三线变压器和陷波滤波器的制作方法

本发明涉及一种滤波器，特别是具有宽带陷波或信号抑制频带的带阻或陷波滤波器，并且涉及一种三线变压器。

背景技术：

为了提高无线系统之间的鲁棒性、效率和共存性，带阻滤波器在无线电接收机中特别有用。随着在给定区域中运行的设备数量增加，抑制频谱的相邻区域中信号的能力变得尤为重要。例如，在2.4ghz和5ghz左右的ism无线电频带中，通常会有大量信号流量，如果没有将其充分滤除，则会对共享或使用频谱的相邻区域的技术造成干扰。超宽带(uwb)技术利用了广泛的频谱区域，同时确保了在允许的频带范围内将传输功率保持在规定水平以下。例如，在美国，fcc允许以小于-41.3dbm/mhz的功率在3.1ghz至10.6ghz频带上进行传输。在欧洲，相应的频带为3.4ghz至4.8ghz以及6ghz至8.5ghz。为了获得最大效率，最好在阻止所有其他干扰信号的同时最大化所有允许频带上的信号接收。

通常，可以通过组合低通滤波器和高通滤波器来形成带阻滤波器或陷波滤波器。无源带阻滤波器电路通常包括电感元件和电容元件，因此无源滤波器的芯片面积对于最小化制造成本很重要。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供了一种用于差分信号的陷波滤波器，其包括正信号臂和负信号臂；其中，正信号臂包括与第二电感元件串联的第一电感元件；其中，负信号臂包括与第四电感元件串联的第三电感元件；其中，第一电容元件从第一电感元件下游和第二电感元件上游的第一节点到第三电感元件下游和第四电感元件上游的第二节点连接在正信号臂和负信号臂之间；其中，第二电容元件从第二电感元件下游的第三节点到第四电感元件下游的第四节点连接在正信号臂和负信号臂之间；其中，第一电感元件的下游端连接到第三电感元件的上游端；其中，第一电感元件的上游端连接到第三电感元件的下游端；并且其中，滤波器的差分输出取自第一节点和第二节点。

如果该布置跨第二电容元件(即，来自第三节点和第四节点)而取得输出，则该电路用作低通滤波器。然而，在取而代之的是跨第一电容元件(即，从第一节点和第二节点)取得输出的情况下，该电路用作陷波滤波器(表现出低通和带通响应)。跨第一电感元件和第三电感元件施加交叉耦合，并且跨第一电容元件获取此配置的输出，这意味着该电路充当带阻(或陷波)滤波器，其具有两个定义明确的通带(上通带和下通带)和在所述通带之间的宽带陷波。

损耗在形成电感器的金属层和电感器下方的硅基板中发生。在较低的频率下，金属走线中的欧姆损耗占主导地位。在较高的频率下，涡电流会引起集肤效应和邻近效应。因此，用电感元件实现的陷波滤波器本质上用作在其通带中形成陷波的带通滤波器(上截止频率和下截止频率)。这与全通陷波滤波器相反，全通陷波滤波器在除陷波的紧邻区域之外的所有频率上使信号通过。

在第一电感元件和第三电感元件的上游施加或接收信号输入(例如，来自天线)。该信号被作为差分信号施加或接收，其中正信号部分在第一电感元件的上游被接收，而负信号部分在第三电感元件的上游被接收。第二电感元件和第四电感元件与第二电容元件的谐振确定了陷波的频率。第一电容元件确定通带的频率曲线(中心频率、带宽、陷波深度和尖锐度)。

滤波器还可以包括：在第一电感元件上游的第五电感元件；在第三电感元件上游的第六电感元件；以及第三电容元件，其从第一电感元件上游的第五节点到第三电感元件上游的第六节点连接在正信号臂和负信号臂之间。在这样的布置中，在第五电感元件和第六电感元件的上游施加或接收滤波器差分输入。第五电感元件和第六电感元件以及第三电容元件增加了滤波器阶数(例如，从4阶滤波器到6阶滤波器)，进而提高了滤波器的整体性能。应当理解，本发明不限于4/6阶滤波器。可以串联更多级以改善或更改滤波器的传输响应(尽管插入损耗较高)。

