻抗变换部122i”。

如图48A所示，分配层中的波导部件122L在与多个T型分支部122t相邻的主干部122L0侧的部分，分别具有使波导路的电容增加的多个阻抗变换部122i。在本实施方式中，各个阻抗变换部122i具有减小波导面和与之相对置的导电部件的导电性表面之间的距离的结构。换言之，各个阻抗变换部122i具有高度比相邻的部分高的凸部。各个阻抗变换部122i也可以具有波导面的宽度(与波导面的延伸方向垂直的方向的尺寸)比相邻的部分宽的宽幅部。即使在拓宽宽度来替代减小波导面与导电部件的导电性表面之间的距离的情况下，也同样具有使电容增加的效果。通过适当地设定阻抗变换部122i的高度(或者波导面与导电性表面之间的距离)或者宽度，能够提高分支部122t处的阻抗的匹配度。

在图48A所示的例子中，各个阻抗变换部122i包括：第1变换部，其与分支部122t相邻，具有固定的高度；以及第2变换部，其在该分支部122t的相反侧与第1变换部相邻，具有固定的高度。第1变换部的高度比第2变换部的高度高。在不改变高度而是改变宽度的情况下，第1变换部的宽度比第2变换部的宽度宽。各个阻抗变换部122i不限定于高度或者宽度分两阶段变化的结构，也可以具有一阶段或者三阶段以上的变化结构。

在波导部件122L中，具有相同高度的部分的沿着波导路的长度典型的被设定为在波导路中的信号波的波长的1/4的程度。但是，在本实施方式中，使用大大偏离了上述那样的尺寸的尺寸。

在本实施方式中，多个阻抗变换部122i中，离终端波导部122L3相对较远的第1阻抗变换部122i1的沿着波导路的方向的长度比离终端波导部122L3相对较近的第2阻抗变换部122i2的沿着波导路的方向的长度短。在图48A的例子中，第1阻抗变换部122i1位于第1梢部122L1，第2阻抗变换部122i2位于第2梢部122L2。

图48B是用于对阻抗变换部122i1、122i2的尺寸进行说明的图。在第1阻抗变换部122i1中，设靠近分支部的第1变换部的沿着波导路的长度为y1，设远离分支部的第2变换部的沿着波导路的长度为y2。同样地，在第2阻抗变换部122i2中，设靠近分支部的第1变换部的沿着波导路的长度为y3，设远离分支部的第2变换部的沿着波导路的长度为y4。在本实施方式中，y1＜y2、y3＞y4以及y3＞y1成立。y1、y2、y3、y4的值的一个例子是y1＝1.0mm、y2＝1.15mm、y3＝1.4mm、y4＝0.9mm。

如上所示，在本实施方式中，在沿着波导路的方向上，第1阻抗变换部122i1中的第1变换部比第2阻抗变换部122i2中的第1变换部短。此外，在沿着波导路的方向上，第1阻抗变换部122i1中的第1变换部(长度y1)比第1阻抗变换部122i1中的第2变换部(长度y2)短，第2阻抗变换部122i2中的第1变换部(长度y3)比第2阻抗变换部122i2中的第2变换部(长度y4)长。此外，第1阻抗变换部122i1中的第1变换部的靠近终端波导部122L3的一侧的端部到达远离终端波导部122L3的一侧的分支部122t，但是，第2阻抗变换部122i2中的第1变换部的靠近终端波导部122L3的一侧的端部没有到达靠近终端波导部122L3的一侧的分支部122t。通过这样的结构，与一般的所有变换部的长度设定为传播波长的1/4的阻抗变换器相比，成功地提高了分支部122t处的阻抗匹配度。

另外，在本实施方式中，第3导电部件140(分配层)具有8端口分配器的结构，但是，第2导电部件120(激励层)可以具有同样的结构。即，多个终端波导部122L3可以与第1导电部件110中的多个缝隙112对置。通过这样的结构也能够控制阵列天线的激励振幅的面内分布，能够降低分支部122t处的传播损失。

(实施方式5)

图49是示出实施方式5中的第4导电部件160的一部分的结构的立体图。本实施方式中的第4导电部件160具有：方形波导管165L，其配置于与波导部件122X的一端相邻的位置；以及阻塞结构150，其被设置于隔着方形波导管165L与波导部件122X的上述一端对置的位置。方形波导管165L从第4导电部件160的背面侧的导电性表面与波导部件122X上的波导路连通。方形波导管165L将生成或者接收信号波(高频信号)的电子电路(例如，MMIC)与第4导电部件160耦合。即，电子电路中生成的信号波通过方形波导管165L后在波导部件122X从一端传播到另一端，从该另一端经由端口被传送到上部的层(分配层或者激励层)。另一方面，从天线元件被发送到波导部件122X的上述另一端的信号波在波导部件122X上传播到上述一端，通过方形波导管165L后被传送到电子电路。

在从第4导电部件160的导电性表面160a的法线方向观察时，方形波导管165L具有由一对长边和与该长边垂直的一对短边所规定的长方形的形状。此处，“长方形的形状”不限定于严格的长方形。例如，角是圆形的形状或者一对长边和一对短边中的至少一方以小角度倾斜的形状也可包含在“长方形的形状”中。

方形波导管165L中的一对长边中的一条边与波导部件122X的一端接触。一对长边的另一条与作为阻塞结构150的构成要素的阻塞脊122X’的侧面接触。阻塞脊122X’也能够解释为被方形波导管165L断开的波导部件122X的部分。阻塞脊122X’的在波导部件122X的延伸方向上的尺寸比杆124X稍大。由阻塞脊122X’和其延长线上的几个杆124X形成阻塞结构150。另外，可以用杆124X来代用阻塞脊122X’。

第4导电部件160上的多个杆124X包括沿着波导部件122X排列在波导部件122X的两侧的2列以上的杆124X。在阻塞脊122X’的两侧也配置有2列以上的杆124X。图49中为了参考而用虚线示出与波导部件122X和阻塞脊122X’相邻的2列杆。方形波导管165L断开了与波导部件122X的两侧相邻并且沿着波导部件122X排列的第1列的杆列124X1，但是，没有到达第2列的杆列。更加具体而言，方形波导管165L的长边的长度比至少2列杆的最短中心间距离的2倍长，并且，比最短中心间距离的3.5倍短。方形波导管165L的短边的长度比所述最短中心间距离的1.5倍短。

根据这样的方形波导管165L，在连接MMIC等电子电路和波导路时，能够抑制信号波的能量的泄漏，能够提高阵列天线装置的性能。

(实施方式6)

本实施方式和后面的实施方式7涉及导电性杆的大小及其配置周期。

实施方式6、7具有如下共同点，即，导电性杆是棱柱形状，通过改变其“边”的大小来改变导电性杆的配置周期。这里说的“边”是指从导电性表面的法线方向观察棱柱形状的导电性杆时的图3中的X方向或者Y方向的边。以下，将导电性杆的X方向的边的长度和Y方向的边的长度之比称为导电性杆的“纵横比”。

在以上所说明的实施方式中，上述导电性杆的末端部124a的平面形状在附图上大概是正方形。即，纵横比实质上是1(例如图17)。

本实施方式和后面的实施方式7利用具有纵横比不是1的非正方形的平面形状的导电性杆来构成人工磁导体。本实施方式和后面的实施方式7的差异是，在本实施方式中，缩短了导电性杆的与相邻的波导部件延伸的方向平行的方向(Y方向)的边的大小，而在后面的实施方式7中，缩短了与相邻的波导部件延伸的方向垂直的方向(X方向)的边的大小。另外，在本实施方式中，导电性杆的X方向的边的大小有所增加，但是，这是以其与相邻的波导部件的配置之间的关系为依据。

如上所述，在波导部件的波导面形成凹凸，使波导面和与之相对置的导电部件的导电性表面之间的距离沿着波导路变动，由此，能够缩短在波导路上传播的信号波的波长。在此基础上，或者取而代之，通过使波导面的宽度沿着波导路变动，也能够缩短在波导路上传播的信号波的波长。本申请发明人们针对一些实施例进行了验证，若是设在例如没有形成凹凸的波导面传播的信号波的中心波长为λr，那么在形成有凹凸的波导面传播的信号波的波长λg是λg＝0.61λr。例如，如果λr＝4.5mm的话，那么缩短至λg＝2.75mm。

因此，本申请发明人们并非是根据波长λr来决定导电性杆的配置间隔，而是考虑缩短后的波长λg来改变导电性杆的大小。由此，能够提高人工磁导体的电磁波(信号波)的泄漏抑制效果。

以下，对本实施方式的导电性杆的结构进行说明。

本实施方式还涉及阵列天线装置的结构，但是，以下主要对阵列天线装置的设置有导电性杆和波导部件的第2导电部件120的导电性杆的结构和配置进行说明。但是，该说明也能够适用于第2导电部件120以外的第3导电部件140和/或第4导电部件160。此外，关于没有特别说明的阵列天线装置的结构，援引此前的阵列天线装置的说明，省略再次的重复。另外，多个导电性杆可以不设置在第2导电部件120上，而是设置在与波导部件对置的第1导电部件的导电性表面上。

图50A示出本实施方式中的具有纵横比不是1的导电性杆170a1和170a2的第2导电部件120。第2导电部件120还具有纵横比是1的导电性杆170b1和170b2。根据图50A理解可知，关于Y方向，相同形状的导电性杆以相同间隔排列。在本实施方式中，将该情形称为“导电性杆周期性地排列”。此外，下文中，将在Y方向上周期性地排列的、纵横比是1的多个导电性杆称为“标准导电性杆组”，将在Y方向上周期性地排列的、纵横比不是1的多个导电性杆称为“高密度导电性杆组”。有时将“高密度导电性杆组”称为“第1杆组”，将“标准导电性杆组”称为“第2杆组”。在从支承这些杆组的导电部件的导电性表面的法线方向观察时，属于第1杆组的多个导电性杆(第1杆)的每1个具有沿着波导路的方向的边比其他边要长的非正方形的形状。另一方面，在从该导电性表面的法线方向观察时，属于第2杆组的多个导电性杆(第2杆)的每1个具有正方形的形状。

图50B是示意性示出高密度导电性杆组170a、171a、172a、以及标准导电性杆组170b和171b的俯视图。

如上所述，在本实施方式中，随着采用产生波长缩短效果的波导面，而设置了高密度导电性杆组。因此，高密度导电性杆组与至少产生规定以上的波长缩短效果的波导部件相邻地设置。另一方面，在不与上述那样波导部件相邻的位置设置有标准导电性杆组而不是高密度导电性杆组。

图50B中示出产生波长缩短效果的波导部件122L－a1和122L－a2。而且，在与这些波导部件相邻的位置设置有高密度导电性杆组170a、171a、172a。另一方面，在不与这些波导部件相邻的位置设置有标准导电性杆组171b。此外，标准导电性杆组170b与不产生规定以上的波长缩短效果的波导部件122L－b相邻地设置。

首先，对标准导电性杆组170b、171b进行说明。例示地参照标准导电性杆组170b所包含的导电性杆170b1和170b2。导电性杆170b1和170b2的末端部的平面形状是正方形，纵横比是1。此外，导电性杆170b1和170b2的间隔(Y方向的间隙的距离)被设计成与该正方形的1条边的长度大致相等。

具体举例来说，导电性杆170b1和170b2的各边是0.5mm，导电性杆的间隔也是0.5mm。即，针对Y方向观察导电性杆组170b的话，具有0.5mm的边的导电性杆隔开0.5mm的间隔周期性地排列。

接下来，对高密度导电性杆组170a、171a、172a进行说明。例示地参照高密度导电性杆组170a所包含的导电性杆170a1和170a2。导电性杆170a1和170a2的末端部124a的平面形状是长方形，纵横比不是1。Y方向的边的长度比导电性杆170b1和170b2的边的长度短。另一方面，导电性杆170a1和170a2的间隔(Y方向的间隙的距离)在本实施方式中与导电性杆170b1和170b2的间隔相同。

具体举例来说，导电性杆170a1和170a2的Y方向的各边是0.325mm，导电性杆的间隔被设定为0.5mm。即，针对Y方向观察高密度导电性杆组170a的话，具有0.325mm的边的导电性杆隔开0.5mm的间隔周期性地排列。

对高密度导电性杆组170a、171a、172a内的导电性杆的排列周期和标准导电性杆组170b、171b内的导电性杆的排列周期进行比较时，后者较长。在上述的具体示例中，在每1个周期，后者要长0.175mm。因此，在高密度导电性杆组中，在相同长度的范围内，能够更多地设置导电性杆。因此，能够更加有效地抑制在波导部件传播的信号波的泄漏。

以下，对构成高密度导电性杆组的导电性杆的X方向的尺寸和配置也进行说明。着眼于例如图50B的高密度导电性杆组171a的导电性杆171a1。

如上述“(1)导电性杆的宽度”中所作说明，能够将导电性杆的宽度(X方向和Y方向的大小)设定为小于λm/2，但是，更加优选的是小于λ0/4。

因此，本申请发明人们将导电性杆171a1的X方向的大小设定为小于λ0/4。在此基础上，使导电性杆171a1与波导部件122L－a1之间的距离(意思是间隙的大小。以下相同。)以及导电性杆171a1与波导部件122L－a2之间的距离比标准导电性杆组的宽。

具体举例来说，导电性杆171a1的X方向的宽度是0.75mm(＝0.19λ0)，比导电性杆170b1的X方向的宽度长0.25mm。此外，导电性杆171a1与波导部件122L－a1之间距离以及导电性杆171a1与波导部件122L－a2之间的距离都是0.625mm(＝0.16λ0))，比导电性杆170b1与波导部件122L－b之间的距离长0.125mm。

在图50A中，不仅是在波导部件122L－a上，在波导部件122L－b上，在波导面上也形成有凹凸。因此，也可以在波导部件122L－b的两侧也设置高密度导电性杆组。在本实施方式中，与波导部件122L－b相比，在波导部件122L－a上形成有更多凹凸，波长的缩短效果更佳。因此，对于波导部件122L－a1和122L－a2的两侧的导电性杆组，形成了高密度导电性杆组170a、171a、172a。能够适当地规定设置高密度导电性杆组和标准导电性杆组中的哪一方的基准。可以是，在设例如在不具有波长缩短效果的波导面上传播的信号波的中心波长为λr，设在具有波长缩短效果的波导面上传播的信号波的波长为λg时，如果λg＜0.80λr，则设置高密度导电性杆组，如果λg≥0.80λr，则设置标准导电性杆组。

另外，在本实施方式中，导电性杆组170a、171a、172a的Y方向上的配置周期(即，相邻的杆间的中心间距离)与波导部件122L－a1所具有的端口145a1和波导部件122L－a2所具有的端口145a2在Y方向上的间隔的二分之一相等。通过选择该周期，尽管端口145a1和145a2的位置在Y方向上不同，但是，具有H字形的形状的端口145a1和145a2的水平部分(横部)的Y方向位置与分别和它们相邻的导电性杆171a1的Y方向位置一致。通过选择这样的位置关系，能够使端口145a1和145a2的附近的电场的状态相等。另外，用于获得这样的效果的导电性杆170a、171a、172a在Y方向上的配置周期不限于端口145a1和端口145a2在Y方向上的配置周期的二分之一。更加一般的是，能够选择整数分之一(整数包括1)的尺寸。此外，在目的为获得保持电场的状态相等这一效果的情况下，无需采用产生波长缩短效果的波导面。

(实施方式7)

在以上所述的实施方式中，如例如图26或者图31所示，对以下结构进行了说明：1个导电部件具有多个波导部件，在由与该多个波导部件对置的导电部件、该波导部件以及人工磁导体形成的多个波导路中，对发送的信号波和/或者接收到的信号波进行传播。

在设置有多个波导部件时，该多个波导部件的间隔影响天线阵列的接收性能和/或发送性能。例如，设置于激励层的多个波导部件的间隔决定天线元件的排列间隔(即，相邻的2个天线元件的中心间隔)。如已经所作说明，若相邻的2个天线元件的中心间隔比使用的电磁波的波长大的话，则栅瓣会出现在天线的可视区域内。若天线元件的排列间隔进一步扩大的话，产生栅瓣的方位会靠近主瓣的方位。因此，需要减小天线元件的排列间隔，即，多个波导部件的间隔。此外，为了扩大天线阵列的可接收角度范围，也需要减小设置于激励层的波导部件的配置间隔。

若减小多个波导部件的配置间隔，那么配置于其间的导电性杆的列的数量被限制。由于例如彼此相邻的2个波导部件的配置间隔，而导致只能设置1列导电性杆组，有可能不能充分确保波导面之间的电磁分离。即，在有的波导路中传播的电磁波有可能泄漏到相邻的波导面。

因此，关于与波导部件相邻配置的导电性杆，本申请发明人们在与导电部件平行的平面内，缩短了与波导部件垂直的方向(X方向)的边的大小。其结果为，波导部件被至少2列导电性杆组包围，实现了波导面之间的充分的电磁分离。

以下，对本实施方式的结构进行说明。

本实施方式也涉及阵列天线装置的结构，但是，以下主要对阵列天线装置的设置有导电性杆和波导部件的第2导电部件120的导电性杆的结构和配置进行说明。但是，该说明也能够适用于第2导电部件120以外的第3导电部件140和/或第4导电部件160。此外，关于没有特别说明的阵列天线装置的结构，援引此前的阵列天线装置的说明，省略再次的重复。另外，多个导电性杆可以不但设置在第2导电部件120上，而且还设置在与波导部件对置的第1导电部件的导电性表面上。

图51A示出各自的两侧被2列导电性杆组包围的2个波导部件122L－c和122L－d。波导部件122L－c被2列导电性杆组180和2列导电性杆组181包围。此外，波导部件122L－d被2列导电性杆组181和2列导电性杆组182包围。构成2列导电性杆组180～182的每个导电性杆的Y方向的尺寸比X方向的尺寸长。作为参考，在图51A中示出波导部件122L－e和配置在其两侧的2组标准导电性杆组184。

以下，将构成导电性杆组180～182的每个导电性杆称为“本实施方式的导电性杆”，将构成标准导电性杆组184的每个导电性杆称为“标准导电性杆”。理解为本实施方式的导电性杆比标准导电性杆小。

图51B是示意性示出本实施方式的导电性杆的尺寸和配置的俯视图。作为本实施方式的导电性杆，着眼于在Y方向上彼此相邻的2个导电性杆180a和180b。

对波导部件122L－c与波导部件122L－d之间进行以下区分。

w1：从波导部件122L－c到导电性杆180a的距离

w2：导电性杆180a的X方向的宽度

w3：从导电性杆180a到导电性杆180b的距离

w4：导电性杆180b的X方向的宽度

w5：从导电性杆180b到波导部件122L－d的距离

在本实施方式中，出于方便起见，设为w2＝w4、w1＝w5。但是，这一要件并不是必须的。

如上所述，在本实施方式中，使w2和w4比标准导电性杆的X方向的宽度短。例如，在标准导电性杆的X方向的宽度是λ0/8时，w2和w4是λ0/16。其结果为，能够确保w3为λ0/8的程度。假如作为w1和w5而确保了λ0/8，那么从波导部件122L－c到波导部件122L－d的间隔为λ0/2的程度。

另一方面，在XY平面上，在标准导电性杆是一条边为λ0/8的正方形，2列杆的配置间隔也是λ0/8时，2个波导部件的间隔为5λ0/8。因此，本实施方式的结构中的2个波导部件的间隔短。