第一电容元件和第二电容元件可以是单个部件或可以由多个部件组成。然而，在优选实施例中，第一电容元件包括两个电容元件，这两个电容元件之间通过接地连接而连接在一起。同样，第二电容元件可以包括两个电容元件，这两个电容元件之间通过接地连接而连接在一起。此外，第三电容元件还可以包括两个电容元件，这两个电容元件之间通过接地连接而连接在一起。这种布置在(水平)对称轴上，即在正信号臂和负信号臂之间提供了交流接地节点。这充当差分结构的正半部和负半部的参考节点。

第五电感元件和第六电感元件以及第三电容元件可以由单独的部件形成，但是在优选实施例中，这些元件可以分别是将输入信号连接到滤波器的接合线的本征电感和接合焊盘的本征电容。

虽然滤波器的电感元件可以采取任何合适的形式，并且特别地可以是单独的电感器，但是在一些优选示例中，第一电感元件和第三电感元件互耦以形成第一反相变压器。通过在这些电感元件之间使用互耦，可以增加每个绕组的有效自感，因此对于任何给定的实现方式，可以使各个绕组更小。

第一电感器和第三电感器可以以任何适当的方式互耦以形成第一变压器，例如，作为同心/重叠/相互缠绕配置。在某些情况下，第一电感元件和第三电感元件可以形成在相同的金属层中。在某些情况下，这可能涉及到相邻的金属层中的短跳部(shorthop)(使用通孔)，以在其他走线之上简单地桥接。在这种情况下，相邻金属层可能相对较薄，而绕组的大部分长度位于较厚的金属层中。然而，第一变压器优选地作为堆叠式(交叠式)变压器形成有两个金属层，其中第一电感元件和第三电感元件位于不同的层中。由于可以将绕组布置成使得通过每个绕组的所有磁通量也都通过另一个绕组，所以堆叠的布置在不同层中的绕组之间提供了最强的互耦。当在芯片上形成时，堆叠式变压器在制造过程中通常需要两个厚的rf金属层，以实现中等到较高的q因子(例如10-20)，这增加了成本。厚层通常至少为0.5微米厚，更优选为至少1微米厚，更加优选为至少1.5微米厚，最优选为至少2微米厚。这些层通常将形成在叠层的顶部，以使它们尽可能远离基板。因此，这样的实施方式可能并不总是最方便的，但是在为了性能而认为成本是合理的，或者由于其他原因需要两层或两层是有益的情况下，堆叠式变压器布置可以对成本权衡提供最佳的面积和性能(例如，插入损耗)。

类似地，第二电感元件和第四电感元件优选地互耦以形成第二反相变压器。再次优选地，第二变压器作为堆叠式变压器形成有两个金属层，其中第二电感元件和第四电感元件位于不同的层中。

在特别优选的布置中，第一电感元件和第二电感元件形成为8字形绕组串联连接环路绕组；并且类似地，第三电感元件和第四电感元件形成为8字形绕组串联连接环路绕组。环路绕组是传统的线圈绕组，而不是8字形绕组，但环路绕组的确切形状可以变化，例如，它可以是圆形、八边形或矩形。8字形绕组可以是s形绕组，其包括以一种方式缠绕的第一部分和以相反的方式缠绕的另一部分，第一部分与第二部分相邻并且串联连接。同样，它可以具有圆形、正方形或混合/中间形状(例如，圆角或斜角)。为了简化结构，通常优选地，环路绕组围绕8字形绕组。但是，不一定是这种情况。8字形绕组可以环绕环路绕组，但这确实需要使用更多的跨接，诸如进入相邻金属层中的短跳部(使用过孔)。另外，环路绕组可以部分地围绕8字形绕组(或部分地被8字形绕组围绕)。例如，环路绕组可以形成为大致c形，部分地围绕8字形绕组的一半。实际上，可以使用两个c形，各自围绕8字形绕组的每一半，一个耦合到8字形绕组的顺时针环路，而另一个耦合到8字形绕组的逆时针环路。在其他实施例中，8字形环路可以部分地围绕环路绕组。例如，8字形绕组的顺时针环路可以围绕(并且耦合至)一个环路绕组，而8字形绕组的逆时针环路围绕(并且耦合至)另一个环路绕组。在这些实施例中，8字形绕组与两个环路绕组互耦，但是两个环路绕组不耦合在一起。

所有四个绕组(两个环路绕组和两个8字形绕组)都可以形成在单个厚金属层中(但由于涉及的跨接数量，这将需要大量使用过孔)并且各种绕组之间的耦合不是最佳的。优选的是，第一电感元件和第二电感元件形成在第一金属层中，并且第三电感元件和第四电感元件形成在第二金属层中，与第一电感元件和第二电感元件一起堆叠布置。通过这种布置，两个8字形绕组形成其绕组紧密耦合的第一堆叠式逆变变压器，而两个环路绕组形成其绕组也紧密耦合的第二堆叠式逆变变压器。但是，在每个金属层中，该层中的8字形绕组未耦合到该层中的环路绕组，因为在8字形绕组内流动的电流对于其长度的一半与环路绕组形成并流布置，并且对于其长度的另一半与环路绕组成逆流布置，使得这两个半部的耦合抵消(应当理解，在大多数实际实施方式中，并流和逆流的长度实际上要比环路的一半短一些，这可能会导致一些非常弱的残留耦合，但这将接近零)。因此，第一变压器不与第二变压器耦合(或仅极弱耦合)。

第一变压器可以由8字形绕组或环路绕组形成，第二变压器可以由另一对绕组形成。优选地，第一变压器由8字形绕组形成。因此，优选地，第一电感元件和第三电感元件是8字形绕组，并且其中第二电感元件和第四电感元件是环路绕组。在其他因素(诸如金属层厚度、走线宽度等)相等的情况下，环路绕组的q因子(矩形、圆形、八边形等)比8字形绕组的q因子更好，因此由于第二个变压器定义了陷波深度，对于最大陷波深度，第二个变压器应该是环路绕组。

如上所述，第二电容元件与第二电感元件和第四电感元件一起设置陷波频率。因此，尽管对于特定应用，第二电容元件可以是固定值电容器，但是在一些优选实施例中，第二电容元件具有可调节的电容。这种可变性允许调谐陷波频率。调谐可以用于根据所需的用途来改变陷波频率，或者可以用作校准过程的一部分，以补偿由于制造公差引起的变化，从而确保可以将陷波频率校准到所需的频率。可以使用任何形式的可变电容，但是在优选实施例中，第二电容元件包括变抗器和/或开关电容器组合。变抗器是特别有利的，因为它们是相对便宜的部件，并且可以通过改变跨器件的电压来容易地调节其电容。应当理解，由于第二电感元件和第四电感元件在设置陷波频率方面也很重要，因此原则上可以代替(或连同)第二电容元件而改变它们。然而，在大多数实际应用中，难以产生可变电感，因此可变电容元件是优选的。

类似地，第一电容元件可以具有可调节的电容。第一电容元件可以包括变抗器和/或开关电容器组合。第一电容元件在低于陷波的频率(可以称为下通带)处改变通带的中心频率和带宽，而在高于陷波的频率(可以称为上通带)处改变通带的中心频率和带宽更多。上通带的可调谐性对于允许的传输频带随区域而异的uwb设备特别有利。例如，使用适当大小和可调节的第一电容元件，可以将上通带的中心频率调整为大约6ghz至10ghz，从而可以调整滤波器曲线，以更合适地匹配不同的调节频带，诸如etsi频带、kcc频带和fcc频带。再次，应当理解，由于第一电感元件和第三电感元件在设置中心频率方面也很重要，因此原则上可以代替(或者连同)第一电容元件来改变这些频率。然而，在大多数实际应用中，难以产生可变电感，因此可变电容元件是优选的。