本实施方式的导电性杆的Y方向的尺寸设定为比X方向的尺寸长。由此，确保了各个导电性杆的强度。但是，关于Y方向，也能够使本实施方式的导电性杆的尺寸比标准导电性杆的尺寸短。由此，能够设置实施方式6中说明过的高密度导电性杆组。

在上述的实施方式6和7中，导电性杆为棱柱形状。但是，导电性杆也可以是圆柱形状。在该情况下，通过减小例如圆柱的半径，能够针对沿着波导部件的方向提高导电性杆的配置密度，或者，能够增加配置于彼此相邻的波导部件间的导电性杆的列数。或者，可以构成为，并非由圆柱而是由椭圆柱形成导电性杆，将上述长方形的长边和短边替换成椭圆的长轴和短轴。

(阵列天线装置的具体示例)

以上，对本实用新型的例示的实施方式进行了说明。以下，参照图52、图53以及图54A～54D对包括上述各个实施方式的结构的阵列天线装置的具体结构例进行说明。

图52是例示的阵列天线装置1000的立体图。图53进一步是阵列天线装置1000的侧视图。

层叠4个导电部件来构成阵列天线装置1000。具体而言，在+Z方向上依次层叠有第4导电部件160、第3导电部件140、第2导电部件120以及第1导电部件110。对置的2个导电部件之间的间隔如上所述。

此外，设置于各导电部件的各个端口与背面侧(－Z方向侧)的层的各个波导路彼此对置配置。例如，着眼于导电部件140。在设置于导电部件140的波导部件的波导面与同导电部件140对置的导电部件120的导电性表面之间形成了波导路。波导路与设置于导电部件140的端口连接。在端口的正下方的导电部件160上，在与端口对置的位置形成有该层的波导路。由此，信号波能够通过端口而向下层传播。与之相反地，由MMIC等电子电路310(图13D)生成的信号波也能够向上层传播。

如图52所示，阵列天线装置1000具有3种天线A1～A3。例如，天线A1和A3是在信号波的发送中利用的发送天线，天线A2是在信号波的接收中利用的接收天线。在阵列天线装置1000中，与天线A1～A3的每1个相对应地形成有独立的波导路。

图54A～54D分别是示出从+Z侧(正面侧)观察－Z侧(背面侧)时的第1导电部件110、第2导电部件120、第3导电部件140以及第4导电部件160的具体结构的正面图。图54A示出作为辐射层的第1导电部件110。图54B示出作为激励层的第2导电部件120。图54C示出作为分配层的第3导电部件140。图54D示出作为连接层的第4导电部件160。

参照图54A。在阵列天线装置1000中，例如，作为天线A1采用了图14A所示的阵列天线。天线A1被调整成使所辐射的电磁波具有均一的分布，能够实现高增益化。

作为天线A2采用了图29所示的阵列天线。由此，关于图中的Y轴的方向，能够得到使天线元件的排列间距缩短为一半的效果。

作为天线A3采用了图12所示的结构中的、多个喇叭114排列成一列的阵列天线。关于天线A3，其也能够关于图的Y轴的方向使天线元件的排列间距比以往短。

另外，图54D中的虚线的圆所包围的部分C示出了参照图49所说明过的连接结构。设置于其他位置的各个方形波导管和各个波导部件也还是通过相同结构连接。即，优选第4导电部件160的全部的连接结构与图49所示的连接结构相同。但是，这是1个示例。无需将全部的连接结构统一成图49所示的连接结构。

＜变形例＞

接下来，对波导部件122、导电部件110、120以及导电性杆124的其他变形例进行说明。

图55A是示出只有波导部件122的上表面即波导面122a具有导电性、波导部件122的除波导面122a以外的部分不具有导电性的结构的例子的截面图。同样地，第1导电部件110与第2导电部件120也是仅波导部件122所在一侧的表面(导电性表面110a、120a)具有导电性，其他部分不具有导电性。这样，波导部件122、第1导电部件110以及第2导电部件120分别可以是并非整体都具有导电性。

图55B是示出波导部件122没有形成在第2导电部件120上的变形例的图。在该例子中，波导部件122被固定于支承第1导电部件110和第2导电部件的支承部件(例如，壳体外周部的壁等)。在波导部件122与第2导电部件120之间存在间隙。这样，波导部件122可以不与第2导电部件120连接。

图55C是示出第2导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124分别是在电介质的表面上涂布有金属等导电性材料的结构的例子的图。第2导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124彼此通过导电体连接。另一方面，第1导电部件110由金属等导电性材料构成。

图55D、图55E是示出在导电部件110、120、波导部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110c、120c的结构的例子的图。图55D示出用电介质层覆盖作为导体的金属制的导电部件的表面的结构的例子。图55E示出导电部件120具有用金属等导体覆盖树脂等电介质制的部件的表面、再用电介质层覆盖该金属层的结构的例子。覆盖金属表面的电介质层可以是树脂等涂覆膜，该金属可以是通过氧化而生成的钝态被膜等氧化被膜。

最表面的电介质层会增加通过WRG波导路传播的电磁波的损失。但是，能够保护具有导电性的导电性表面110a、120a不受腐蚀。此外，能够切断低频率的交流电压的影响至不会因直流电压或WRG波导路的不同而不进行传播的程度。

图55F是示出波导部件122的高度比导电性杆124的高度低、第1导电部件110的导电性表面110a向波导部件122侧突出的例子的图。即使是这样的结构，只要满足图4所示的尺寸的范围，就能与上述的实施方式同样地工作。

图55G是示出在图55F的结构中，进一步导电性表面110a中的与导电性杆124对置的部分向导电性杆124侧突出的例子的图。即使是这样的结构，只要满足图4所示的尺寸的范围，就能与上述的实施方式同样地工作。另外，可以是以导电性表面110a的一部分凹陷的结构来替代导电性表面110a的一部分突出的结构。

图56A是示出第1导电部件110的导电性表面110a具有曲面形状的例子的图。图56B是示出进一步第2导电部件120的导电性表面120a也具有曲面形状的例子的图。如这些例子所示，导电性表面110a、120a中的至少一方不限于平面形状，可以具有曲面形状。特别是，如参照图2B所作说明，第2导电部件120可以具有整体上不存在平面状的部位的导电性表面120a。

本实施方式中的波导路装置和天线装置能够优选用于搭载在例如车辆、船舶、飞行器、机器人等移动体的雷达装置(以下，简称为“雷达”。)或者雷达系统。雷达具有本公开的实施方式中的天线装置和与该天线装置连接的微波集成电路。雷达系统具有该雷达和与该雷达的微波集成电路连接的信号处理电路。本实施方式的天线装置具有能够小型化的WRG结构，因此，与使用以往的中空波导管的结构相比，能够减小排列有天线元件的面的面积。因此，能够将搭载了该天线装置的雷达系统容易地搭载到例如车辆的后视镜的镜面的相反侧的面这样狭小的地方或者UAV(Unmanned Aerial Vehicle：所谓的无人机)这样的小型移动体。另外，雷达系统不限定于搭载到车辆的方式的例子，能够固定于例如道路或者建筑物中使用。

本公开的实施方式中的缝隙阵列天线还能够在无线通信系统中利用。上述那样的无线通信系统具有上述的任意1个实施方式中的缝隙阵列天线和通信电路(发送电路或者接收电路)。关于在无线通信系统中的应用例的细节，将在后文进行阐述。

本公开的实施方式中的缝隙阵列天线还能够作为室内定位系统(IPS：Indoor Positioning System)中的天线利用。在室内定位系统中，能够确定在建筑物内的人、或者无人搬运车(AGV：Automated Guided Vehicle)等移动体的位置。缝隙阵列天线还能够在电波发送器(信标)中使用，该电波发送器用于向来到店铺或者设施的人持有的信息终端(智能手机等)提供信息的系统中。在这样的系统中，信标例如每过几秒发送1次叠加有ID等信息的电磁波。信息终端接收了该电磁波后，信息终端经由通信线路向远方的服务器计算机发送接受的信息。服务器计算机根据从信息终端得到的信息确定该信息终端的位置，将与其位置相对应的信息(例如，商品指引或者优惠券)提供给该信息终端。

另外，在本说明书中，尊重作为本发明人的其中一人的桐野的论文(非专利文献1)、以及在同时期发表了相关内容的研究的Kildal等的论文的记载，而使用“人工磁导体”这一用语来记载本公开的技术。但是，本发明人们研究的结果是，明确了在本公开的实用新型中，以往的定义中的“人工磁导体”未必是必须的。即，曾认为在人工磁导体中周期结构是必须的，但是，为了实施本公开的实用新型，周期结构却未必是必须的。

在本公开的实施方式中，利用例如导电性杆的列来实现人工磁导体。曾认为为了阻止向远离波导面的方向漏出的电磁波，沿着波导部件(脊)排列的导电性杆的列在波导部件的单侧必须至少有2列。这是因为如果列没有最低限的2列那么也就不存在导电性杆列的配置“周期”。但是，根据本发明人们的研究，即使在并行延伸的2个波导部件之间仅配置有1列或者一个导电性杆的情况下，从1个波导部件向另1个波导部件漏出的信号的强度能够被抑制成－10dB以下。这在多种用途上足以实用的值。在只具有不完整的周期结构的状态下，达成这样的足够水平的分离的理由目前还不明确。但是，考虑这一事实，在本公开中，扩展了以往的“人工磁导体”的概念，“人工磁导体”这一用语也包括仅配置1列或者一个导电性杆的结构。

＜应用例1：车载雷达系统＞

接下来，作为利用上述阵列天线的应用例，对具有阵列天线的车载雷达系统的一个例子进行说明。用于车载雷达系统的发送波具有例如76千兆赫(GHz)频段的频率，该发送波在自由空间中的波长λo为约4mm。

在汽车的防碰撞系统以及自动运行等安全技术中识别尤其在本车辆的前方行驶的1个或多个车辆(目标)是必不可少的。作为车辆的识别方法，以往开发出了使用雷达系统估计入射波的方向的技术。

图57表示本车辆500和与本车辆500在相同的车道上行驶的先行车辆502。本车辆500具有包含上述实施方式中的阵列天线的车载雷达系统。若本车辆500的车载雷达系统发射高频的发送信号，则该发送信号到达先行车辆502并被先行车辆502反射，其一部分再回到本车辆500。车载雷达系统接收该信号，计算先行车辆502的位置、到先行车辆502的距离以及速度等。

图58表示本车辆500的车载雷达系统510。车载雷达系统510配置在车内。更具体地说，车载雷达系统510配置在后视镜的与镜面相反的一侧的面。车载雷达系统510从车内朝向车辆500的行进方向发射高频的发送信号，并接收从行进方向入射的信号。

基于本应用例的车载雷达系统510具有上述实施方式2中的阵列天线。在本应用例中，配置成多个波导部件各自延伸的方向与铅垂方向一致，多个波导部件的排列方向与水平方向一致。因此，能够缩小将多个缝隙从正面观察时的横向尺寸。作为包含上述阵列天线的天线装置的尺寸的一个例子，横×纵×深度为60×30×10mm。可以理解为76GHz频段的毫米波雷达系统的大小非常小。

另外，以往的大多车载雷达系统设置于车外，例如前车头的顶端部。其理由是，因为车载雷达系统的大小比较大，很难如本公开那样设置在车内。基于本应用例的车载雷达系统510虽然能够如上所述那样设置在车内，但也可以装设于前车头的顶端。由于减少了车载雷达系统在前车头中所占的区域，因此容易配置其他零件。

根据本应用例，由于能够缩小用于发送天线的多个波导部件(脊部)的间隔，因此也能够缩小与相邻的多个波导部件相向设置的多个缝隙的间隔。由此，能够抑制栅瓣的影响。例如，在将横向相邻的两个缝隙的中心之间的距离设为短于发送波的自由空间波长λo(小于约4mm)的情况下，不会在前方发生栅瓣。由此，能够抑制栅瓣的影响。另外，若天线元件的排列间隔大于电磁波的波长的一半，则会出现栅瓣。但是，若排列间隔小于波长，则不会在前方出现栅瓣。因此，在不进行向从构成阵列天线的各天线元件发射的电波赋予相位差的波束转向的情况下，只要天线元件的配置间隔小于波长，则栅瓣就不会产生实质性的影响。通过调整发送天线的阵列因子，能够调整发送天线的指向性。也可以为了能够独立地调整在多个波导部件上传输的电磁波的相位而设置相移器。在该情况下，为了避免栅瓣的影响，优选将天线元件的配置间隔设为小于发送波的自由空间波长λo的一半。通过设置相移器，能够将发送天线的指向性改为任意方向。由于周知相移器的结构，因此省略其结构的说明。

由于本应用例中的接收天线能够降低来源于栅瓣的反射波的接收，因此能够提高以下说明的处理的精度。以下，对接收处理的一个例子进行说明。

图59A示出了车载雷达系统510的阵列天线AA与多个入射波k(k：1～K的整数，以下相同。K是存在于不同方位的目标的数量)的关系。阵列天线AA具有呈直线状排列的M个天线元件。由于天线在原理上能够用于发送以及接收这两者，因此阵列天线AA能够包含发送天线以及接收天线这两者。以下，对处理接收天线所接收的入射波的方法的例子进行说明。

阵列天线AA接收从各种角度同时入射的多个入射波。多个入射波中包含从相同的车载雷达系统510的发送天线发射并由目标反射的入射波。并且，多个入射波中还包含从其他车辆发射的直接或间接的入射波。

入射波的入射角度(即，表示入射方向的角度)表示以阵列天线AA的侧面B为基准的角度。入射波的入射角度表示相对于与天线元件组所排列的直线方向垂直的方向的角度。

现在，关注第k个入射波。“第k个入射波”是指，从存在于不同方位的K个目标向阵列天线入射K个入射波时通过入射角θk识别的入射波。

图59B表示接收第k个入射波的阵列天线AA。阵列天线AA所接收的信号能够以算式1的形式表现为具有M个要素的“矢量”。

(算式1)

S＝[s1、s2、……、sM]^T

在此，sm(m：1～M的整数，以下相同)是第m个天线元件所接收的信号的值。上标T是指转置。S是列矢量。列矢量S根据由阵列天线的结构确定的方向矢量(称作导向矢量或模式矢量)与目标(还称作波源或信号源)中的表示信号的复矢量的乘积而获得。当波源的个数为K时，从各波源向每个天线元件入射的信号的波呈线形重叠。此时，sm能够以算式2的形式表现。

[算式2]

算式2中的ak、θk以及分别为第k个入射波的振幅、入射波的入射角度以及初始相位。λ表示入射波的波长，j是虚数单位。

由算式2可以理解，sm可以表现为由实部(Re)和虚部(Im)构成的复数。

若考虑噪声(内部噪声或热噪声)进一步一般化，则阵列接收信号X能够以算式3的形式表现。

(算式3)

X＝S+N

N是噪声的矢量表现。

信号处理电路使用算式3所示的阵列接收信号X求出入射波的自相关矩阵Rxx(算式4)，再求出自相关矩阵Rxx的各固有值。

[算式4]

在此，上标H表示复共轭转置(厄米共轭)。

在求出的多个固有值中，具有由热噪声规定的规定值以上的值的固有值(信号空间固有值)的个数与入射波的个数对应。而且，通过计算反射波的入射方向的似然最大(成为最大似然)的角度，能够确定目标的数量以及各目标存在的角度。该处理作为最大似然估计法是公知的。

接着，参照图60。图60是表示基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一个例子的框图。图60所示的车辆行驶控制装置600具有：装配于车辆的雷达系统510；以及与雷达系统510连接的行驶支援电子控制装置520。雷达系统510具有阵列天线AA和雷达信号处理装置530。

阵列天线AA具有多个天线元件，多个天线元件分别响应于一个或多个入射波而输出接收信号。如上所述，阵列天线AA还能够发射高频的毫米波。另外，阵列天线AA并不限于实施方式2中的阵列天线，也可以是适合接收的其他阵列天线。

在雷达系统510中，阵列天线AA需要安装于车辆。但是，雷达信号处理装置530的至少一部分功能也可以通过设置于车辆行驶控制装置600的外部(例如本车辆的外部)的计算机550以及数据库552实现。在该情况下，雷达信号处理装置530中的位于车辆内的部分能够始终或随时连接于设置在车辆的外部的计算机550以及数据库552，以便能够进行信号或数据的双向通信。通信借助车辆所具有的通信设备540以及一般的通信网络进行。

数据库552可以存储规定各种信号处理算法的程序。雷达系统510的工作所需的数据以及程序的内容能够借助通信设备540从外部更新。这样一来，雷达系统510的至少一部分功能能够在本车辆的外部(包含其他车辆的内部)通过云计算的技术实现。因此，本公开中的“车载”的雷达系统无需所有构成要素装设于车辆。但是，在本申请中，为了简便，只要没有另外说明，对本公开的所有构成要素装设于一台车辆(本车辆)的方式进行说明。

雷达信号处理装置530具有信号处理电路560。该信号处理电路560从阵列天线AA直接或间接地接收接收信号，并将接收信号或由接收信号生成的二次信号输入到入射波估计单元AU。由接收信号生成二次信号的电路(未图示)的一部分或全部无需设置于信号处理电路560的内部。这种电路(前处理电路)的一部分或全部也可以设置在阵列天线AA与雷达信号处理装置530之间。

信号处理电路560构成为利用接收信号或二次信号进行运算，并输出表示入射波的个数的信号。在此，“表示入射波的个数的信号”能够称作表示在本车辆的前方行驶的一个或多个先行车辆的数量的信号。

该信号处理电路560构成为进行公知的雷达信号处理装置所执行的各种信号处理即可。例如，信号处理电路560能够构成为，执行MUSIC(多重信号分类)法、ESPRIT(旋转不变因子空间)法以及SAGE(空间交替期望最大化)法等“超分辨率算法”(super resolution method)或分辨率相对低的其他入射方向估计算法。

图60所示的入射波估计单元AU通过任意的入射方向估计算法估计表示入射波的方位的角度，并输出表示估计结果的信号。信号处理电路560利用由入射波估计单元AU执行的公知算法估计到入射波的波源即目标的距离、目标的相对速度以及目标的方位，并输出表示估计结果的信号。

本公开中的“信号处理电路”这一术语并不限定于单独的电路，也包括将多个电路的组合概括地理解为1个功能元件的形态。信号处理电路560也可以通过一个或多个片上系统(SoC)实现。例如，信号处理电路560的一部分或全部也可以为可编程逻辑设备(PLD)、即FPGA(Field-Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)。在该情况下，信号处理电路560包含多个运算元件(例如，通用逻辑以及乘法器)以及多个存储元件(例如，查询表或存储模块)。或者，信号处理电路560也可以为通用处理器以及主存储装置的集合。信号处理电路560也可以为包含处理器内核和存储器的电路。这些能够作为信号处理电路560发挥功能。

行驶支援电子控制装置520构成为根据从雷达信号处理装置530输出的各种信号进行车辆的行驶支援。行驶支援电子控制装置520对各种电子控制单元进行指示，以使各种电子控制单元发挥规定的功能。规定的功能例如包括：在到先行车辆的距离(车间距离)比预先设定的值小时发出警报来催促驾驶员进行制动操作的功能；控制制动器的功能；以及控制油门的功能。例如，在进行本车辆的自适应巡航控制的工作模式时，行驶支援电子控制装置520向各种电子控制单元(未图示)以及致动器发送规定的信号，将从本车辆到先行车辆的距离维持在预先设定的值，或者将本车辆的行驶速度维持在预先设定的值。

在基于MUSIC法的情况下，信号处理电路560求出自相关矩阵的各固有值，输出表示这些固有值中比由热噪声规定的规定值(热噪声功率)大的固有值(信号空间固有值)的个数的信号，以作为表示入射波的个数的信号。