尽管上述滤波器本身可用作单个陷波(或带阻)滤波器，但是本发明的特别优选实施例提供了一种滤波器，该滤波器包括第一陷波滤波器和第二陷波滤波器，第一陷波滤波器和第二陷波滤波器中的每一个都是如上所述的滤波器(可选地包括也如上所述的任何优选和可选特征)；其中，通过将第一陷波滤波器的输出连接到第二陷波滤波器的输入并将第二陷波滤波器的输出连接到第一陷波滤波器的输入，而使第一陷波滤波器和第二陷波滤波器交叉耦合。

据信以这种方式交叉耦合两个陷波滤波器的构思是有独立创造性的，因此本发明的另一方面提供了一种包括第一陷波滤波器和第二陷波滤波器的滤波器，其中通过将第一陷波滤波器的输出连接到第二陷波滤波器的输入并将第二陷波滤波器的输出连接到第一陷波滤波器的输入而使第一陷波滤波器和第二陷波滤波器交叉耦合。应当理解，第一陷波滤波器和第二陷波滤波器优选地是差分滤波器。还应当理解，本文其他地方描述的优选特征也适用于本发明的该方面。

优选地，第一陷波滤波器的负臂的输出连接到第二陷波滤波器的正臂的输入，并且第二陷波滤波器的正臂的输出连接到第一陷波滤波器的负臂的输入。上述布置是权重为1的交叉耦合。作为替选，也可以进行“加权”交叉耦合，其中第一滤波器的正输出被放大/衰减(加权)，并且得到的信号被施加于第二滤波器的负输入，反之亦然。

因此，优选地，第一陷波滤波器的输出在被施加到第二陷波滤波器的输入之前被放大或衰减，并且其中第二陷波滤波器的输出在被施加到第一陷波滤波器的输入之前被分别放大或衰减。因此，两个交叉耦合连接都被放大，或者两个交叉耦合连接都被衰减。此外，出于对称性考虑，两个连接的增益应相同(增益为1的是未加权耦合，增益为>1的是放大加权耦合，增益为<1的是衰减加权耦合)。

通过将第一陷波滤波器和第二陷波滤波器两者交叉耦合在一起，两个滤波器的效果结合在一起以提供更深和/或更宽的陷波，但代价是更高的插入损耗。

如果第一陷波滤波器和第二陷波滤波器相同，则第一陷波滤波器和第二陷波滤波器的陷波在相同频率，从而提供特别有效且深的陷波。然而，在特别优选的实施例中，第一陷波滤波器和第二陷波滤波器是不相同的，使得第一陷波滤波器的陷波频率不同于第二陷波滤波器的陷波频率。因此，该滤波器形成双重陷波滤波器或宽带陷波滤波器(本质上是一个双重陷波滤波器，其中两个陷波彼此靠近，因此它们明显交叠。)

在优选布置中，陷波频率由每个陷波滤波器的第二电容元件确定，因此，在优选实施例中，第一陷波滤波器的第二电容元件与第二陷波滤波器的第二电容元件具有不同的值。

通过使两个单独的陷波滤波器具有不同的陷波，两个陷波都会出现在组合滤波器的输出中。这样的布置可以用于抑制两个特定频率(或窄频带)，但是优选的布置是在第一陷波频率和第二陷波频率之间具有小的频率差，使得两个陷波交叠并组合以产生宽带陷波。例如，这对于在5ghzism信道的整个范围内(即在5.1ghz至5.8ghz的频率范围内)提供良好的信号抑制可以特别有利。

因此，根据优选实施例，选择第一陷波滤波器的第二电容元件和第二陷波滤波器的第二电容元件，以产生间隔足够近而形成单个宽带陷波的两个频率陷波。应当理解，每个陷波在其特定陷波频率处产生高水平的抑制，其中在两个陷波之间的频率抑制的程度较小。然而，在两个陷波被布置为足够接近的情况下，抑制将保持优于两个陷波之间的某个水平，即，在跨越两个陷波的整个带宽上将存在一定水平的抑制。