接着，参照图61。图61是表示车辆行驶控制装置600的结构的其他例子的框图。图61的车辆行驶控制装置600中的雷达系统510具有：包含接收专用的阵列天线(还称作接收天线)Rx以及发送专用的阵列天线(还称作发送天线)Tx的阵列天线AA；以及物体检测装置570。

发送天线Tx以及接收天线Rx中的至少1个具有上述的波导结构。发送天线Tx例如发射作为毫米波的发送波。接收专用的接收天线Rx响应于一个或多个入射波(例如毫米波)而输出接收信号。

收发电路580向发送天线Tx发送用于发送波的发送信号，并且进行基于由接收天线Rx接收的接收波的接收信号的“前处理”。前处理的一部分或全部也可以通过雷达信号处理装置530的信号处理电路560执行。收发电路580进行的前处理的典型例子可以包括：由接收信号生成差频信号；以及将模拟形式的接收信号转换为数字形式的接收信号。

另外，基于本公开的雷达系统并不限定于装设在车辆的方式的例子，能够固定于道路或建筑物来使用。

接着，对车辆行驶控制装置600的更具体的结构的例子进行说明。

图62表示车辆行驶控制装置600的更具体的结构的例子的框图。图62所示的车辆行驶控制装置600具有雷达系统510和车载摄像头系统700。雷达系统510具有阵列天线AA、与阵列天线AA连接的收发电路580以及信号处理电路560。

车载摄像头系统700具有：装设于车辆的车载摄像头710；以及对通过车载摄像头710获取的图像或影像进行处理的图像处理电路720。

本应用例中的车辆行驶控制装置600具有：与阵列天线AA以及车载摄像头710连接的物体检测装置570；以及与物体检测装置570连接的行驶支援电子控制装置520。该物体检测装置570除了包含前述的信号处理装置530(包含信号处理电路560)之外，还包含收发电路580以及图像处理电路720。物体检测装置570不仅利用通过雷达系统510获得的信息，而且还能够利用通过图像处理电路720获得的信息检测道路上或道路附近的目标。例如，本车辆在同一方向的两条以上车道中的任意一条车道上行驶时，能够通过图像处理电路720判別本车辆行驶的车道是哪条车道，并将该判別的结果提供给信号处理电路560。信号处理电路560在通过规定的入射方向估计算法(例如MUSIC法)识别先行车辆的数量以及方位时，能够通过参照来自图像处理电路720的信息关于先行车辆的配置提供可靠度更高的信息。

另外，车载摄像头系统700是确定本车辆行驶的车道是哪条车道的构件的一个例子。也可以利用其他构件确定本车辆的车道位置。例如，能够利用超宽带无线技术(UWB：Ultra Wide Band)确定本车辆在多条车道中的哪条车道上行驶。周知超宽带无线技术能够用作位置测定和/或雷达。若利用超宽带无线技术，则由于雷达的距离分辨率增高，因此即使在前方存在多台车辆的情况下，也能够根据距离的差将每个目标进行区分并检测。因此，能够确定路肩的护栏或与中央分离带之间的距离。各车道的宽度已在各国的法律等中预先规定。利用这些信息，能够确定本车辆在当前行驶中的车道的位置。另外，超宽带无线技术是一个例子。也可以利用基于其他无线技术的电波。并且，也可以将光学雷达(LIDAR：Light Detection and Ranging)与雷达组合使用。光学雷达有时还被称作激光雷达。

阵列天线AA能够为通常的车载用毫米波阵列天线。本应用例中的发送天线Tx向车辆的前方发射毫米波作为发送波。发送波的一部分典型地由作为先行车辆的目标反射。由此，产生以目标为波源的反射波。反射波的一部分作为入射波到达阵列天线(接收天线)AA。构成阵列天线AA的多个天线元件分别响应一个或多个入射波输出接收信号。在作为反射波的波源发挥功能的目标的个数为K个(K为1以上的整数)的情况下，入射波的个数为K个，但入射波的个数K并非已知的数。

在图60的例子中，雷达系统510还包含阵列天线AA而一体配置于后视镜。但是，阵列天线AA的个数以及位置并不限定于特定的个数以及特定的位置。阵列天线AA也可以配置于车辆的后面，以便能够检测位于车辆的后方的目标。并且，还可以在车辆的前面或后面配置多个阵列天线AA。阵列天线AA也可以配置在车辆的室内。即使在采用各天线元件具有上述喇叭的喇叭天线作为阵列天线AA的情况下，具有这种天线元件的阵列天线也能够配置在车辆的室内。

信号处理电路560接收接收信号并进行处理，该接收信号通过接收天线Rx接收并通过收发电路580进行前处理。该处理包括：将接收信号输入至入射波估计单元AU的情况；或由接收信号生成二次信号并将二次信号输入至入射波估计单元AU的情况。

在图62的例子中，在物体检测装置570内设置有选择电路596，选择电路596接收从信号处理电路596输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号。选择电路596向行驶支援电子控制装置520提供从信号处理电路560输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号中的一方或双方。

图63是表示本应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。

如图63所示，阵列天线AA具有：进行毫米波的发送的发送天线Tx；以及接收由目标反射的入射波的接收天线Rx。附图上为一个发送天线Tx，但也可以设置特性不同的两种以上的发送天线。阵列天线AA具有M个(M为3以上的整数)天线元件111、112、……、11M。多个天线元件111、112、……、11M分别响应于入射波而输出接收信号s1、s2、……、sM(图59B)。

在阵列天线AA中，天线元件111～11M例如隔着固定的间隔呈直线状或面状排列。入射波从角度θ的方向入射至阵列天线AA，该角度θ是入射波与排列有天线元件111～11M的面的法线形成的角度。因此，入射波的入射方向由该角度θ规定。

当来自一个目标的入射波入射至阵列天线AA时，能够与平面波从相同的角度θ的方位入射至天线元件111～11M的情况近似。当从位于不同方位的K个目标向阵列天线AA入射K个入射波时，能够根据相互不同的角度θ1～θK识别每个入射波。

如图63所示，物体检测装置570包含收发电路580和信号处理电路560。

收发电路580具有三角波生成电路581、VCO(Voltage-Controlled-Oscillator：压控振荡器)582、分配器583、混频器584、滤波器585、开关586、A/D转换器(交流/直流转换器)587以及控制器588。本应用例中的雷达系统构成为通过FMCW(频率调制连续波)方式进行毫米波的收发，但本公开的雷达系统并不限定于该方式。收发电路580构成为根据来自阵列天线AA的接收信号和用于发送天线Tx的发送信号生成差频信号。

信号处理电路560具有距离检测部533、速度检测部534以及方位检测部536。信号处理电路560构成为对来自收发电路580的A/D转换器587的信号进行处理，并分别输出表示到检测出的目标的距离、目标的相对速度、目标的方位的信号。

首先，对收发电路580的结构以及动作进行详细说明。

三角波生成电路581生成三角波信号并提供给VCO582。VCO582输出具有根据三角波信号调制的频率的发送信号。图64示出了根据三角波生成电路581所生成的信号调制的发送信号的频率变化。该波形的调制宽度为Δf，中心频率为f0。这样被调制频率后的发送信号被提供给分配器583。分配器583将从VCO582获得的发送信号分配给各混频器584以及发送天线Tx。这样一来，发送天线发射具有如图64所示那样呈三角波状调制了的频率的毫米波。

在图64中除了记载发送信号之外，还记载了基于由单独的先行车辆反射的入射波的接收信号的例子。接收信号相比于发送信号延迟。该延迟同本车辆与先行车辆的距离成比例。并且，接收信号的频率通过多普勒效应与先行车辆的相对速度相应地增减。

若将接收信号与发送信号混合，则根据频率的差异生成差频信号。该差频信号的频率(拍频)在发送信号的频率增加的期间(上行)与发送信号的频率减小的期间(下行)不同。若求各期间的拍频，则根据这些拍频计算出到目标的距离和目标的相对速度。

图65示出了“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd。在图65的图表中，横轴为频率，纵轴为信号强度。这种图表通过进行差频信号的时间-频率转换而获得。若获得拍频fu、fd，则根据公知的算式计算出到目标的距离和目标的相对速度。在本应用例中，能够通过以下说明的结构以及动作求出与阵列天线AA的各天线元件对应的拍频，并根据该拍频估计出目标的位置信息。

在图63所示的例子中，来自与各天线元件111～11M对应的信道Ch1～ChM的接收信号通过放大器放大，并输入到对应的混频器584。各混频器584将发送信号与放大了的接收信号混合。通过该混合而生成对应于接收信号与发送信号之间的频率差的差频信号。生成的差频信号被提供给对应的滤波器585。滤波器585进行信道Ch1～ChM的差频信号的频带限制，并将进行了频带限制的差频信号提供给开关586。

开关586响应于从控制器588输入的采样信号而执行切换。控制器588例如能够由微型计算机构成。控制器588根据存储于ROM(只读存储器)等存储器中的计算机程序控制收发电路580整体。控制器588无需设置于收发电路580的内部，也可以设置在信号处理电路560的内部。即，收发电路580也可以按照来自信号处理电路560的控制信号进行工作。或者，也可以通过控制收发电路580以及信号处理电路560整体的中央运算单元等实现控制器588的一部分或全部功能。

通过了各个滤波器585的信道Ch1～ChM的差频信号借助开关586依次提供至A/D转换器587。A/D转换器587将从开关586输入的信道Ch1～ChM的差频信号与采样信号同步而转换为数字信号。

以下，对信号处理电路560的结构以及动作进行详细说明。在本应用例中，通过FMCW方式估计到目标的距离以及目标的相对速度。雷达系统并不限定于以下说明的FMCW方式，还能够利用双频CW(双频连续波)或扩频等其他方式实施。

在图63所示的例子中，信号处理电路560具有存储器531、接收强度计算部532、距离检测部533、速度检测部534、DBF(数字波束成形)处理部535、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538、目标输出处理部539以及入射波估计单元AU。如上所述，信号处理电路560的一部分或全部既可以通过FPGA实现，也可以通过通用处理器以及主存储装置的集合实现。存储器531、接收强度计算部532、DBF处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537以及入射波估计单元AU既可以分别是通过单独的硬件实现的各个元件，也可以是一个信号处理电路中的功能上的模块。

图66示出了信号处理电路560通过具有处理器PR以及存储装置MD的硬件实现的方式的例子。具有这种结构的信号处理电路560也能够通过存储于存储装置MD中的计算机程序的工作而发挥图63所示的接收强度计算部532、DBF处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538以及入射波估计单元AU的功能。

本应用例中的信号处理电路560构成为将转换为数字信号的各差频信号作为接收信号的二次信号估计先行车辆的位置信息，并输出表示估计结果的信号。以下，对本应用例中的信号处理电路560的结构以及动作进行详细说明。

信号处理电路560内的存储器531按信道Ch1～ChM存储从A/D转换器587输出的数字信号。存储器531例如能够由半导体存储器、硬盘和/或光盘等一般的存储介质构成。

接收强度计算部532对存储于存储器531中的每一个信道Ch1～ChM的差频信号(图64的下图)进行傅里叶变换。在本说明书中，将傅里叶变换后的复数数据的振幅称作“信号强度”。接收强度计算部532将多个天线元件中的任一天线元件的接收信号的复数数据或多个天线元件全部的接收信号的复数数据的相加值转换为频谱。这样一来，能够检测依赖于与所获得的频谱的各峰值对应的拍频、即距离的目标(先行车辆)的存在。若对所有天线元件的接收信号的复数数据进行加法运算，则使噪声分量平均化，因此提高S/N比(信噪比)。

在目标、即先行车辆为一个的情况下，傅里叶变换的结果是，如图65所示那样在频率增加的期间(“上行”期间)以及减小的期间(“下行”期间)分别获得具有一个峰值的频谱。将“上行”期间的峰值的拍频设为“fu”，将“下行”期间的峰值的拍频设为“fd”。

接收强度计算部532根据每一个拍频的信号强度检测超过预先设定的数值(阈值)的信号强度，由此判断为存在目标。接收强度计算部532在检测出信号强度的峰的情况下，向距离检测部533、速度检测部534输出峰值的拍频(fu、fd)作为对象物频率。接收强度计算部532向距离检测部533输出表示频率调制宽度Δf的信息，并向速度检测部534输出表示中心频率f0的信息。

接收强度计算部532在检测出与多个目标对应的信号强度的峰的情况下，根据预先规定的条件将上行的峰值和下行的峰值关联起来。对判断为来自同一目标的信号的峰赋予同一编号，并提供给距离检测部533以及速度检测部534。

在存在多个目标的情况下，在傅里叶变换之后，在差频信号的上行部分和差频信号的下行部分分别呈现与目标的数量相同的数量的峰。由于接收信号同雷达与目标的距离成比例地延迟，图64中的接收信号向右方向移位，因此雷达与目标的距离越远离，差频信号的频率越大。

距离检测部533根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算距离R，并提供给目标转移处理部537。

R＝{c·T/(2·Δf)}·{(fu+fd)/2}

并且，速度检测部534根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算相对速度V，并提供给目标转移处理部537。

V＝{c/(2·f0)}·{(fu-fd)/2}

在计算距离R以及相对速度V的算式中，c为光速，T为调制周期。

另外，距离R的分辨率下限值用c/(2Δf)表示。因此，Δf越大，则距离R的分辨率越高。在频率f0为76GHz频段的情况下，在将Δf设定为660兆赫(MHz)左右时，距离R的分辨率例如为0.23米(m)左右。因此，在两台先行车辆并行时，有时很难通过FMCW方式识别车辆是一台还是两台。在这种情况下，只要执行角度分辨率极高的入射方向估计算法，就能够将两台先行车辆的方位进行分离并检测。

DBF处理部535利用天线元件111、112、……、11M中的信号的相位差在天线元件的排列方向上对被输入的复数数据进行傅里叶变换，该复数数据在与各天线对应的时间轴上进行了傅里叶变换。然后，DBF处理部535计算空间复数数据，并按照每一个拍频输出至方位检测部536，该空间复数数据表示与角度分辨率对应的每一个角度信道的频谱的强度。

方位检测部536为了估计先行车辆的方位而设置。方位检测部536向目标转移处理部537输出角度θ作为对象物存在的方位，该角度θ在计算出的每一个拍频的空间复数数据的值的大小中取最大的值。

另外，估计表示入射波的入射方向的角度θ的方法并不限定于该例子。能够利用前述的各种入射方向估计算法来进行。

目标转移处理部537计算当前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值与在从存储器531读出的一个循环之前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值各自的差分的绝对值。然后，当差分的绝对值小于已按照每一个值确定的值时，目标转移处理部537判定为在一个循环之前检测出的目标与当前检测出的目标相同。在该情况下，目标转移处理部537将从存储器531读出的该目标的转移处理次数增加一次。

在差分的绝对值大于已确定的值的情况下，目标转移处理部537判断为检测出了新的对象物。目标转移处理部537将当前的对象物的距离、相对速度、方位以及该对象物的目标转移处理次数保存于存储器531中。

在信号处理电路560中，能够利用对差频信号进行频率分析而获得的频谱来检测与对象物之间的距离以及相对速度，该差频信号是根据所接收的反射波而生成的信号。

相关矩阵生成部538利用存储于存储器531中的每一个信道Ch1～ChM的差频信号(图64的下图)求出自相关矩阵。在算式4的自相关矩阵中，各矩阵的分量是通过差频信号的实部以及虚部表现的值。相关矩阵生成部538进一步求出自相关矩阵Rxx的各固有值，并向入射波估计单元AU输入所获得的固有值的信息。

接收强度计算部532在检测出多个与多个对象物对应的信号强度的峰的情况下，按照上行部分以及下行部分的每一个峰值从频率小的峰开始依次标注编号，输出至目标输出处理部539。在此，在上行以及下行部分中，相同编号的峰与相同的对象物对应，将每一个识别编号设为对象物的编号。另外，为了避免繁杂化，在图63中省略了从接收强度计算部532向目标输出处理部539引出的引出线的记载。

在对象物为前方结构物的情况下，目标输出处理部539输出该对象物的识别编号作为目标。目标输出处理部539在接收多个对象物的判定结果且均为前方结构物的情况下，输出位于本车辆的车道上的对象物的识别编号作为目标存在的物体位置信息。并且，目标输出处理部539在接收多个对象物的判定结果且均为前方结构物的情况下，并且在两个以上的对象物位于本车辆的车道上的情况下，输出从存储器531读出的目标转移处理次数多的对象物的识别编号作为目标存在的物体位置信息。

再次参照图62，对车载雷达系统510组装于图62所示的结构例的情况的例子进行说明。图像处理电路720从影像获取物体的信息，并根据该物体的信息检测目标位置信息。图像处理电路720例如如下构成：检测所获取的影像内的对象的深度值来估计物体的距离信息，或者根据影像的特征量检测物体大小的信息等，由此检测预先设定的物体的位置信息。

选择电路596将从信号处理电路560以及图像处理电路720接收的位置信息选择性地提供给行驶支援电子控制装置520。选择电路596例如比较第一距离与第二距离，判定哪一个是与本车辆近的距离，所述第一距离是信号处理电路560的物体位置信息所含的从本车辆到检测出的物体的距离，所述第二距离是图像处理电路720的物体位置信息所含的从本车辆到检测出的物体的距离。例如，根据判定的结果，选择电路596能够选择离本车辆近的物体位置信息而输出至行驶支援电子控制装置520。另外，在判定的结果为第一距离与第二距离的值相同的情况下，选择电路596能够将其中的任一方或双方输出至行驶支援电子控制装置520。

另外，在从接收强度计算部532输入了不存在目标候补这样的信息的情况下，目标输出处理部539(图63)视为不存在目标，并输出零作为物体位置信息。而且，选择电路596通过根据来自目标输出处理部539的物体位置信息与预先设定的阈值进行比较，选择是否使用信号处理电路560或者图像处理电路720的物体位置信息。

通过物体检测装置570接收了先行物体的位置信息的行驶支援电子控制装置520根据预先设定的条件与物体位置信息的距离和大小、本车辆的速度、降雨、降雪、晴天等的路面状态等条件，以对于驾驶本车辆的驾驶员来说操作变得安全或容易的方式进行控制。例如，在物体位置信息中未检测出物体的情况下，行驶支援电子控制装置520向油门控制电路526发送控制信号，以加速至预先设定的速度，并控制油门控制电路526进行与踩油门踏板同等的工作。

在物体位置信息中检测到物体的情况下，若获知离本车辆为规定的距离，则行驶支援电子控制装置520通过线控制动等结构借助制动器控制电路524进行制动器的控制。即，减速并以保持规定的车间距离的方式操作。行驶支援电子控制装置520接收物体位置信息，并将控制信号发送给警报控制电路522，控制声音或灯的点亮，以便借助车内扬声器将先行物体靠近的消息通知给驾驶员。行驶支援电子控制装置520接收包含先行车辆的配置的物体位置信息，只要为预先设定的行驶速度的范围，就能够控制转向侧的液压，以便为了进行与先行物体的碰撞避免支援而容易向左右任一方向自动操作转向，或者强制性改变车轮的方向。

在物体检测装置570中，若利用选择电路596在前一次检测循环中连续固定时间检测出的物体位置信息的数据，对当前检测循环中未能检测出的数据关联来自由摄像头检测出的摄像头影像的表示先行物体的物体位置信息，则也可以进行使追踪继续的判断，并优先输出来自信号处理电路560的物体位置信息。

在美国专利第8446312号说明书、美国专利第8730096号说明书以及美国专利第8730099号说明书中公开了用于使选择电路596选择信号处理电路560以及图像处理电路720的输出的具体结构例以及动作例。该公报的内容全部引用于本说明书中。

[第一变形例]

在上述应用例的车载用雷达系统中，对调制连续波FMCW进行一次频率调制的(扫描)条件、即调制所需的时间宽度(扫描时间)例如为1毫秒。但是，还能够将扫描时间缩短到100微秒左右。

但是，为了实现这种高速的扫描条件，不但需要使与发送波的发射相关的构成要素高速工作，而且还需要使与该扫描条件下的接收相关的构成要素高速工作。例如，需要设置在该扫描条件下高速工作的A/D转换器587(图63)。A/D转换器587的采样频率例如为10MHz。采样频率也可以比10MHz快。

在本变形例中，不利用基于多普勒频移的频率分量而计算与目标的相对速度。在本实施方式中，扫描时间Tm＝100微秒，非常短。由于可检测的差频信号的最低频率为1/Tm，因此在该情况下为10kHz。这相当于来自具有大致20m/秒的相对速度的目标的反射波的多普勒频移。即，只要依赖于多普勒频移，就无法检测20m/秒以下的相对速度。由此，适宜采用与基于多普勒频移的计算方法不同的计算方法。

在本变形例中，作为一个例子对利用在发送波的频率增加的上差拍区间获得的、发送波与接收波之差的信号(上差拍信号)的处理进行说明。扫描一次FMCW的时间为100微秒，波形为只由上差拍部分构成的锯齿形状。即，在本变形例中，三角波/CW波(连续波)生成电路581所生成的信号波具有锯齿形状。并且，频率的扫描宽度为500MHz。由于不利用伴随多普勒频移的峰，因此不进行生成上差拍信号和下差拍信号并利用这两个信号的峰的处理，只用任一信号进行处理。在此，对利用上差拍信号的情况进行说明，但是在利用下差拍信号的情况下，也能够进行同样的处理。

A/D转换器587(图63)以10MHz的采样频率进行各上差拍信号的采样，输出数百个数字数据(以下称作“采样数据”)。采样数据例如根据获得接收波的时刻以后且发送波的发送结束的时刻为止的上差拍信号来生成。另外，也可以在获得了固定数量的采样数据的时间点结束处理。

在本变形例中，连续进行128次上差拍信号的收发，每次获得数百个采样数据。该上差拍信号的数量并不限定于128个。也可以为256个，或者还可以为8个。能够按照目的选择各种个数。

所获得的采样数据存储于存储器531中。接收强度计算部532对采样数据执行二维高速傅里叶变换(FFT)。具体地说，首先，对扫描一次获得的每一个采样数据执行第一次FFT处理(频率分析处理)，生成功率谱。接着，速度检测部534将处理结果转移并集中到所有扫描结果中执行第二次FFT处理。

利用来自同一目标的反射波在各扫描期间检测的功率谱的峰分量的频率均相同。另一方面，若目标不同，则峰分量的频率不同。根据第一次FFT处理，能够使位于不同距离的多个目标分离。

在相对于目标的相对速度不是零的情况下，上差拍信号的相位在每一次扫描时逐渐发生变化。即，根据第二次FFT处理，按照第一次FFT处理的结果求出功率谱，该功率谱具有与上述相位的变化相应的频率分量的数据作为要素。

接收强度计算部532提取第二次获得的功率谱的峰值，发送给速度检测部534。

速度检测部534根据相位的变化求出相对速度。例如，假设连续获得的上差拍信号的相位每隔相位θ[RXd]发生变化。意味着，若将发送波的平均波长设为λ，则每获得一次上差拍信号时，距离变化的量为λ/(4π/θ)。该变化以上差拍信号的发送间隔Tm(＝100微秒)发生。因此，可以通过{λ/(4π/θ)}/Tm获得相对速度。

根据以上处理，除了能够求出与目标之间的距离之外，还能够求出与目标的相对速度。

[第二变形例]

雷达系统510能够利用一个或多个频率的连续波CW检测目标。该方法在如车辆位于隧道内的情况那样从周围的静止物向雷达系统510入射多个反射波的环境中尤其有用。

雷达系统510具有包含独立的5信道的接收元件的接收用天线阵列。在这种雷达系统中，只能在同时入射的反射波为四个以下的状态下进行所入射的反射波的入射方位的估计。在FMCW方式的雷达中，能够通过只选择来自特定的距离的反射波，来减少同时进行入射方位估计的反射波的数量。但是，在隧道内等周围存在多个静止物的环境中，由于处于与反射电波的物体连续存在的状况相等的状况，因此即使根据距离限制反射波，也会发生反射波的数量不为四个以下的状况。但是，由于这些周围的静止物的相对于本车辆的相对速度全部相同，而且相对速度比在前方行驶的其他车辆的相对速度大，因此能够根据多普勒频移的大小区别静止物与其他车辆。

因此，雷达系统510进行如下处理：发射多个频率的连续波CW，忽略接收信号中相当于静止物的多普勒频移的峰，而是利用与该峰相比位移量小的多普勒频移的峰检测距离。与FMCW方式不同，在CW方式中，只因多普勒频移而在发送波与接收波之间产生频率差。即，在差频信号中呈现出的峰的频率只依赖于多普勒频移。

另外，在本变形例的说明中也将在CW方式中利用的连续波描述为“连续波CW”。如上所述，连续波CW的频率固定而未被调制。

假设雷达系统510发射频率fp的连续波CW，并检测出由目标反射的频率fq的反射波。发送频率fp与接收频率fq的差称作多普勒频率，近似地表示为fp-fq＝2·Vr·fp/c。在此，Vr为雷达系统与目标的相对速度，c为光速。发送频率fp、多普勒频率(fp-fq)以及光速c是已知的。由此，能够根据该算式求出相对速度Vr＝(fp-fq)·c/2fp。如后面叙述，利用相位信息计算到目标的距离。

为了利用连续波CW检测到目标的距离，采用双频CW方式。在双频CW方式中，每隔固定期间分别发射稍微偏离的两个频率的连续波CW，获取各个反射波。例如在使用76GHz频段的频率的情况下，两个频率的差为数百千赫。另外，如后面叙述，更优选考虑所使用的雷达能够检测目标的界限的距离来规定两个频率的差。

假设雷达系统510依次发射频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)的连续波CW，并由一个目标反射两种连续波CW，由此频率fq1以及fq2的反射波被雷达系统510接收。

通过频率fp1的连续波CW及其反射波(频率fq1)获得第一多普勒频率。并且，通过频率fp2的连续波CW及其反射波(频率fq2)获得第二多普勒频率。两个多普勒频率为实质上相同的值。但是，因频率fp1与fp2的不同而导致接收波在复信号中的相位不同。通过使用该相位信息，能够计算到目标的距离。

具体地说，雷达系统510能够求出距离R，在此，表示两个差频信号的相位差。两个差频信号是指：作为频率fp1的连续波CW与其反射波(频率fq1)的差分获得的差频信号1；以及作为频率fp2的连续波CW与其反射波(频率fq2)的差分获得的差频信号2。差频信号1的频率fb1以及差频信号2的频率fb2的确定方法与上述单频的连续波CW中的差频信号的例子相同。

另外，如下求出双频CW方式中的相对速度Vr。

Vr＝fb1·c/2·fp1或Vr＝fb2·c/2·fp2

并且，能够明确地确定到目标的距离的范围限定于Rmax＜c/2(fp2-fp1)的范围。这是因为，利用来自比该距离远的目标的反射波获得的差频信号的超过2π，无法与因更近的位置的目标产生的差频信号进行区別。因此，更优选调节两个连续波CW的频率的差来使Rmax大于雷达的检测界限距离。在检测界限距离为100m的雷达中，将fp2-fp1例如设为1.0MHz。在该情况下，由于Rmax＝150m，因此无法检测来自位于超过Rmax的位置的目标的信号。并且，在装设能够检测至250m的雷达的情况下，将fp2-fp1例如设为500kHz。在该情况下，由于Rmax＝300m，因此仍然无法检测来自位于超过Rmax的位置的目标的信号。并且，在雷达具有检测界限距离为100m且水平方向的视场角为120度的工作模式和检测界限距离为250m且水平方向的视场角为5度的工作模式这两种模式的情况下，更优选在每个工作模式下将fp2-fp1的值分别替换成1.0MHz和500kHz来工作。

已知如下的检测方式：以N个(N：3以上的整数)不同的频率发送连续波CW，并利用每个反射波的相位信息，由此能够分别检测到各目标的距离。根据该检测方式，能够对到N-1个的目标准确地识别距离。作为为此的处理，例如利用高速傅里叶变换(FFT)。现在，设N＝64或者128，对各频率的发送信号与接收信号的差即差频信号的采样数据进行FFT，获得频谱(相对速度)。之后，关于同一频率的峰以CW波的频率进一步进行FFT，从而能够求出距离信息。

以下，进行更具体的说明。

为了简化说明，首先，对将三个频率f1、f2、f3的信号进行时间切换来发送的例子进行说明。在此，设f1＞f2＞f3，并且f1-f2＝f2-f3＝Δf。并且，将各频率的信号波的发送时间设为Δt。图67表示三个频率f1、f2、f3之间的关系。

三角波/CW波生成电路581(图63)经由发送天线Tx发送各自持续时间Δt的频率f1、f2、f3的连续波CW。接收天线Rx接收各连续波CW被一个或多个目标反射的反射波。

混频器584混合发送波与接收波而生成差频信号。A/D转换器587将作为模拟信号的差频信号转换为例如数百个数字数据(采样数据)。

接收强度计算部532利用采样数据进行FFT运算。FFT运算的结果是，关于发送频率f1、f2、f3分别获得接收信号的频谱的信息。

之后，接收强度计算部532从接收信号的频谱的信息中分离出峰值。具有规定以上的大小的峰值的频率同与目标的相对速度成比例。从接收信号的频谱的信息中分离出峰值是指，分离出相对速度不同的一个或多个目标。

接着，接收强度计算部532关于发送频率f1～f3分别测量相对速度相同或在预先规定的范围内的峰值的频谱信息。

现在，考虑两个目标A与B的相对速度相同且分别存在于不同的距离的情况。频率f1的发送信号被目标A以及B这两者反射，并作为接收信号获得。来自目标A以及B的各反射波的差频信号的频率大致相同。因此，可以获得接收信号在相当于相对速度的多普勒频率下的功率谱，以作为合成了两个目标A以及B各自的功率谱的合成频谱F1。

关于频率f2以及f3，也同样可以分别获得接收信号在相当于相对速度的多普勒频率下的功率谱，以作为合成了两个目标A以及B各自的功率谱的合成频谱F2以及F3。

图68表示复平面上的合成频谱F1～F3之间的关系。朝向分别伸展合成频谱F1～F3的两个矢量的方向，右侧的矢量与来自目标A的反射波的功率谱对应。在图68中与矢量f1A～f3A对应。另一方面，朝向分别伸展合成频谱F1～F3的两个矢量的方向，左侧的矢量与来自目标B的反射波的功率谱对应。在图68中与矢量f1B～f3B对应。

当发送频率的差分Δf固定时，与频率f1以及f2的各发送信号对应的各接收信号的相位差同到目标的距离成比例关系。由此，矢量f1A与f2A的相位差同矢量f2A与f3A的相位差为相同的值θA，相位差θA与到目标A的距离成比例。同样地，矢量f1B与f2B的相位差同矢量f2B与f3B的相位差为相同的值θB，相位差θB与到目标B的距离成比例。

利用周知的方法，能够根据合成频谱F1～F3以及发送频率的差分Δf分别求出到目标A以及B的距离。该技术例如在美国专利6703967号中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。

即使在所发送的信号的频率为四个以上的情况下，也能够应用相同的处理。

另外，也可以在以N个不同的频率发送连续波CW之前，进行通过双频CW方式求出到各目标的距离以及相对速度的处理。而且，也可以在规定的条件下切换成以N个不同的频率发送连续波CW的处理。例如，在利用两个频率各自的差频信号进行FFT运算，且各发送频率的功率谱的时间变化为30％以上的情况下，也可以进行处理的切换。来自各目标的反射波的振幅因多信道的影响等而在时间上大幅变化。在存在规定以上的变化的情况下，可以考虑可能存在多个目标。

并且，已知在CW方式中，在雷达系统与目标的相对速度为零的情况下，即在多普勒频率为零的情况下，无法检测目标。但是，若例如通过以下方法模拟地求出多普勒信号，则能够利用其频率检测目标。

(方法1)追加使接收用天线的输出进行固定频率移位的混频器。通过利用发送信号和频率被移位的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。

(方法2)在接收用天线的输出与混频器之间插入可变相位器，对接收信号模拟地附加相位差，可变相位器使相位在时间上连续发生变化。通过利用发送信号和附加了相位差的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。

基于方法2的插入可变相位器来产生模拟多普勒信号的具体结构例以及动作例在日本特开2004-257848号公报中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。

在需要检测相对速度为零的目标或相对速度非常小的目标的情况下，既可以使用产生上述模拟多普勒信号的处理，或者也可以切换成基于FMCW方式的目标检测处理。

接着，参照图69说明通过车载雷达系统510的物体检测装置570进行的处理的步骤。

以下，对如下例子进行说明：以两个不同的频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)发送连续波CW，并利用各个反射波的相位信息，由此分别检测与目标之间的距离。

图69是表示基于本变形例的求出相对速度以及距离的处理的步骤的流程图。

在步骤S41中，三角波/CW波生成电路581生成频率稍微偏离的两种不同的连续波CW。频率设为fp1以及fp2。

在步骤S42中，发送天线Tx以及接收天线Rx进行所生成的一系列连续波CW的收发。另外，步骤S41的处理以及步骤S42的处理分别在三角波/CW波生成电路581以及发送天线Tx/接收天线Rx中并列进行。需注意不是在完成步骤S41之后进行步骤S42。

在步骤S43中，混频器584利用各发送波和各接收波生成两个差分信号。各接收波包含来源于静止物的接收波和来源于目标的接收波。因此，接着进行确定用作差频信号的频率的处理。另外，步骤S41的处理、步骤S42的处理以及步骤S43的处理分别在三角波/CW波生成电路581、发送天线Tx/接收天线Rx以及混频器584中并列进行。需注意不是在完成步骤S41之后进行步骤S42，并且不是在完成步骤S42之后进行步骤S43。

在步骤S44中，物体检测装置570对于两个差分信号，分别将作为阈值预先规定的频率以下，且具有预先规定的振幅值以上的振幅值，而且彼此的频率差为规定值以下的峰的频率确定为差频信号的频率fb1以及fb2。

在步骤S45中，接收强度计算部532根据已确定的两个差频信号的频率中的一方检测相对速度。接收强度计算部532例如根据Vr＝fb1·c/2·fp1计算相对速度。另外，也可以利用差频信号的各频率计算相对速度。由此，接收强度计算部532能够验证两者是否一致，从而提高相对速度的计算精度。

在步骤S46中，接收强度计算部532求出两个差频信号fb1与fb2的相位差并求出到目标的距离

通过以上处理，能够检测到目标的相对速度以及距离。

另外，也可以以三个以上的N个不同的频率发送连续波CW，并利用各个反射波的相位信息检测出到相对速度相同且存在于不同位置的多个目标的距离。

以上说明的车辆500除了具有雷达系统510之外，还可以具有其他雷达系统。例如，车辆500还可以具有在车体的后方或侧方具有检测范围的雷达系统。在具有在车体的后方具有检测范围的雷达系统的情况下，该雷达系统监控后方，在存在被其他车辆追尾的危险性时，能够进行发出警报等响应。在具有在车体的侧方具有检测范围的雷达系统的情况下，当本车辆进行车道变更等时，该雷达系统能够监控相邻车道，并根据需要进行发出警报等响应。

以上说明的雷达系统510的用途并不限定于车载用途。能够用作各种用途的传感器。例如，能够用作用于监控房屋以外的建筑物的周围的雷达。或者，能够用作用于不依赖光学图像地对室内的特定地点是否有人或者是否有该人的移动等进行监控的传感器。

[处理的补充]

关于与所述的阵列天线相关的双频CW或FMCW，对其他实施方式进行说明。如上所述，在图63的例子中，接收强度计算部532对存储于存储器531中的每一个信道Ch1～ChM的差频信号(图64的下图)进行傅里叶变换。此时的差频信号为复信号。这是为了确定作为运算对象的信号的相位。由此，能够准确地确定入射波方向。但是，在该情况下，用于傅里叶变换的运算负荷量增大，电路规模变大。

为了克服该问题，也可以通过如下方法获得频率分析结果：生成标量信号作为差频信号，对分别生成的多个差频信号执行关于沿着天线排列的空间轴方向以及随着时间的经过的时间轴方向的两次复傅里叶变换。由此，最终能够以较少的运算量进行能够确定反射波的入射方向的波束成形，从而能够获得每一个波束的频率分析结果。作为与本案相关的专利公报，将美国专利第6339395号说明书的公开内容全部引用于本说明书中。

[摄像头等光学传感器和毫米波雷达]

接着，对上述阵列天线与以往天线的比较以及利用本阵列天线和光学传感器例如摄像头这两者的应用例进行说明。另外，也可以将光学雷达(LIDAR)等用作光学传感器。

毫米波雷达能够直接检测到目标的距离及其相对速度。并且，具有如下特征：即使在包括傍晚在内的夜间或降雨、雾、降雪等恶劣天气时，检测性能也不会大幅下降。另一方面，与摄像头相比，毫米波雷达不易二维地捕捉目标。而摄像头容易二维地捕捉目标，且比较容易识别其形状。但是，摄像头在夜间或恶劣天气时有时无法拍摄目标，这一点成为大课题。尤其是在水滴附着在采光部分的情况下，或在视野因雾而变窄的情况下，该课题非常明显。即使是作为相同的光学系传感器的光学雷达等，也同样存在该课题。

近年来，随着车辆的安全行驶要求高涨，开发出了将碰撞等防范于未然的驾驶员辅助系统(Driver Assist System)。驾驶员辅助系统利用摄像头或毫米波雷达等传感器获取车辆行进方向的图像，在识别到预测为车辆行驶上的障碍的障碍物的情况下，自动操作制动器等，从而将碰撞等防范于未然。这种防碰撞功能要求即使在夜间或恶劣天气时也正常发挥功能。

因此，正在普及所谓的融合结构的驾驶员辅助系统，该驾驶员辅助系统除了装设以往的摄像头等光学传感器之外，还装设毫米波雷达作为传感器，进行发挥两者的优点的识别处理。关于这种驾驶员辅助系统在后面进行叙述。

另一方面，毫米波雷达本身要求的要求功能进一步提高。在车载用途的毫米波雷达中，主要使用76GHz频段的电磁波。其天线的天线功率(antenna power)按照各国的法律等限制在固定以下。例如，在日本限制在0.01W以下。在这种限制中，对车载用途的毫米波雷达例如要求满足如下等要求性能：其检测距离为200m以上，天线的大小为60mm×60

mm以下，水平方向的检测角度为90度以上，距离分辨率为20cm以下，还能够进行10m以内的近距离的检测。以往的毫米波雷达将微带线用作波导，将贴片天线用作天线(以下，将这些统称为“贴片天线”)。但是，在贴片天线中很难实现上述性能。

发明人通过使用应用了本公开的技术的缝隙阵列天线成功地实现了上述性能。由此，实现了与以往的贴片天线等相比小型、高效、高性能的毫米波雷达。此外，通过组合该毫米波雷达和摄像头等光学传感器，实现了以往未有的小型、高效、高性能的融合装置。以下，对此进行详细叙述。