尽管第一陷波滤波器和第二陷波滤波器可以具有不同的陷波频率，但是更通常地，两个滤波器不必在其他方面相同，即，第一陷波滤波器和第二陷波滤波器可以是不对称的。例如，一个陷波滤波器的电容可以与另一陷波滤波器的电容不同。类似地，一个陷波滤波器的电感可能与另一陷波滤波器的电感不同。在一些实施例中，两个滤波器甚至可以具有不同的阶数。

应当理解，本发明扩展到包括如上所述的滤波器的电路。该电路可以包括差分滤波器输入、差分滤波器输出以及如上所述的连接在差分滤波器输入和差分滤波器输出之间的滤波器。

根据另一方面，提供了一种对差分信号进行滤波的方法，该方法包括：在第一电感元件和第三电感元件的上游将差分信号施加到如上所述的滤波器；以及提供来自第一节点和第二节点的差分滤波器输出。

上述的三线变压器也认为是有独立创造性。因此，根据另一方面，提供了一种三线变压器，其包括：第一绕组；第二绕组；以及第三绕组，其中一个绕组与另外两个绕组中的每一个互相耦合，并且其中所述另外两个绕组基本上彼此不耦合。优选地，第一绕组、第二绕组和第三绕组中的至少一个包括8字形绕组。在一些布置中，8字形绕组可以包括顺时针环路和逆时针环路。在一些实施例中，第一绕组是8字形绕组，并且第二绕组和第三绕组分别是环路绕组，其中环路绕组中的一个与顺时针环路耦合，环路绕组中的另一个与逆时针环路耦合。这两个环路绕组彼此不耦合，但是每个环路绕组通过其各自的顺时针或逆时针环路与8字形绕组互相耦合。

在本发明的其他实施例中，三线变压器可以包括：第一绕组；第二绕组；以及由第一绕组部分与第二绕组部分串联形成的第三绕组，第一绕组部分具有对应于第一绕组的形状，第二绕组部分具有对应于第二绕组的形状。

由于第三绕组部分具有与第一绕组和第二绕组两者对应的形状，因此第三绕组将与第一绕组和第二绕组两者具有中等至强的互耦。优选地，第三绕组的形状使得其基本上遵循通过将第一绕组与第二绕组串联连接会形成的形状。

第二绕组可以与第一绕组同心或相互缠绕。可替选地，第一绕组和第二绕组可以堆叠在两个金属层中。在特别优选的布置中，第一绕组是环路绕组，并且第三绕组与第一绕组在同一金属层中。然后，较长的第三绕组与简单的环路绕组同心或相互缠绕，这需要较少的跨接(因此需要较少的过孔)。

在特别优选的实施例中，三线变压器是两层堆叠式变压器；其中，第一绕组形成在第一层中；其中第二绕组形成在第一层中；并且其中第三绕组形成在第二层中。如上所述，两个金属层的使用允许层之间的更好的耦合以及最小化用于在其他走线之上桥接的过孔的使用。也可以使三个绕组中的每个绕组在其自己的不同层中来实现此三线变压器(即，使用三个厚金属层)。

在优选的实施例中，第二绕组被成形为与第一绕组具有几乎为零的互耦。这可以通过具有同心(优选)或相互缠绕的绕组来实现，其中，内部绕组在并流布置(即，使得第一绕组和第二绕组中的电流沿同一个方向流动)中在其环路的一部分(例如，多至其环路的约一半)上遵循外部绕组，而内部绕组在逆流布置中在其环路的另一部分(也多至其环路的约一半并且优选地与并流流动部分的比例相同)上遵循外部绕组。来自并流流动部分的互感抵消了来自逆流流动部分的互感，从而导致净互耦低。

在特别优选的布置中，第一绕组具有环路形状，第二绕组具有8字形形状并且形成在第一绕组的内部。8字形形状实现了上述的并流流动部分和逆流流动部分，以减少互耦。如上所述，在其他实施例中，8字形绕组可以形成在环路绕组的外部，其中使用到相邻的金属层中的过孔以桥接环路绕组的走线。

应当理解，这种三线设计在两个绕组对之间具有中等至强的互耦，而在第三绕组对之间具有接近零的互耦。这允许如下新的和有效的电路设计：其中需要两个绕组和第三绕组之间的互耦，同时避免前两个绕组之间的互耦。变压器的设计要求第三绕组的长度大于第一绕组和第二绕组中每个绕组的长度，因此确实提供了设计约束，但是该变压器在某些情况下仍然非常有用。使用的示例是在用于增益增强的低噪声放大器中以及在用于面积节省的滤波器中，诸如上述那些。

优选地，第一绕组、第二绕组和第三绕组是分开的且不同的绕组。由于三个绕组是分开的且不同的，因此每个绕组都可以连接而不受限于电路的不同部分，因此允许增加使用的灵活性。

三线变压器优选地包括六个端口，其中：第一绕组在第一端口和第二端口之间延伸；第二绕组在第三端口和第四端口之间延伸；并且第三绕组在第五端口和第六端口之间延伸。因此，每个绕组由在每个端部具有一个端口的导电轨道形成。由于三个绕组中的每一个与其他两个绕组分开且互不相同，因此不存在共享端口，即不存在被三个绕组中的两个共享(电连接)的端口。

附图说明

现在将仅通过示例的方式并且参考附图来描述本发明的某些优选实施例，其中：

图1示出了传统的lc梯形滤波器；

图2示出了交叉耦合lc陷波滤波器的第一实施例；

图3示出了具有ac接地平面的交叉耦合lc陷波滤波器的第二实施例；

图4示出了具有ac接地平面的交叉耦合的变压器-电容器陷波滤波器的第三实施例；

图5示出了互耦接近于零的嵌套变压器线圈；

图6示出了两层堆叠的变压器，每层都具有嵌套的、串联连接的绕组，适用于与图4的实施例一起使用；

图7示出了如何将两个滤波器交叉耦合以形成深陷波或宽带陷波；

图8a示出了图4和图7的滤波器的频率响应；

图8b示出了如何针对不同的应用来调谐上通带；

图8c示出了双重陷波和宽带陷波；

图9示出了图10的变压器的互耦；

图10示出了三线变压器，其形成为具有堆叠绕组的两层；

图11绘出了图10的变压器的耦合系数与频率的关系；

图12示出了其中所有绕组在单层中的三线变压器的布置；

图13a-图13b示出了三线变压器的两个示例，其中环路绕组部分地耦合到单个8字形绕组；以及

图14示出了在放大器中使用的三线变压器。

具体实施方式

图1示出了传统的差分四阶lc梯形滤波器100。滤波器100由四个电感元件(l1、l2、l3和l4)101、102、103、104和两个电容元件(c1和c2)105、106形成。为了对称，电感元件l1和l2分别与l3和l4相同。因此，该滤波器100是差分滤波器，其中电感器101、102形成第一信号臂(例如，正臂)并且电感器103、104形成第二信号臂(例如，负臂)。第一电容器105和第二电容器106分别从节点n1到n2以及从节点n3到n4桥接两个信号臂。滤波器的响应取决于其系数，即，无源元件的电抗值。到滤波器100的输入信号分别施加在电感器101和103上游的差分输入vi,+和vi,-处，并且跨形成低通滤波器的106得到输出。

图2示出了根据本发明实施例对基本lc梯形滤波器100的开发。图2的滤波器200是6阶lc梯形滤波器，并且由六个电感元件(l1、l2、l3、l4、l5和l6)201、202、203、204、207、208和三个电容元件(c1、c2和c3)205、206、209形成。为了对称，电感元件l3与l1相同，电感元件l4与l2相同，并且电感元件l5与l6相同。l1不必与l2相同。由于节点n1和n6之间以及节点n2和n5之间的交叉耦合，该滤波器布置不同于传统的lc梯形滤波器。这种交叉耦合跨第一电感元件201和第三电感元件203施加，第一电感元件201的上游侧(节点n5)与第三电感元件203的下游侧(节点n2)连接，并且第三电感元件203的上游侧(节点n6)与第一电感元件201的下游侧(节点n1)连接。