图70是与车辆500中的融合装置有关的图，该融合装置具有包含应用了本公开的技术的缝隙阵列天线的雷达系统510(以下，还称作毫米波雷达510。)以及车载摄像头系统700。以下，参照该图对各种实施方式进行说明。

[毫米波雷达的车厢内设置]

基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’配置在位于车辆的前车头的格栅512的后方内侧。从天线发射的电磁波穿过格栅512的间隙而向车辆500的前方发射。在该情况下，在电磁波通过区域不存在玻璃等使电磁波能量衰减或使电磁波反射的介电层。由此，从基于贴片天线的毫米波雷达510’发射的电磁波也到达远距离、例如150m以上的目标。然后，毫米波雷达510’能够通过利用天线接收被该目标反射的电磁波来检测目标。但是，在该情况下，由于天线配置在车辆的格栅512的后方内侧，因此在车辆与障碍物发生碰撞的情况下，有时导致雷达破损。并且，由于在雨天等时蹦到泥等，因此污垢附着于天线，有时阻碍电磁波的发射和接收。

在使用了本公开的实施方式中的缝隙阵列天线的毫米波雷达510中，能够与以往相同地配置在位于车辆的前车头的格栅512的后方(未图示)。由此，能够百分百活用从天线发射的电磁波的能量，能够检测位于超过以往的远距离、例如250m以上的距离的目标。

而且，基于本公开的实施方式的毫米波雷达510还能够配置在车辆的车厢内。在该情况下，毫米波雷达510配置在车辆的前挡玻璃511的内侧，并且配置在该前挡玻璃511和后视镜(未图示)的与镜面相反的一侧的面之间的空间中。而基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’无法设在车厢内。其理由主要有下面两点。第1个理由是，由于尺寸大，因此无法收容在前挡玻璃511与后视镜之间的空间中。第2个理由是，由于发射至前方的电磁波由前挡玻璃511反射，并通过介电损耗而衰减，因此无法到达所要求的距离。其结果是，在将基于以往的贴片天线的毫米波雷达设在车厢内的情况下，只能检测至存在于例如前方100m的目标。而基于本公开的实施方式的毫米波雷达即使发生因前挡玻璃511的反射或衰减，也能够检测位于200m以上距离的目标。这是与将基于以往的贴片天线的毫米波雷达设在车厢外的情况等同或其以上的性能。

[基于毫米波雷达和摄像头等的车厢内配置的融合结构]

当前，在大多驾驶员辅助系统(Driver Assist System)中使用的主要传感器使用CCD摄像头等光学拍摄装置。而且，考虑外面的环境等恶劣影响，通常在前挡玻璃511的内侧的车厢内配置摄像头等。此时，为了使雨滴等的影响最小化，在前挡玻璃511的内侧且雨刷(未图示)工作的区域配置摄像头等。

近年来，从提高车辆的自动制动器等的性能的要求来看，要求在任何外部环境中都可靠地工作的自动制动器等。在该情况下，在只由摄像头等光学设备构成驾驶员辅助系统的传感器的情况下，存在夜间或恶劣天气时无法保证可靠的工作这样的课题。因此，要求一种除了使用摄像头等光学传感器之外，还同时使用毫米波雷达来进行协同处理，由此即使在夜间或恶劣天气时也可靠地工作的驾驶员辅助系统。

如上所述，使用本缝隙阵列天线的毫米波雷达能够实现小型化，而且被发射的电磁波的效率比以往的贴片天线明显增高，由此能够配置在车厢内。活用该特性，如图70所示，不仅是摄像头等光学传感器(车载摄像头系统700)，使用了本缝隙阵列天线的毫米波雷达510也能够一同配置在车辆500的前挡玻璃511的内侧。由此，产生了以下新的效果。

(1)容易将驾驶员辅助系统(Driver Assist System)安装于车辆500。在基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’中，需要在位于前车头的格栅512的后方确保配置雷达的空间。该空间包含影响车辆的结构设计的部位，因此在雷达的大小发生变化的情况下，有时需要重新设计结构。但是，通过将毫米波雷达配置在车厢内，消除了这种不便。

(2)不受车辆外的环境、即雨天或夜间等的影响而能够确保可靠性更高的工作。尤其如图71所示，通过将毫米波雷达(车载雷达系统)510和车载摄像头系统700设在车厢内的大致相同的位置，各自的视场、视线一致，容易进行后述的“核对处理”，即识别各自捕捉的目标信息是否为同一物体的处理。而在将毫米波雷达510’设在位于车厢外的前车头的格栅512的后方的情况下，其雷达视线L与设在车厢内时的雷达视线M不同，因此与利用车载摄像头系统700获取的图像的偏差变大。

(3)提高了毫米波雷达的可靠性。如上所述，基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’配置在位于前车头的格栅512的后方，因此容易附着污垢，并且即使是小的接触事故等也有时破损。根据这些理由，需要经常清扫以及确认功能。并且，如后所述，在毫米波雷达的安装位置或方向因事故等的影响而发生偏离的情况下，需要再次进行与摄像头的对准。但是，通过将毫米波雷达配置在车厢内，这些概率变小，消除了这种不便。

在这种融合结构的驾驶员辅助系统中，也可以具有将摄像头等光学传感器和使用了本缝隙阵列天线的毫米波雷达510相互固定的一体结构。在该情况下，摄像头等光学传感器的光轴与毫米波雷达的天线的方向需要确保固定的位置关系。关于这一点在后面叙述。并且，在将该一体结构的驾驶员辅助系统固定在车辆500的车厢内的情况下，需要调整摄像头的光轴等朝向车辆前方的所希望的方向。关于这一点在美国专利申请公开第2015/0264230号说明书、美国专利申请公开第2016/0264065号说明书、美国专利申请15/248141、美国专利申请15/248149、美国专利申请15/248156中公开，并引用了这些技术。并且，作为以与此相关的摄像头为中心的技术，在美国专利第7355524号说明书以及美国专利第7420159号说明书中公开，将这些公开内容全部引用于本说明书中。

并且，关于将摄像头等光学传感器和毫米波雷达配置在车厢内的技术在美国专利第8604968号说明书、美国专利第8614640号说明书以及美国专利第7978122号说明书等中公开。将这些公开内容全部引用于本说明书中。但是，在申请这些专利的时间点，作为毫米波雷达只知包含贴片天线的以往的天线，因此是无法进行足够距离的观测的状态。例如，可以考虑利用以往的毫米波雷达可观测的距离充其量也只是100m～150m。并且，在将毫米波雷达配置在前挡玻璃的内侧的情况下，由于雷达的尺寸大，因此遮挡了驾驶员的视场，产生了阻碍安全驾驶等不便。与此相对，使用本公开的实施方式所涉及的缝隙阵列天线的毫米波雷达为小型，而且被发射的电磁波的效率比以往的贴片天线明显增高，由此能够配置在车厢内。由此，能够进行200m以上的远距离的观测，并且还不会遮挡驾驶员的视场。

[毫米波雷达和摄像头等的安装位置的调整]

在融合结构的处理(以下，有时称作“融合处理”)中，要求利用摄像头等获得的图像和利用毫米波雷达获得的雷达信息与相同的坐标系相关联。这是因为，在位置以及目标的大小相互不同的情况下，阻碍两者的协同处理。

对此，需要用下面三个观点进行调整。

(1)摄像头等的光轴和毫米波雷达的天线的方向处于一定的固定关系。

要求摄像头等的光轴与毫米波雷达的天线的方向相互一致。或者，在毫米波雷达中，有时具有两个以上的发送天线和两个以上的接收天线，还有刻意使各个天线的方向不同的情况。因此，要求保证在摄像头等的光轴与这些天线之间至少具有一定的已知关系。

在前述的具有摄像头等和毫米波雷达相互固定的一体结构的情况下，摄像头等与毫米波雷达的位置关系是固定的。因此，在该一体结构的情况下，满足这些条件。另一方面，在以往的贴片天线等中，毫米波雷达配置在车辆500的格栅512的后方。在该情况下，这些位置关系通常如下面(2)调整。

(2)在安装于车辆时的初始状态(例如，出厂时)下，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息具有一定的固定关系。

摄像头等光学传感器以及毫米波雷达510或510’在车辆500中的安装位置最终通过以下方法确定。即，将作为基准的图或通过雷达观测的目标(以下，分别称作“基准图”、“基准目标”，有时将两者统称为“基准对象物”)准确地配置在车辆500的前方的规定位置。通过摄像头等光学传感器或毫米波雷达510观测该图或目标。对观测到的基准对象物的观测信息与预先存储的基准对象物的形状信息等进行比较，定量地掌握当前的偏离信息。根据该偏离信息利用以下中的至少一种方法调整或修正摄像头等光学传感器以及毫米波雷达510或510’的安装位置。另外，也可以利用除此以外的获得相同的结果的方法。

(i)调整摄像头和毫米波雷达的安装位置，使基准对象物到达摄像头与毫米波雷达的中央。在该调整中也可以使用另行设置的工具等。

(ii)求出摄像头和毫米波雷达相对于基准对象物的偏离量，通过摄像头图像的图像处理以及雷达处理而修正各自的偏离量。

应该关注的是，在具有摄像头等光学传感器和使用本公开的实施方式所涉及的缝隙阵列天线的毫米波雷达510相互固定的一体结构的情况下，只要对摄像头或雷达中的任一个调整与基准对象物的偏离，则关于摄像头或雷达中的另一个也可知偏离量，无需对另一个再次检查与基准对象物的偏离。

即，关于车载摄像头系统700，将基准图设在规定位置750，对该拍摄图像与表示基准图图像应预先位于摄像头的视场的哪一处的信息进行比较，由此检测偏离量。由此，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法进行摄像头的调整。接着，将利用摄像头求出的偏离量换算为毫米波雷达的偏离量。之后，关于雷达信息，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法调整偏离量。

或者，也可以根据毫米波雷达510进行以上工作。即，关于毫米波雷达510，将基准目标设在规定位置800，对该雷达信息与表示基准目标应预先位于毫米波雷达510的视场的哪一处的信息进行比较，由此检测偏离量。由此，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法进行毫米波雷达510的调整。接着，将利用毫米波雷达求出的偏离量换算为摄像头的偏离量。之后，关于利用摄像头获得的图像信息，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法调整偏离量。

(3)即使在车辆中的初始状态以后，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息也维持一定的关系。

通常，在初始状态下，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息是固定的，只要没有车辆事故等，之后很少发生变化。但是，即使在它们发生偏离的情况下，也能够通过以下方法调整。

摄像头例如以本车辆的特征部分513、514(特征点)进入其视场内的状态安装。对通过摄像头实际拍摄该特征点的位置与摄像头原本准确地安装时该特征点的位置信息进行比较，检测其偏离量。通过根据该检测出的偏离量修正之后拍摄到的图像的位置，能够修正摄像头的物理安装位置的偏离。通过该修正，在能够充分发挥车辆中要求的性能的情况下，不需要进行所述(2)的调整。并且，即使在车辆500的启动时或运转中，也定期进行该调整方法，由此即使在重新产生摄像头等的偏离的情况下，也能够修正偏离量，从而能够实现安全的行驶。

但是，该方法与所述(2)中叙述的方法相比，通常认为调整精度下降。在根据利用摄像头拍摄基准对象物而获得的图像进行调整的情况下，由于能够以高精度确定基准对象物的方位，因此能够容易地实现较高的调整精度。但是，在本方法中，由于代替基准对象物而调整车体的一部分图像，因此提高方位的特性精度稍微有难度。因此，调整精度也下降。但是，作为因事故或大的外力施加于车厢内的摄像头等的情况等而导致摄像头等的安装位置大幅偏离时的修正方法是有效的。

[毫米波雷达和摄像头等所检测出的目标的关联：核对处理]

在融合处理中，需要对于一个目标识别由摄像头等获得的图像和由毫米波雷达获得的雷达信息是否为“同一目标”。例如，考虑在车辆500的前方出现了两个障碍物(第一障碍物和第二障碍物)、例如两辆自行车的情况。该两个障碍物在被拍摄为摄像头图像的同时，还被检测为毫米波雷达的雷达信息。此时，关于第一障碍物，需要将摄像头图像和雷达信息相互关联为同一目标。相同地，关于第二障碍物，需要将其摄像头图像和其雷达信息相互关联为同一目标。假设在弄错而误认为作为第一障碍物的摄像头图像和作为第二障碍物的毫米波雷达的雷达信息是同一目标的情况下，有可能引发大的事故。以下，在本说明书中，有时将这种判断摄像头图像上的目标和雷达图像上的目标是否为同一目标的处理称作“核对处理”。

关于该核对处理，有以下叙述的各种检测装置(或方法)。以下，对这些装置或方法进行具体说明。另外，以下检测装置设置于车辆，至少具有：毫米波雷达检测部；朝向与毫米波雷达检测部所检测的方向重复的方向配置的摄像头等图像获取部；以及核对部。在此，毫米波雷达检测部具有本公开中的任一实施方式中的缝隙阵列天线，至少获取其视场中的雷达信息。图像获取部至少获取其视场中的图像信息。核对部包含处理电路，该处理电路对毫米波雷达检测部的检测结果与图像检测部的检测结果进行核对，判断是否由这两个检测部检测出了同一目标。在此，能够选择光学摄像头、光学雷达、红外线雷达、超声波雷达中任意一个或两个以上来构成图像检测部。以下检测装置在核对部中的检测处理不同。

第一检测装置中的核对部进行下面两个核对。第一核对包括：对通过毫米波雷达检测部检测出的关注的目标获得其距离信息以及横向位置信息，同时对由图像检测部检测出的一个或两个以上目标中位于最近的位置的目标进行核对，并检测它们的组合。第二核对包括：对通过图像检测部检测出的关注的目标获得其距离信息以及横向位置信息，同时对通过毫米波雷达检测部检测出的一个或两个以上的目标中位于最近的位置的目标进行核对，并检测它们的组合。而且，该核对部判定相对于通过毫米波雷达检测部检测出的这些各目标的组合以及相对于通过图像检测部检测出的这些各目标的组合中是否存在一致的组合。然后，当存在一致的组合的情况下，判断为由两个检测部检测出了同一物体。由此，进行分别由毫米波雷达检测部和图像检测部检测出的目标的核对。

与此相关的技术在美国专利第7358889号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。在该公报中，例示具有两个摄像头的所谓的立体摄像头来说明图像检测部。但是，该技术并不限定于此。即使在图像检测部具有一个摄像头的情况下，也通过对检测出的目标适当地进行图像识别处理等来获得目标的距离信息和横向位置信息即可。相同地，也可以将激光扫描器等激光传感器用作图像检测部。

第二检测装置中的核对部按每一规定时间对毫米波雷达检测部的检测结果和图像检测部的检测结果进行核对。核对部在根据前一次核对结果判断为由两个检测部检测出了同一目标的情况下，利用其前一次核对结果进行核对。具体地说，核对部对由毫米波雷达检测部本次检测出的目标以及由图像检测部本次检测出的目标与根据前一次核对结果判断的由两个检测部检测出的目标进行核对。而且，核对部根据与由毫米波雷达检测部本次检测出的目标的核对结果以及与由图像检测部本次检测出的目标的核对结果，判断是否由两个检测部检测出了同一目标。如此，该检测装置并不直接核对两个检测部的检测结果，而是利用前一次核对结果与两个检测结果进行时序性的核对。因此，与只进行瞬间核对的情况相比，检测精度提高，能够进行稳定的核对。尤其是，即使在检测部的精度瞬间下降时，由于利用过去的核对结果，因此也能够进行核对。并且，在该检测装置中，能够通过利用前一次核对结果简单地进行两个检测部的核对。

并且，该检测装置的核对部在利用前一次核对结果进行本次核对时，在判断为由两个检测部检测出了同一物体的情况下，将其判断出的物体除外，对由毫米波雷达检测部本次检测出的物体与由图像检测部本次检测出的物体进行核对。然后，该核对部判断是否存在由两个检测部本次检测出的同一物体。如此，物体检测装置在考虑时序性的核对结果的基础上，通过在其每一瞬间获得的两个检测结果进行瞬间核对。因此，物体检测装置对在本次的检测中检测出的物体也能够可靠地核对。

与这些相关的技术在美国专利第7417580号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。在该公报中，例示具有两个摄像头的所谓的立体摄像头来说明图像检测部。但是，该技术并不限定于此。即使在图像检测部具有一个摄像头的情况下，也通过对检测出的目标适当地进行图像识别处理等来获得目标的距离信息和横向位置信息即可。相同地，也可以将激光扫描器等激光传感器用作图像检测部。

第三检测装置中的两个检测部以及核对部以规定的时间间隔进行目标的检测和它们的核对，这些检测结果和核对结果按时序存储于存储器等存储介质中。然后，核对部根据通过图像检测部检测出的目标在图像上的大小变化率和通过毫米波雷达检测部检测出的从本车辆到目标的距离及其变化率(与本车辆的相对速度)，判断通过图像检测部检测出的目标和通过毫米波雷达检测部检测出的目标是否为同一物体。

核对部在判断为这些目标是同一物体的情况下，根据通过图像检测部检测出的目标在图像上的位置和通过毫米波雷达检测部检测出的本车到目标的距离和/或其变化率预测与车辆碰撞的可能性。

与这些相关的技术在美国专利第6903677号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。

如上说明，在毫米波雷达和摄像头等图像拍摄装置的融合处理中，对由摄像头等获得的图像和由毫米波雷达获得的雷达信息进行核对。上述利用基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达能够构成为高性能且小型。因此，能够关于包含上述核对处理的融合处理整体实现高性能化和小型化等。由此，目标识别的精度提高，能够实现车辆的更安全的行驶控制。

[其他融合处理]

在融合处理中，根据由摄像头等获得的图像与由毫米波雷达检测部获得的雷达信息的核对处理实现各种功能。以下，对实现该代表性的功能的处理装置的例子进行说明。

以下处理装置设置于车辆，至少具有：在规定方向上发送和接收电磁波的毫米波雷达检测部；具有与该毫米波雷达检测部的视场重复的视场的单眼摄像头等图像获取部；以及从该毫米波雷达检测部和图像获取部获得信息进行目标的检测等的处理部。毫米波雷达检测部获取该视场中的雷达信息。图像获取部获取该视场中的图像信息。能够选择光学摄像头、光学雷达、红外线雷达、超声波雷达中的任意一个或两个以上来用于图像获取部。处理部能够通过与毫米波雷达检测部以及图像获取部连接的处理电路实现。以下处理装置在该处理部中的处理内容不同。

第一处理装置的处理部从由图像获取部拍摄的图像中提取识别为与通过毫米波雷达检测部检测出的目标相同的目标。即，进行基于前述的检测装置的核对处理。然后，获取所提取的目标的图像的右侧边缘以及左侧边缘的信息，关于两个边缘导出轨迹近似线，该轨迹近似线是近似所获取的右侧边缘以及左侧边缘的轨迹的直线或规定的曲线。将存在于该轨迹近似线上的边缘的数量多的一方选择为目标的真实边缘。然后，根据被选择为真实边缘的一方的边缘的位置导出目标的横向位置。由此，能够更加提高目标的横向位置的检测精度。

与这些相关的技术在美国专利第8610620号说明书中记载。将该文献的公开内容全部引用于本说明书中。

第二处理装置的处理部在确定有无目标时，根据图像信息改变在确定雷达信息中有无目标时使用的判断基准值。由此，例如在能够利用摄像头等确认成为车辆行驶的障碍物的目标图像的情况下，或在估计为存在目标的情况下等，能够通过最佳地改变通过毫米波雷达检测部检测目标的判断基准，获得更加准确的目标信息。即，在存在障碍物的可能性高的情况下，能够通过改变判断基准使该处理装置可靠地工作。另一方面，在存在障碍物的可能性低的情况下，能够防止该处理装置进行不必要的工作。由此，能进行适当的系统工作。

而且，在该情况下，处理部还能够根据雷达信息设定图像信息的检测区域，并根据该区域内的图像信息估计障碍物的存在。由此，能够实现检测处理的效率化。

与这些相关的技术在美国专利第7570198号说明书中记载。将该文献的公开内容全部引用于本说明书中。

第三处理装置的处理部进行复合显示，该复合显示将基于通过多个不同的图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部获得的图像以及雷达信息的图像信号显示于至少一台显示装置。在该显示处理中，能够使水平以及垂直同步信号在多个图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部中相互同步，将来自这些装置的图像信号在一个水平扫描期间内或一个垂直扫描期间内选择性地切换为所希望的图像信号。由此，能够根据水平以及垂直同步信号并列显示所选择的多个图像信号的图像，并且从显示装置输出控制信号，该控制信号设定所希望的图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部中的控制动作。

在各个图像等显示于多台不同的显示装置的情况下，很难进行各个图像之间的比较。并且，在显示装置与第三处理装置主体分体地配置的情况下，对装置的操作性差。第三处理装置克服这种缺点。

与这些相关的技术在美国专利第6628299号说明书以及美国专利第7161561号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。

第四处理装置的处理部关于位于车辆的前方的目标向图像获取部以及毫米波雷达检测部进行指示，获取包含该目标的图像以及雷达信息。处理部确定该图像信息中的包含该目标的区域。处理部进一步提取该区域中的雷达信息，检测从车辆到目标的距离以及车辆与目标的相对速度。处理部根据这些信息判定该目标与车辆碰撞的可能性。由此，迅速地判定与目标碰撞的可能性。

与这些相关的技术在美国专利第8068134号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。

第五处理装置的处理部通过雷达信息或基于雷达信息和图像信息的融合处理来识别车辆前方的一个或两个以上的目标。该目标包含其他车辆或行人等移动体、道路上的用白线表示的行驶车道、路肩以及位于路肩的静止物(包括排水沟以及障碍物等)、信号装置、人行横道等。处理部能够包含GPS(Global Positioning System)天线。也可以通过GPS天线检测本车辆的位置，并根据该位置检索存储有道路地图信息的存储装置(称作地图信息数据库装置)，确认地图上的当前位置。能够对该地图上的当前位置与通过雷达信息等识别出的一个或两个以上的目标进行比较来识别行驶环境。由此，处理部也可以提取估计为阻碍车辆行驶的目标，找出更安全的行驶信息，根据需要显示于显示装置，并通知驾驶员。

与这些相关的技术在美国专利第6191704号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。

第五处理装置还可以具有与车辆外部的地图信息数据库装置通信的数据通信装置(具有通信电路)。数据通信装置例如以每周一次或每月一次左右的周期访问地图信息数据库装置，下载最新的地图信息。由此，能够利用最新的地图信息进行上述处理。

第五处理装置还可以对上述车辆行驶时获取的最新的地图信息与和通过雷达信息等识别出的一个或两个以上的目标相关的识别信息进行比较，提取地图信息中没有的目标信息(以下，称作“地图更新信息”)。然后，也可以将该地图更新信息经由数据通信装置发送至地图信息数据库装置。地图信息数据库装置也可以将该地图更新信息与数据库中的地图信息建立关联来存储，需要时更新当前的地图信息本身。更新时，也可以通过比较从多个车辆获得的地图更新信息来验证更新的可靠性。

另外，该地图更新信息可以包含比当前的地图信息数据库装置所具有的地图信息更详细的信息。例如，虽然能够通过一般的地图信息掌握道路的概况，但是不包含例如路肩部分的宽度或位于路肩的排水沟的宽度、重新形成的凹凸或建筑物的形状等信息。并且，也不包含车道和人行道的高度或与人行道相连的斜坡的状况等信息。地图信息数据库装置能够根据另行设定的条件将这些详细的信息(以下，称作“地图更新详细信息”)与地图信息建立关联来存储。这些地图更新详细信息通过向包括本车辆的车辆提供比原来的地图信息更详细的信息，除了用于车辆的安全行驶的用途之外，还能用于其他用途。在此，“包括本车辆的车辆”例如可以是汽车，也可以是摩托车、自行车或今后重新出台的自动行驶车辆，例如电动轮椅等。地图更新详细信息在这些车辆行驶时利用。

(基于神经网络的识别)

第一至第五处理装置还可以具有高度识别装置。高度识别装置也可以设置于车辆的外部。在该情况下，车辆能够具有与高度识别装置通信的高速数据通信装置。高度识别装置也可以由包含所谓的深度学习(deep learning)等在内的神经网络构成。该神经网络有时例如包含卷积神经网络(Convolutional Neural Network，以下称作“CNN”)。CNN是通过图像识别来获得成果的神经网络，其特征点之一是，具有一个或多个被称作卷积层(Convolutional Layer)和池化层(Pooling Layer)的两个层的组。

作为输入至处理装置的卷积层中的信息，至少能有以下三种的任一种。

(1)根据由毫米波雷达检测部获取的雷达信息获得的信息

(2)根据雷达信息并根据由图像获取部获取的特定图像信息获得的信息

(3)根据雷达信息和由图像获取部获取的图像信息获得的融合信息，或者根据该融合信息获得的信息

根据这些信息中的任一信息或组合它们的信息进行与卷积层对应的积和运算。其结果被输入至下一级池化层，根据预先设定的规则进行数据的选择。作为该规则，例如在选择像素值的最大值的最大池化(max pooling)中，按照卷积层的每一个分割区域选择其中的最大值，该最大值作为池化层中的对应的位置的值。

由CNN构成的高度识别装置有时具有将这种卷积层与池化层串联连接一组或多组的结构。由此，能够准确地识别雷达信息以及图像信息中所含的车辆周围的目标。

与这些相关的技术在美国专利第8861842号说明书、美国专利第9286524号说明书以及美国专利申请公开第2016/0140424号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。

第六处理装置的处理部进行与车辆的车头灯控制相关的处理。在夜间行驶车辆时，驾驶员确认本车辆的前方是否存在其他车辆或行人，操作本车辆的车头灯的波束。这是为了防止其他车辆的驾驶员或行人被本车辆的车头灯迷惑。该第六处理装置利用雷达信息或雷达信息与基于摄像头等的图像的组合自动控制本车辆的车头灯。

处理部通过雷达信息或者基于雷达信息和图像信息的融合处理来检测相当于车辆前方的车辆或行人的目标。在该情况下，车辆前方的车辆包含前方的先行车辆、对向车道的车辆、摩托车等。处理部在检测到这些目标的情况下，发出降低车头灯的波束的指令。接收该指令的车辆内部的控制部(控制电路)操作车头灯，降低该波束。

与这些相关的技术在美国专利第6403942号说明书、美国专利第6611610号说明书、美国专利第8543277号说明书、美国专利第8593521号说明书以及美国专利第8636393号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。

在以上说明的基于毫米波雷达检测部的处理以及毫米波雷达检测部和摄像头等图像拍摄装置的融合处理中，由于能够高性能且小型地构成该毫米波雷达，因此能够实现毫米波雷达处理或融合处理整体的高性能化和小型化等。由此，目标识别的精度提高，能够实现车辆的更安全的驾驶控制。

＜应用例2：各种监控系统(自然物体、建筑物、道路、监护、安全)＞

具有基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达(雷达系统)在自然物体、气象、建筑物、安全、看护等中的监控领域中也能够广泛活用。在与此相关的监控系统中，包含毫米波雷达的监控装置例如设置在固定的位置，始终对监控对象进行监控。此时，将监控对象的检测分辨率调整为最佳值来设定毫米波雷达。

具有基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达能够通过超过例如100GHz的高频电磁波进行检测。并且，关于在雷达识别中使用的方式、例如FMCW方式等中的调制频带，该毫米波雷达当前实现了超过4GHz的宽带。即，与前述的超宽带无线技术(UWB：Ultra Wide Band)对应。该调制频带与距离分辨率有关。即，以往的贴片天线中的调制频带最大为600MHz左右，因此其距离分辨率为25cm。与此相对，在与本阵列天线相关的毫米波雷达中，其距离分辨率为3.75cm。这表示能够实现还与以往的光学雷达的距离分辨率对等的性能。另一方面，如上所述，光学雷达等光学式传感器在夜间或恶劣天气时无法检测目标。与此相对，在毫米波雷达中，无论昼夜以及气候如何，都能始终检测。由此，能够将与本阵列天线相关的毫米波雷达用于在利用以往的贴片天线的毫米波雷达中无法适用的多种用途中。

图72是表示基于毫米波雷达的监控系统1500的结构例的图。基于毫米波雷达的监控系统1500至少具有传感器部1010和主体部1100。传感器部1010至少具有：对准监控对象1015的天线1011；根据所收发的电磁波检测目标的毫米波雷达检测部1012；以及发送检测出的雷达信息的通信部(通信电路)1013。主体部1100至少具有：接收雷达信息的通信部(通信电路)1103；根据所接收的雷达信息进行规定的处理的处理部(处理电路)1101；以及蓄积过去的雷达信息以及规定的处理所需的其他信息等的数据蓄积部(记录介质)1102。在传感器部1010与主体部1100之间存在通信线路1300，借助该通信线路1300在传感器部1010与主体部1100之间发送和接收信息以及指令。在此，通信线路例如能够包含互联网等通用的通信网络、移动通信网络、专用的通信线路等中的任一种。另外，本监控系统1500也可以是不借助通信线路直接连接传感器部1010与主体部1100的结构。在传感器部1010中除了设置毫米波雷达之外，还能够并列设置摄像头等光学传感器。由此，通过利用雷达信息和基于摄像头等的图像信息的融合处理来识别目标，能够更高度地检测监控对象1015等。

以下，对实现这些应用事例的监控系统的例子进行具体说明。

[自然物体监控系统]

第一监控系统是将自然物体作为监控对象的系统(以下，称作“自然物体监控系统”)。参照图72，对该自然物体监控系统进行说明。该自然物体监控系统1500中的监控对象1015例如可以是河川、海面、山丘、火山、地表等。例如，在河川为监控对象1015的情况下，固定在固定位置的传感器部1010始终对河川1015的水面进行监控。该水面信息始终发送至主体部1100中的处理部1101。而且，在水面具有规定以上的高度的情况下，处理部1101经由通信线路1300通知与本监控系统分体地设置的例如气象观测监控系统等其他系统1200。或者，处理部1101将用于自动封闭设置于河川1015的闸门等(未图示)的指示信息发送给管理闸门的系统(未图示)。

该自然物体监控系统1500能够用一个主体部1100监控多个传感器部1010、1020等。在该多个传感器部分散配置在固定地区的情况下，能够同时掌握该地区的河川的水位状况。由此，还能够评价该地区的降雨如何影响河川的水位以及是否有引发洪水等灾害的可能性。与此相关的信息能够经由通信线路1300通知给气象观测监控系统等其他系统1200。由此，气象观测监控系统等其他系统1200能够将被通知的信息活用在更广范围的气象观测或灾害预测。

该自然物体监控系统1500同样也能够适用于河川以外的其他自然物体。例如，在监控海啸或风暴潮的监控系统中，其监控对象为海面水位。并且，还能够与海面水位的上升对应地自动开闭防潮堤的闸门。或者，在对因降雨或地震等引起的山崩进行监控的监控系统中，其监控对象为山丘部的地表等。

[交通道路监控系统]

第二监控系统是监控交通道路的系统(以下，称作“交通道路监控系统”)。该交通道路监控系统中的监控对象例如可以是铁道道口、特定的线路、机场的跑道、道路的交叉点、特定的道路或停车场等。

例如，在监控对象为铁道道口的情况下，传感器部1010配置在能够监控道口内部的位置。在该情况下，在传感器部1010除了设置毫米波雷达之外，还并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度检测监控对象中的目标。通过传感器部1010获得的目标信息经由通信线路1300发送至主体部1100。主体部1100进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，电车的驾驶信息等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示是指例如在封闭道口时确认道口内部有人或车辆等的情况下，使电车停止等的指示。

并且，例如在将监控对象设为机场的跑道的情况下，多个传感器部1010、1020等以能够在跑道上实现规定的分辨率的方式沿着跑道配置，该分辨率例如为能够检测跑道上的5平方厘米以上的异物的分辨率。监控系统1500无论是昼夜以及气候如何，都始终在跑道上监控。该功能是只有使用可对应UWB的本公开的实施方式中的毫米波雷达时才能实现的功能。并且，由于本毫米波雷达能够实现小型、高分辨率以及低成本，因此即使在无死角地覆盖跑道整个面的情况下,也能够实际地对应。在该情况下，主体部1100统一管理多个传感器部1010、1020等。主体部1100在确认跑道上有异物的情况下，向机场管制系统(未图示)发送与异物的位置和大小相关的信息。接收该信息的机场管制系统暂时禁止在该跑道上的起降。在此期间，主体部1100例如对在另行设置的跑道上自动清扫的车辆等发送与异物的位置和大小相关的信息。接收该信息的清扫车辆独立移动至有异物的位置，自动去除该异物。清扫车辆若完成异物的去除，则向主体部1100发送完成去除的信息。然后，检测到该异物的传感器部1010等再次确认“没有异物”，并确认安全之后，主体部1100向机场管制系统传递该确认内容。接收该确认内容的机场管制系统解除该跑道的起降禁止。

而且，例如在将监控对象设为停车场的情况下，能够自动识别停车场的哪个位置空着。与此相关的技术在美国专利第6943726号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。

[安全监控系统]

第三监控系统是监控非法入侵者侵入私人用地内或房屋的系统(以下，称作“安全监控系统”)。由该安全监控系统监控的对象例如为私人用地内或房屋内等特定区域。

例如，在将监控对象设为私人用地内的情况下，传感器部1010配置在能够监控私人用地内的一个或两个以上的位置。在该情况下，作为传感器部1010，除了设置毫米波雷达之外，还并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度检测监控对象中的目标。由传感器部1010获得的目标信息经由通信线路1300被发送至主体部1100。在主体部1100中，进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，为了准确地识别侵入对象是人还是狗或鸟等动物而所需的参照数据等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示例如除了包括鸣笛设置在用地内的警报或者打开照明等指示之外，还包括通过便携通信线路等直接通知用地的管理人员等指示。主体部1100中的处理部1101还可以使内置的采用深度学习等方法的高度识别装置进行检测出的目标的识别。或者，该高度识别装置还可以配置在外部。在该情况下，高度识别装置能够通过通信线路1300连接。

与此相关的技术在美国专利第7425983号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。

作为这种安全监控系统的其他实施方式，在设置于机场的登机口、车站的检票口、建筑物的入口等的人监控系统中也能够应用。通过该人监控系统监控的对象例如为机场的登机口、车站的检票口、建筑物的入口等。

例如，监控对象为机场的登机口的情况下，传感器部1010例如能够设置在登机口的行李检查装置。在该情况下，该检查方法有如下两种方法。一种方法是，通过毫米波雷达接收自身发送的电磁波被作为监控对象的乘客反射回来的电磁波来检查乘客的行李等。另一种方法是，通过利用天线接收从作为乘客自身的人体发射的微弱的毫米波来检查乘客隐藏的异物。在后者的方法中，优选毫米波雷达具有对所接收的毫米波进行扫描的功能。该扫描功能可以通过利用数字波束成形来实现，也可以通过机械式扫描动作实现。另外，关于主体部1100的处理，还能够利用与前述的例子相同的通信处理以及识别处理。

[建筑物检查系统(非破坏检查)]

第四监控系统是监控或检查道路或铁道的高架桥或建筑物等的混凝土的内部或者道路或地面的内部等的系统(以下，称作“建筑物检查系统”)。由该建筑物检查系统监控的对象例如为高架桥或建筑物等的混凝土的内部或者道路或地面的内部等。

例如，在监控对象为混凝土建筑物的内部的情况下，传感器部1010具有能够使天线1011沿着混凝土建筑物的表面扫描的结构。在此，“扫描”可以手动实现，也可以通过另行设置扫描用的固定轨道并利用马达等的驱动力使天线在该轨道上移动来实现。并且，在监控对象为道路或地面的情况下，也可以通过在车辆等朝下方向设置天线1011，并使车辆以恒速行驶来实现“扫描”。在传感器部1010中使用的电磁波可以使用超过例如100GHz的所谓的太赫兹区域的毫米波。如上所述，根据本公开的实施方式中的阵列天线，即使在超过例如100GHz的电磁波中，也能够构成损耗比以往的贴片天线等更少的天线。更高频的电磁波能够更深地渗透到混凝土等检查对象物中，能够实现更准确的非破坏检查。另外，关于主体部1100的处理，还能够利用与前述的其他监控系统等相同的通信处理和识别处理。

与此相关的技术在美国专利第6661367号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。

[人监控系统]

第五监控系统是对看护对象进行监护的系统(以下，称作“人监护系统”)。由该人监护系统监控的对象例如为看护人员或医院的患者等。

例如，在将监控对象设为看护设施的室内的看护人员的情况下，在该室内的可监控整个室内的一个或两个以上的位置配置传感器部1010。在该情况下，在传感器部1010除了设置毫米波雷达之外，还可以并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，能够通过雷达信息和图像信息的融合处理以更多角度对监控对象进行监控。另一方面，在将监控对象设为人的情况下，从保护个人隐私的观点来看，有时不适合通过摄像头等进行监控。考虑这一点，需要选择传感器。另外，在通过毫米波雷达进行的目标检测时，并非利用图像获取作为监控对象的人，能够利用可以说是该图像的影子的信号获取作为监控对象的人。因此，从保护个人隐私的观点来看，毫米波雷达可以说是优选的传感器。

由传感器部1010获得的看护人员的信息经由通信线路1300被发送至主体部1100。传感器部1010进行更高度的识别处理、控制所需的其他信息(例如，准确地识别看护人员的目标信息所需的参照数据等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示例如包含根据检测结果直接通知管理人员等的指示。并且，主体部1100的处理部1101也可以使内置的采用深度学习等方法的高度识别装置识别所检测出的目标。该高度识别装置也可以配置在外部。在该情况下，高度识别装置能够通过通信线路1300连接。

在毫米波雷达中，在将人设为监控对象的情况下，能够追加至少以下两个功能。

第一功能是心率、呼吸次数的监控功能。在毫米波雷达中，电磁波能够穿透衣服而检测人体的皮肤表面的位置以及心跳。处理部1101首先检测作为监控对象的人及其外形。接着，例如在检测心率的情况下，确定容易检测心跳的体表面的位置，并使该位置的心跳时序化来进行检测。由此，能够检测例如每分钟的心率。在检测呼吸次数的情况下也相同。通过利用该功能，能够始终确认看护人员的健康状态，从而能够对看护人员进行更高质量的监护。

第二功能是跌倒检测功能。老人等看护人员有时因腰腿虚弱而跌倒。当人跌倒时，人体的特定部位、例如头部等的速度或加速度在固定以上。在利用毫米波雷达将人设为监控对象的情况下，能够始终检测对象目标的相对速度或加速度。因此，通过例如将头部确定为监控对象并时序性地检测其相对速度或加速度，在检测到固定值以上的速度的情况下，能够识别为跌倒。在识别为跌倒的情况下，处理部1101例如能够下发与看护支援对应的可靠的指示等。

另外，在以上说明的监控系统等中，传感器部1010固定在固定的位置。但是，还能够将传感器部1010设置在例如机器人、车辆、无人机等飞行体等移动体。在此，车辆等不仅包含例如汽车，而且还包含电动轮椅等小型移动体。在该情况下，该移动体也可以为了始终确认自己的当前位置而内置GPS。此外，该移动体也可以具有利用地图信息以及对前述的第五处理装置说明的地图更新信息进一步提高自身当前位置的准确性的功能。

而且，由于在类似于以上说明的第一至第三检测装置、第一至第六处理装置、第一至第五监控系统等的装置或系统中利用与这些装置或系统相同的结构，因此能够利用本公开的实施方式中的阵列天线或毫米波雷达。

＜应用例3：通信系统＞

[通信系统的第一例]

本公开中的波导装置以及天线装置(阵列天线)能够用于构成通信系统(telecommunication system)的发射机(transmitter)和/或接收机(receiver)。本公开中的波导装置以及天线装置由于使用层叠的导电部件构成，因此与使用中空波导管的情况相比，能够将发射机和/或接收机的尺寸抑制得较小。并且，由于不需要电介质，因此与使用微带线路的情况相比，能够将电磁波的介电损耗抑制得较小。由此，能够构筑具有小型且高效的发射机和/或接收机的通信系统。

这种通信系统可以是直接对模拟信号进行调制来收发的模拟式通信系统。但是，只要是数字式通信系统，则能够构筑更灵活且性能高的通信系统。

以下，参照图73对使用本公开的实施方式中的波导装置以及天线装置的数字式通信系统800A进行说明。

图73是表示数字式通信系统800A的结构的框图。通信系统800A具有发射机810A和接收机820A。发射机810A具有模拟/数字(A/D)转换器812、编码器813、调制器814以及发送天线815。接收机820A具有接收天线825、解调器824、解码器823以及数字/模拟(D/A)转换器822。发送天线815以及接收天线825中的至少一个能够通过本公开的实施方式中的阵列天线实现。在本应用例中，将包含与发送天线815连接的调制器814、编码器813以及A/D转换器812等的电路称作发送电路。将包含与接收天线825连接的解调器824、解码器823以及D/A转换器822等的电路称作接收电路。还有时将发送电路和接收电路统称为通信电路。

发射机810A通过模拟/数字(A/D)转换器812将从信号源811接收的模拟信号转换为数字信号。接着，通过编码器813对数字信号进行编码。在此，编码是指操作应发送的数字信号，并转换为适于通信的方式。作为这种编码的例子有CDM(Code-Division Multiplexing：码分多路复用)等。并且，用于进行TDM(Time-Division Multiplexing：时分多路复用)或FDM(Frequency Division Multiplexing：频分多路复用)或OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)的转换也是该编码的一个例子。编码后的信号由调制器814转换为高频信号，从发送天线815被发送。

另外，在通信领域中，有时将表示重叠于载波的信号的波称作“信号波”，但是本说明书中的“信号波”这一术语并不以这种含义使用。本说明书中的“信号波”泛指在波导中传播的电磁波以及利用天线元件收发的电磁波。

接收机820A使由接收天线825接收的高频信号通过解调器824恢复成低频的信号，通过解码器823恢复成数字信号。被解码的数字信号通过数字/模拟(D/A)转换器822恢复成模拟信号，被送至数据接收机(数据接收装置)821。通过以上处理，完成一系列发送和接收的进程。

在进行通信的主体为计算机之类的数字设备的情况下，在上述处理中不需要发送信号的模拟/数字转换以及接收信号的数字/模拟转换。因此，能够省略图73中的模拟/数字转换器812以及数字/模拟转换器822。这种结构的系统也包含于数字式通信系统。

在数字式通信系统中，为了确保信号强度或扩大通信容量而使用各种方法。这种方法大多在使用毫米波段或太赫兹频段的电波的通信系统中也有效。

毫米波段或太赫兹频段中的电波与更低频率的电波相比，直进性高，绕到障碍物的背面侧的衍射小。因此，接收机无法直接接收从发射机发送来的电波的情况也不少。即使在这种状况下，虽然大多能够接收反射波，但是大多情况下反射波的电波信号的质量比直接波差，因此更加难以稳定地接收。并且，还存在多个反射波经过不同的路径入射的情况。在该情况下，不同路径长度的接收波的相位互不相同，引起多径衰落(Multi-Path Fading)。

作为用于改善这种状况的技术，能够利用被称作天线分集(Antenna Diversity)的技术。在该技术中，发射机以及接收机中的至少一个具有多个天线。若这些多个天线之间的距离在波长程度以上不同，则接收波的状态就会不同。因此，选择使用能够进行质量最好的收发的天线。由此，能够提高通信的可靠性。并且，也可以合成从多个天线获得的信号来改善信号的质量。

在图73所示的通信系统800A中，例如接收机820A可以具有多个接收天线825。在该情况下，在多个接收天线825与解调器824之间存在切换器。接收机820A通过切换器将从多个接收天线825中获得质量最好的信号的天线与解调器824连接起来。另外，在该例子中，也可以使发射机810A具有多个发送天线815。

[通信系统的第二例]

图74是表示包含能够改变电波的发射模式的发射机810B的通信系统800B的例子的框图。在该应用例中，接收机与图73所示的接收机820A相同。因此，在图74中不图示接收机。发射机810B除了具有发射机810A的结构之外，还具有包含多个天线元件8151的天线阵列815b。天线阵列815b可以是本公开的实施方式中的阵列天线。发射机810B在多个天线元件8151与调制器814之间还具有各自连接的多个相移器(PS)816。在该发射机810B中，调制器814的输出被送至多个相移器816，在该相移器816中获得相位差，被向多个天线元件8151导出。在多个天线元件8151以等间隔配置的情况下，且在向各天线元件8151中的相邻的天线元件供给相位以固定量不同的高频信号的情况下，天线阵列815b的主波瓣817与该相位差相应地朝向从正面倾斜的方位。该方法有时被称作波束成形(Beam Forming)。

能够使各相移器816赋予的相位差各不相同来改变主波瓣817的方位。该方法有时被称作波束转向(Beam Steering)。能够通过找出收发状态最好的相位差来提高通信的可靠性。另外，在此说明了相移器816赋予的相位差在相邻的天线元件8151之间固定的例子，但是并不限定于这种例子。并且，也可以以向不仅直接波到达接收机而且反射波到达接收机的方位发射电波的方式赋予相位差。

在发射机810B中，还能够利用被称作零转向(Null Steering)的方法。这是指通过调节相位差形成不向特定的方向发射电波的状态的方法。通过进行零转向，能够抑制朝向不希望发送电波的其他接收机发射的电波。由此，能够避免干扰。使用毫米波或太赫兹波的数字通信虽然能够使用非常宽的频带，但也优选尽可能高效地使用频带。由于只要利用零转向，就能够以同一频带进行多个收发，因此能够提高频带的利用效率。使用波束成形、波束转向以及零转向等技术提高频带的利用效率的方法有时还被称作SDMA(Spatial Division Multiple Access：空分多址)。

[通信系统的第三例]

为了增加特定频带的通信容量，还能够应用被称作MIMO(Multiple-Input and Multiple-Output：多输入多输出)的方法。在MIMO中，可以使用多个发送天线以及多个接收天线。分别从多个发送天线发射电波。在某一例子中，能够使各自不同的信号与被发射的电波重叠。多个接收天线的每一个均接收被发送来的多个电波。但是，由于不同的接收天线接收经过不同的路径到达的电波，因此所接收的电波的相位产生差异。利用该差异，能够在接收机侧分离出多个电波中所含的多个信号。

本公开所涉及的波导装置以及天线装置也能够用于利用MIMO的通信系统。以下，对这种通信系统的例子进行说明。

图75是表示装配有MIMO功能的通信系统800C的例子的框图。在该通信系统800C中，发射机830具有编码器832、TX-MIMO处理器833以及两个发送天线8351、8352。接收机840具有两个接收天线8451、8452、RX-MIMO处理器843以及解码器842。另外，发送天线以及接收天线的个数也可以分别大于两个。在此，为了简单说明，举出各天线为两个的例子。一般来讲，MIMO通信系统的通信容量与发送天线和接收天线中的少的一方的个数成比例地增大。

从数据信号源831接收到信号的发射机830为了发送信号而通过编码器832进行编码。编码后的信号由TX-MIMO处理器833分配至两个发送天线8351、8352。

在MIMO方式的某一例子中的处理方法中，TX-MIMO处理器833将编码后的信号的列分割为与发送天线8352的数量相同的数量的两列，并列发送至发送天线8351、8352。发送天线8351、8352分别发射包含被分割的多个信号列的信息的电波。在发送天线为N个的情况下，信号列被分割为N列。被发射的电波同时由两个接收天线8451、8452这两者接收。即，分别由接收天线8451、8452接收的电波中混杂有发送时分割的两个信号。通过RX-MIMO处理器843进行该混杂的信号的分离。

若例如关注电波的相位差，则能够分离混杂的两个信号。接收天线8451、8452接收从发送天线8351到达的电波时的两个电波的相位差与接收天线8451、8452接收从发送天线8352到达的电波时的两个电波的相位差不同。即，接收天线之间的相位差根据收发的路径而不同。并且，只要发送天线与接收天线的空间配置关系不变，则这些相位差就不会变。因此，通过将由两个接收天线接收的接收信号错开根据收发路径规定的相位来建立关联，能够提取经过该收发路径接收的信号。RX-MIMO处理器843例如通过该方法从接收信号中分离两个信号列，恢复分割之前的信号列。由于被恢复的信号列尚处于被编码的状态，因此被送至解码器842，并在解码器842中复原成原来的信号。被复原的信号被送至数据接收机841。

虽然该例子中的MIMO通信系统800C收发数字信号，但也能够实现收发模拟信号的MIMO通信系统。在该情况下，在图75的结构中追加了参照图73说明的模拟/数字转换器和数字/模拟转换器。另外，用于区分来自不同的发送天线的信号的信息并不限于相位差的信息。一般来讲，若发送天线和接收天线的组合不同，则被接收的电波除了相位不同以外，散射或衰落等的状况也有可能不同。这些统称为CSI(Channel State Information：信道状态信息)。CSI在利用MIMO的系统中用于区分不同的收发路径。

另外，多个发送天线发射包含各自独立的信号的发送波并不是必要条件。只要能够在接收天线侧分离，则也可以是各发送天线发射包含多个信号的电波的结构。并且，还能够如下构成：在发送天线侧进行波束成形，作为来自各发送天线的电波的合成波，在接收天线侧形成包含单一信号的发送波。该情况也成为各发送天线发射包含多个信号的电波的结构。

在该第三例中也与第一以及第二例相同，能够将CDM、FDM、TDM、OFDM等各种方法用作信号的编码方法。

在通信系统中，装设有用于处理信号的集成电路(称作信号处理电路或通信电路)的电路板能够层叠配置在本公开的实施方式中的波导装置以及天线装置。由于本公开的实施方式中的波导装置以及天线装置具有层叠板形状的导电部件而成的结构，因此容易设成将电路板叠加在这些导电部件上的配置。通过设成这种配置，能够实现容积比使用中空波导管等的情况小的发射机以及接收机。

在以上说明的通信系统的第一至第三例中，发射机或接收机的构成要素、即模拟/数字转换器、数字/模拟转换器、编码器、解码器、调制器、解调器、TX-MIMO处理器、RX-MIMO处理器等表示为图73、40、41中独立的一个要素，但并非必须独立。例如，也可以用一个集成电路实现这些所有要素。或者，也可以将一部分要素集中起来用一个集成电路实现。无论是哪一种情况，只要实现本公开中说明的功能，则都可以说是实施了本实用新型。

如上所述，本公开包含以下项目所述的天线阵列、波导路装置、天线装置、雷达、雷达系统以及通信系统。

[项目1]

一种天线阵列，

该天线阵列具有第1导电部件，该第1导电部件具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，

所述第1导电部件具有沿着第1方向排列的多个缝隙，

所述第1导电部件的所述第1导电性表面具有规定了与所述多个缝隙分别连通的多个喇叭的形状，

所述多个缝隙各自的E面位于同一平面上或者位于方向一致的多个平面上，

所述多个缝隙包括相邻的第1缝隙和第2缝隙，

所述多个喇叭包括与所述第1缝隙连通的第1喇叭和与所述第2缝隙连通的第2喇叭，

在所述第1喇叭的E面截面上，从所述第1缝隙的一个边缘到所述第1喇叭的开口面的一个边缘为止的沿着所述第1喇叭的内壁面的长度比从所述第1缝隙的另一个边缘到所述第1喇叭的所述开口面的另一个边缘为止的沿着所述第1喇叭的所述内壁面的长度长，

在所述第2喇叭的E面截面上，从所述第2缝隙的一个边缘到所述第2喇叭的开口面的一个边缘为止的沿着所述第2喇叭的内壁面的长度小于等于从所述第2缝隙的另一个边缘到所述第2喇叭的所述开口面的另一个边缘为止的沿着所述第2喇叭的所述内壁面的长度，

通过所述第1缝隙的中心和所述第1喇叭的所述开口面的中心的轴的方向与通过所述第2缝隙的中心和所述第2喇叭的所述开口面的中心的轴的方向不同。

[项目2]

根据项目1所述的天线阵列，其中，

所述第1喇叭与第2喇叭的所述开口面的中心间距离比所述第1缝隙与第2缝隙的中心间距离短。

[项目3]

根据项目1或者2所述的天线阵列，其中，

所述多个喇叭各自具有关于通过所述喇叭的中心的所述E面对称的形状。

[项目4]

根据项目1至3中的任意一项所述的天线阵列，其中，

所述多个缝隙包括第3缝隙，

所述多个喇叭包括与所述第3缝隙连通的第3喇叭，

所述第1喇叭具有关于下述平面非对称的形状，该平面通过所述第1缝隙的中心，并且与所述第1缝隙的E面以及所述第1喇叭的所述开口面两者垂直，

所述第2喇叭具有关于下述平面非对称的形状，该平面通过所述第2缝隙的中心，并且与所述第2缝隙的E面以及所述第2喇叭的所述开口面两者垂直，

所述第3喇叭具有关于下述平面对称的形状，该平面通过与所述第3喇叭连通的第3缝隙的中心，并且与所述第3缝隙的E面以及所述第3喇叭的开口面两者垂直。

[项目5]

根据项目4所述的天线阵列，其中，

所述第3缝隙与所述第2缝隙相邻，

所述多个缝隙包括与所述第1缝隙相邻的第4缝隙、与所述第4缝隙相邻的第5缝隙以及与所述第5缝隙相邻的第6缝隙，

所述多个喇叭包括分别与第4至第6缝隙连通的第4至第6喇叭，

所述第4至第6喇叭具有分别将第1至第3喇叭关于下述的面翻转而得到的形状，该面与各个喇叭的开口面以及同所述喇叭连通的缝隙的E面两者垂直。

[项目6]

根据项目1至5中的任意一项所述的天线阵列，其中，

所述天线阵列用于中心频率为f0的频带的电磁波的发送和接收中的至少一方，

在设所述中心频率为f0的电磁波的自由空间波长为λ0时，

在所述第1喇叭的所述E面截面上，从所述第1缝隙的所述一个边缘到所述第1喇叭的所述开口面的所述一个边缘为止的沿着所述第1喇叭的内壁面的长度与从所述第1缝隙的所述另一个边缘到所述第1喇叭的所述开口面的所述另一个边缘为止的沿着所述第1喇叭的所述内壁面的长度之差为λ0/32以上且λ0/4以下，

在所述第2喇叭的所述E面截面上，从所述第2缝隙的所述一个边缘到所述第2喇叭的所述开口面的所述一个边缘为止的沿着所述第2喇叭的内壁面的长度与从所述第2缝隙的所述另一个边缘到所述第2喇叭的所述开口面的所述另一个边缘为止的沿着所述第2喇叭的所述内壁面的长度之差为λ0/32以上且λ0/4以下。

[项目7]

根据项目1至6中的任意一项所述的天线阵列，其中，

所述天线阵列用于中心频率为f0的频带的电磁波的发送和接收中的至少一方，

在设所述中心频率为f0的电磁波的自由空间波长为λ0时，

各个喇叭的开口面的沿着E面的宽度比λ0小。

[项目8]

根据项目1至7中的任意一项所述的天线阵列，其中，

所述多个喇叭中的至少1个喇叭的、在与所述E面交叉的方向上延伸的至少1个内壁面具有突出部，在从与所述开口面垂直的方向观察时，该突出部朝向与所述喇叭连通的缝隙的中央部突出。

[项目9]

根据项目1至8中的任意一项所述的天线阵列，其中，

所述第1导电部件的所述第1导电性表面具有平坦面，该平坦面与所述多个喇叭中的位于一端或者两端的喇叭的所述开口面的边缘连接而扩展。

[项目10]

根据项目1至9中的任意一项所述的天线阵列，其中，

该天线阵列还具有：

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上；

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述多个缝隙分别与所述波导面对置。

[项目11]

根据项目1至9中的任意一项所述的天线阵列，其中，

该天线阵列还具有中空波导管，

所述多个缝隙与所述中空波导管连接。

[项目12]

根据项目11所述的天线阵列，其中，

所述第1导电部件的至少一部分是所述中空波导管的侧面，

所述多个缝隙和所述多个喇叭被设置于所述中空波导管的所述侧面。

[项目13]

根据项目11所述的天线阵列，其中，

所述中空波导管具有主干部和从所述主干部经由至少1个分支部而分支出的多个枝部，

所述多个枝部的末端分别与所述多个缝隙连接。

[项目14]

根据项目1至13中的任意一项所述的天线阵列，其中，

各个喇叭具有棱锥形状。

[项目15]

根据项目1至13中的任意一项所述的天线阵列，其中，

各个喇叭是具有长方体或者立方体的内部空腔的箱状喇叭。

[项目16]

一种天线阵列，

该天线阵列具有第1导电部件，该第1导电部件具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，

所述第1导电部件具有沿着第1方向排列的多个缝隙，

所述第1导电部件的所述第1导电性表面具有规定了与所述多个缝隙分别连通的多个喇叭的形状，

所述多个缝隙各自的E面位于同一平面上或者位于方向一致的多个平面上，

所述多个喇叭包括沿着所述第1方向排列的第1喇叭、第2喇叭以及第3喇叭，

在向分别与第1至第3喇叭连通的第1至第3缝隙提供了电磁波时，

从所述第1至第3喇叭分别辐射的3个主瓣彼此重叠，

所述3个主瓣的中心轴的方位彼此不同，

所述3个主瓣的所述中心轴的方位之差比所述3个主瓣各自的宽度小。

[项目17]

一种波导路装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有：

端口，其被配置于与所述波导部件的一端相邻的位置，从所述第4导电性表面与所述波导路连通；以及

阻塞结构，其被设置于隔着所述端口与所述波导部件的所述一端对置的位置，

所述阻塞结构包括：导电性的脊，其被设置于与所述端口相邻的位置；以及1个以上的导电性的杆，其相对于所述脊的远离所述端口的一侧的一端隔开间隙地配置在所述第3导电性表面上，

当设在所述波导路中传播的电磁波在自由空间中的中心波长为λ0时，

所述脊的沿着所述波导路的方向上的长度为λ0/16以上且小于λ0/4。

[项目18]

一种波导路装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第1导电部件具有端口，该端口被配置于与所述波导面的接近所述波导部件的一端的部位对置的位置，从所述第1导电性表面与所述第2导电性表面连通，

所述第2导电部件在包含所述波导部件的所述一端的区域中具有阻塞结构，

所述阻塞结构包括：波导部件端部，其范围为从将所述端口的开口投影到所述波导面时的边缘到所述波导部件的所述一端的边缘为止；以及1个以上的导电性的杆，其相对于所述波导部件的所述一端隔开间隙地配置在所述第3导电性表面上，

当设在所述波导路中传播的电磁波在自由空间中的中心波长为λ0时，

所述波导部件端部的沿着所述波导路的方向上的长度为λ0/16以上且小于λ0/4。

[项目19]

一种波导路装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有：

端口，其配置于与所述波导部件的一端相邻的位置，从所述第4导电性表面与所述波导路连通；以及

阻塞结构，其被设置于隔着所述端口与所述波导部件的所述一端对置的位置，

所述阻塞结构包括：导电性的脊，其设置于与所述端口相邻的位置；以及1个以上的导电性的杆，其相对于所述脊的远离所述端口的一侧的一端隔开间隙地配置在所述第3导电性表面上，

所述脊具有与所述端口相邻的第1部分和与所述第1部分相邻的第2部分，

所述第1部分与所述第2导电性表面之间的距离比所述第2部分与所述第2导电性表面之间的距离长。

[项目20]

根据项目19所述的波导路装置，其中，

所述波导部件在与所述端口相邻的部位具有间隙扩大部，

所述间隙扩大部与所述第2导电性表面之间的距离比在所述端口的相反侧同所述间隙扩大部相邻的所述波导部件的部位与所述第2导电性表面之间的距离长。

[项目21]

根据项目20所述的波导路装置，其中，

所述波导部件在所述间隙扩大部处具有倾斜面。

[项目22]

根据项目19至21中的任意一项所述的波导路装置，其中，

所述阻塞结构中的所述脊在所述第1部分处具有倾斜面。

[项目23]

一种波导路装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第1导电部件具有端口，该端口被配置于与所述波导面的接近所述波导部件的一端的部位对置的位置，从所述第1导电性表面与所述第2导电性表面连通，

所述第2导电部件在包含所述波导部件的所述一端的区域中具有阻塞结构，

所述阻塞结构包括：波导部件端部，其范围为从将所述端口的开口投影到所述波导面时的边缘到所述波导部件的所述一端的边缘为止；以及1个以上的导电性的杆，其相对于所述波导部件的所述一端隔开间隙地配置在所述第3导电性表面上，

所述第1导电部件的所述第2导电性表面具有：第1部分，其在所述波导部件端部所对置的部位处与所述端口相邻；以及第2部分，其与所述第1部分相邻，

所述第1部分与所述波导面之间的距离比所述第2部分与所述波导面之间的距离长。

[项目24]

根据项目23所述的波导路装置，其中，

所述第1导电部件的所述第2导电性表面在远离所述阻塞结构的一侧在与所述端口相邻的部位具有间隙扩大部，

所述间隙扩大部与所述波导面之间的距离比在所述端口的相反侧同所述间隙扩大部相邻的所述第2导电性表面的部位与所述波导面之间的距离长。

[项目25]

根据项目24所述的波导路装置，其中，

所述第1导电部件在所述间隙扩大部处具有倾斜面。

[项目26]

根据项目23至25中的任意一项所述的波导路装置，其中，

所述波导部件在所述一端具有倾斜面。

[项目27]

一种波导路装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有从所述第4导电性表面与所述波导路连通的端口，

所述波导部件在所述端口上在空间上分离为第1部分和第2部分，

所述端口的内壁的一部分与所述波导部件的所述第1部分的一端连接，

所述端口的所述内壁的另一部分与所述波导部件的所述第2部分的一端连接，

由所述波导部件的所述第1部分的所述一端和所述第2部分的所述一端中的对置的2个端面所规定的波导部件间隙包括窄幅部，该窄幅部的大小比所述端口的所述内壁的同所述波导部件的所述第1部分连接的部分、与所述端口的所述内壁的同所述波导部件的所述第2部分连接的另一部分之间的间隙的大小要小。

[项目28]

根据项目27所述的波导路装置，其中，

所述端口的与所述端口的中心轴垂直的截面具有H字状。

[项目29]

根据项目27或者28所述的波导路装置，其中，

所述窄幅部到达所述波导部件的所述波导面。

[项目30]

根据项目27至29中的任意一项所述的波导路装置，其中，

所述窄幅部到达所述端口的内部。

[项目31]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，并具有多个缝隙；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有从所述第4导电性表面与所述波导路连通的端口，

所述多个缝隙中的相邻的第1缝隙和第2缝隙配置于关于所述端口的中心对称的位置，

所述波导部件具有与所述端口相邻的一对阻抗匹配结构，所述一对阻抗匹配结构分别包括与所述端口相邻的平坦部和与所述平坦部相邻的凹部，并且，所述一对阻抗匹配结构分别与所述第1缝隙以及第2缝隙中的一方局部对置。

[项目32]

根据项目31所述的阵列天线装置，其中，

在设在所述波导路中传播的信号波在真空中传播时的中心波长为λ0时，所述平坦部在所述波导部件的延伸方向上的长度比λ0/4长，所述凹部在所述波导部件的延伸方向上的长度比λ0/4短。

[项目33]

根据项目32所述的阵列天线装置，其中，

所述第2导电性表面上的从所述第1缝隙的中心到所述第2缝隙的中心为止的距离比2λ0短，并且比λ0长。

[项目34]

根据项目31至33中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

所述一对阻抗匹配结构的每1个所具有的所述凹部的至少一部分与所述第1缝隙以及第2缝隙中的一方对置。

[项目35]

根据项目31至34中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

所述多个缝隙包括与所述第1缝隙相邻的第3缝隙和与所述第2缝隙相邻的第4缝隙，所述第3缝隙以及第4缝隙被配置于关于所述端口的所述中心对称的位置。

[项目36]

根据项目35所述的阵列天线装置，其中，

从所述第2导电性表面到所述波导面的距离和所述波导面的宽度中的至少一方沿着所述波导路变动，

在所述第2导电性表面上，从所述第1缝隙的中心到所述第3缝隙的中心为止的距离比从所述第1缝隙的中心到所述第2缝隙的中心为止的距离短。

[项目37]

根据项目35或者36所述的阵列天线装置，其中，

在所述第2导电性表面上，从所述第1缝隙的中心到所述第3缝隙的中心为止的距离与在所述波导路中传播的信号波在所述波导路内的波长相等。

[项目38]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有从所述第4导电性表面与所述波导路连通的端口，

所述波导部件在所述端口上在空间上分离成第1部分和第2部分，

所述端口的内壁的一部分与所述波导部件的所述第1部分的一端连接，

所述端口的所述内壁的另一部分与所述波导部件的所述第2部分的一端连接，

所述波导部件的所述第1部分的所述一端和所述第2部分的所述一端中的对置的2个端面之间的距离不同于所述内壁的与所述波导部件的所述第1部分连接的所述部分与所述内壁的与所述波导部件的所述第2部分连接的所述另一部分之间的距离。

[项目39]

根据项目38所述的阵列天线装置，其中，

所述端口的与所述端口的中心轴垂直的截面具有H字状。

[项目40]

根据项目38或者39所述的阵列天线装置，其中，

所述波导部件的所述第1部分和所述第2部分分别具有与所述端口相邻的阻抗匹配结构，所述阻抗匹配结构包括与所述端口相邻的平坦部和与所述平坦部相邻的凹部。

[项目41]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，并具有多个缝隙；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有从所述第4导电性表面与所述波导路连通的端口，

所述多个缝隙与所述波导面对置，

所述多个缝隙中的相邻的第1缝隙和第2缝隙在所述第2导电性表面上被配置于关于所述端口的中心对称的位置，

所述第1导电部件的所述第1导电性表面具有规定了分别与各个缝隙连通的多个喇叭的形状，

所述多个喇叭中的相邻的2个喇叭的开口的中心间距离比所述第2导电性表面上的从所述第1缝隙的中心到所述第2缝隙的中心为止的距离短。

[项目42]

根据项目41所述的阵列天线装置，其中，

所述多个缝隙包括与所述第1缝隙相邻的第3缝隙和与所述第2缝隙相邻的第4缝隙，所述第3缝隙以及第4缝隙在所述第2导电性表面上被配置于关于所述端口的中心对称的位置。

[项目43]

根据项目41或者42所述的阵列天线装置，其中，

所述多个喇叭的每1个具有关于下述平面非对称的形状，该平面通过连通的缝隙的中心，并且与所述第2导电性表面和所述波导路两者垂直。

[项目44]

根据项目42所述的阵列天线装置，其中，

在所述第2导电性表面上，从所述第1缝隙的中心到所述第3缝隙的中心为止的距离与在所述波导路中传播的信号波的所述波导路内的波长相等。

[项目45]

根据项目41至44中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

从所述第2导电性表面到所述波导面的距离和所述波导面的宽度中的至少一方沿着所述波导路变动。

[项目46]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有：端口，其配置于与所述波导部件的一端相邻的位置，从所述第4导电性表面与所述波导路连通；以及

阻塞结构，其设置于隔着所述端口与所述波导部件的所述一端对置的位置，

所述阻塞结构具有与所述端口相邻的第1部分和与所述第1部分相邻的第2部分，

所述第1部分与所述第2导电性表面之间的距离比所述第2部分与所述第2导电性表面之间的距离长。

[项目47]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，并具有2^N(N为2以上的整数)个端口；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述波导部件通过多个T型分支部的组合而从1个主干部分支成2^N个终端波导部，2^N个所述端口分别与2^N个所述终端波导部对置，

2^N个所述终端波导部中的至少1个终端波导部的形状不同于其他任1个终端波导部的形状。

[项目48]

根据项目47所述的阵列天线装置，其中，

在2^N个所述终端波导部中，位于中央部的至少2个终端波导部的形状与位于所述2个终端波导部的外侧的至少2个终端波导部的形状不同。

[项目49]

根据项目48所述的阵列天线装置，其中，

N≥3成立，

在2^N个所述终端波导部中，位于内侧的至少4个终端波导部的形状与位于所述4个终端波导部的外侧的至少4个终端波导部的形状不同。

[项目50]

根据项目47至49中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

N＝3成立，

所述多个T型分支部包括：第1分支部，其将所述波导部件的所述主干部分支成2个第1梢部；2个第2分支部，其将所述第1梢部的每1个分支成2个第2梢部；以及4个第3分支部，其分别将所述第2梢部的每1个分支成2个第3梢部，8个所述第3梢部作为所述终端波导部发挥作用。

[项目51]

根据项目50所述的阵列天线装置，其中，

在8个所述终端波导部中，位于中央部的4个终端波导部的形状与位于所述4个终端波导部的外侧的4个终端波导部的形状不同。

[项目52]

根据项目51所述的阵列天线装置，其中，

8个所述终端波导部各自在与所述第2梢部连接的一侧具有弯曲部，

位于中央部的所述4个终端波导部的所述弯曲部具有凹部。

[项目53]

根据项目51或者52所述的阵列天线装置，其中，

处于位于中央部的所述4个终端波导部的外侧的所述4个终端波导部的所述弯曲部具有凸部。

[项目54]

根据项目51至53中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

所述第2导电部件在背面侧具有第4导电性表面，并在与所述波导部件的所述主干部的一端相邻的位置具有从所述第4导电性表面与所述波导路连通的端口。

[项目55]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第2导电性表面和所述第3导电性表面中的至少一方上，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述波导部件通过多个T型分支部的组合而从1个主干部分支成2^N(N为2以上的整数)个终端波导部，

所述波导部件在与所述多个T型分支部相邻的所述主干部侧的部分分别具有使所述波导路的电容增加的多个阻抗变换部，

在所述多个阻抗变换部中，距所述终端波导部相对较远的第1阻抗变换部的沿着所述波导路的方向的长度比距所述终端波导部相对较近的第2阻抗变换部的沿着所述波导路的方向的长度短。

[项目56]

根据项目55所述的阵列天线装置，其中，

N＝3成立，

所述多个T型分支部包括：第1分支部，其将所述波导部件的所述主干部分支成2个第1梢部；2个第2分支部，其将所述第1梢部的每1个分支成2个第2梢部；以及4个第3分支部，其将所述第2梢部的每1个分支成2个第3梢部，8个所述第3梢部作为所述终端波导部发挥作用。

[项目57]

根据项目56所述的阵列天线装置，其中，

所述第1阻抗变换部位于所述第1梢部，所述第2阻抗变换部位于所述第2梢部。

[项目58]

根据项目55至57中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

所述第1阻抗变换部和所述第2阻抗变换部分别包括：

第1变换部，其与所述多个T型分支部中的1个T型分支部相邻，具有固定的高度或者宽度；

以及第2变换部，其在所述多个T型分支部的所述1个T型分支部的相反侧与所述第1变换部相邻，具有固定的高度或者宽度，

所述第1变换部处的所述波导面与所述第2导电性表面之间的距离比所述第2变换部处的所述波导面与所述第2导电性表面之间的距离小，或者，所述第1变换部处的所述波导面的宽度比所述第2变换部处的所述波导面的宽度大。

[项目59]

根据项目58所述的阵列天线装置，其中，

在沿着所述波导路的方向上，所述第1阻抗变换部中的所述第1变换部比所述第2阻抗变换部中的所述第1变换部短。

[项目60]

根据项目58或者59所述的阵列天线装置，其中，

在沿着所述波导路的方向上，所述第1阻抗变换部中的所述第1变换部比所述第1阻抗变换部中的所述第2变换部短，

在沿着所述波导路的方向上，所述第2阻抗变换部中的所述第1变换部比所述第2阻抗变换部中的所述第2变换部长。

[项目61]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述第2导电性表面对置的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有背面侧的第4导电性表面和与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且具有所述第3导电性表面上的多个导电性的杆，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

所述第2导电部件具有：

方形波导管，其配置于与所述波导部件的一端相邻的位置，从所述第4导电性表面与所述波导路连通；以及

阻塞结构，其设置于隔着所述方形波导管与所述波导部件的所述一端对置的位置，

所述多个杆包括沿着所述波导部件排列在所述波导部件的两侧的至少2列的杆，

在从所述第3导电性表面的法线方向观察时，

所述方形波导管具有由一对长边和与所述长边垂直的一对短边所规定的长方形的形状，所述一对长边中的一条边与所述波导部件的所述一端接触，

所述方形波导管的所述长边的长度比所述至少2列的杆的最短中心间距离的2倍长，并且比所述最短中心间距离的3.5倍短。

[项目62]

根据项目61所述的阵列天线装置，其中，

所述方形波导管的所述短边的长度比所述最短中心间距离的1.5倍短。

[项目63]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，并具有多个缝隙；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述多个缝隙中的至少1个缝隙以及所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第3导电性表面上，具有所述第3导电性表面上的多个导电性的杆，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

从所述第2导电性表面到所述波导面的距离和所述波导面的宽度中的至少一方沿着所述波导路变动，

在所述多个杆中，与所述波导部件相邻的多个第1杆在沿着所述波导路的方向上以第1周期而周期性地排列，

在所述多个杆中，不与所述波导部件相邻的多个第2杆在沿着所述波导路的方向上以比所述第1周期长的第2周期而周期性地排列。

[项目64]

根据项目63所述的阵列天线装置，其中，

在沿着所述波导路的方向上，各个第1杆的宽度比各个第2杆的宽度短。

[项目65]

根据项目64所述的阵列天线装置，其中，

在沿着所述波导路的方向上，相邻的2个第1杆之间的间隔与相邻的2个第2杆之间的间隔相等。

[项目66]

根据项目63至65中的任意一项所述的阵列天线装置，其中，

在设在所述波导路中传播的信号波在真空中传播时的所述信号波的中心波长为λ0时，

在与所述第2导电部件平行的平面上的与沿着所述波导路的方向垂直的方向上，所述多个第1杆的每1个的宽度小于λ0/4。

[项目67]

根据项目66所述的阵列天线装置，其中，

该阵列天线装置还具有与所述多个第2杆相邻的其他波导部件，

所述多个第1杆的每1个与所述波导部件之间的距离比所述多个第2杆的每1个与所述其他波导部件之间的距离长。

[项目68]

根据项目63所述的阵列天线装置，其中，

所述多个第1杆的每1个和所述多个第2杆的每1个以棱柱形状形成，

在从所述第3导电性表面的法线方向观察时，所述多个第1杆的每1个是沿着所述波导路的方向的边比其他边长的非正方形，所述多个第2杆的每1个是正方形。

[项目69]

一种阵列天线装置，其具有：

第1导电部件，其具有正面侧的第1导电性表面和背面侧的第2导电性表面，并具有多个缝隙；

波导部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，沿着所述第2导电性表面延伸，具有与所述多个缝隙中的至少1个缝隙以及所述第2导电性表面对置的条状的导电性的波导面；

第2导电部件，其位于所述第1导电部件的背面侧，支承所述波导部件，具有与所述第2导电性表面对置的正面侧的第3导电性表面；以及

人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，并且位于所述第3导电性表面上，具有所述第3导电性表面上的多个导电性的杆，

借助于所述第2导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述波导面之间的间隙中规定出波导路，

在与所述第2导电部件平行的平面内，在设沿着所述波导路延伸的方向为第1方向，设与所述第1方向垂直的方向为第2方向时，

关于所述多个杆中的与所述波导部件相邻的杆组的每1个杆组，所述第1方向的尺寸比所述第2方向的尺寸大。

[项目70]

根据项目69所述的阵列天线装置，其中，

所述波导部件的至少一部分被沿着所述第1方向设置的、包含所述相邻的杆组的多列的杆组包围，构成所述多列的杆组的导电性杆的尺寸相同。

[项目71]

根据项目70所述的阵列天线装置，其中，

所述第2导电部件还具有不同于所述波导部件的其他波导部件，

借助于所述第2导电性表面、所述其他波导部件的波导面以及所述人工磁导体在所述第2导电性表面与所述其他波导部件的波导面之间的间隙中规定出其他波导路，

在设与所述波导部件相邻的杆组为第1杆组时，所述多个杆具有与所述其他波导部件相邻配置的第2杆组，

所述其他波导部件的至少一部分被沿着所述其他波导路设置的、包含所述第2杆组的多列的杆组包围，

包含于所述第1杆组的相邻的2个杆之间的间隔与包含于所述第2杆组的相邻的2个杆之间的间隔相等。

[项目72]

一种天线装置，其具有：

项目1至30中的任意一项所述的波导路装置；和

与所述波导路装置连接的至少1个天线元件。

[项目73]

一种雷达，其具有：项目1至16中的任意一项所述的天线阵列；和

与所述天线阵列连接的微波集成电路。

[项目74]

一种雷达，其具有：项目72所述的天线装置；和

与所述天线装置连接的微波集成电路。

[项目75]

一种雷达，其具有：项目31至71中的任意一项所述的阵列天线装置；和

与所述阵列天线装置连接的微波集成电路。

[项目76]

一种雷达系统，其具有：项目73至75中的任意一项所述的雷达；和

与所述雷达的所述微波集成电路连接的信号处理电路。

[项目77]

一种无线通信系统，其具有：项目1至16中的任意一项所述的天线阵列；和

与所述天线阵列连接的通信电路。

[项目78]

一种无线通信系统，其具有：项目72所述的天线装置；和

与所述天线装置连接的通信电路。

[项目79]

一种无线通信系统，其具有：项目31至71中的任意一项所述的阵列天线装置；和

与所述阵列天线装置连接的通信电路。

产业上的可利用性

本公开的波导装置以及天线装置能够用于利用天线的所有技术领域。例如，能够用于进行千兆赫频带或太赫兹频带的电磁波的收发的各种用途。尤其能够适宜用于要求小型化的车载雷达系统、各种监控系统、室内定位系统以及无线通信系统。