第二电感元件202和第四电感元件204以及第二电容元件206一起很大程度上确定滤波器响应中的陷波的频率。陷波在陷波频率附近产生窄的信号抑制频带，其将整体滤波器响应分为上通带(高于陷波频率的频率)和下通带(低于陷波频率的频率)。由于在厚金属层中形成的电感器的频率响应(由于如上所述的欧姆损耗和涡电流)，滤波器的整体频率响应在低频时(在下通带的低端)和高频时(在上通带的高端)也减小。交叉耦合的电感器(第一电感器201和第三电感器203)定义了下通带的形状(交叉耦合本质上在原本将期望低通响应之处形成了带通响应)。

第五电感元件207和第六电感元件208以及第三电容元件209可以是单独的部件(即，专门形成为电路的一部分)，或者它们可以是片上实施方式中的接合线和接合焊盘的固有电感和电容。

图3还示出了与图2的六阶lc梯形滤波器类似的六阶lc梯形滤波器300，其又包括六个电感元件(l1、l2、l3、l4、l5和l6)301、302、303、304、307、308。然而，在该实施例中，电容元件已经被分开以形成ac接地平面。因此，存在六个电容元件(2×2c1、305，对应于图2的第一电容元件205；2×2c2、306，对应于图2的第二电容元件206；以及2×2c3、309，对应于图2的第三电容元件209)。每对电容器305、306、309在对称轴处形成ac接地节点。与图2一样，出于对称性，电感元件l3和l4分别与l1和l2相同(尽管l1不必等同于l2)，并且电感元件l5与l6相同。在节点n1和n6之间以及在节点n2和n5之间提供交叉耦合。在其它方面，图3的滤波器300的操作与图2的滤波器200的操作相同。

图4示出了另一个实施例，是图3所示电路的另一种变型。图4的滤波器400是6阶变压器-c带阻(陷波)滤波器。使用两个变压器，即具有绕组t1,p和t1,s的第一变压器t1和具有绕组t2,p和t2,s的第二变压器t2。第一变压器绕组t1,p，401和t1,s，403分别代替图3的第一电感元件301和第三电感元件303。第二变压器绕组t2,p，402和t2,s，404分别代替图3的第二电感元件302和第四电感元件304。电感元件2×lb，407和六个电容元件(2×2c1、405、2×2c2、406和2×2cb，408)与图3中的相应部件相似，但是下标b表示电感元件lb和电容元件cb分别是寄生接合线电感和接合焊盘电容(但是这不应被解释为限制性的)。在节点vo,+和vi,c-之间以及节点vo,-和vi,c+之间提供交叉耦合。与滤波器200和300一样，图4的滤波器400被设计成接收在节点vi,+和vi,-上的差分信号输入，并且在节点vo,+和vo,-上产生滤波后的差分输出。

在图4中，t1,p紧密耦合到t1,s，并且类似地，t2,p紧密耦合到t2,s。t1和t2之间没有耦合。然而，绕组t1,p和t2,p分别串联连接并且适度耦合到绕组t1,s和t2,s。同样地，绕组t1,s和t2,s分别串联连接并适度耦合到绕组t1,p和t2,p。因此，三个耦合系数中有两个非零，并且一个耦合系数接近零。

使用变压器代替电感器的优势在于，互耦会增加有效电感，这意味着较小的电感器绕组可用于实现相同的效果(即，自感)，从而减小了芯片面积。仍然可以实现高q因子，以在陷波处提供急剧过渡。这在uwb应用中特别有用，因为它提高了陷波附近可用频谱的利用率，同时仍确保在以陷波为中心的不想要的频率处的良好信号抑制。

在特别优选的布置中，t1和t2分别形成为堆叠的变压器，每个变压器的两个绕组形成在不同的厚rf金属层中，彼此上下布置。通过这种布置，两个变压器可以彼此同心地形成，即，一个变压器的绕组在另一变压器的绕组内部。这是一种特别具有区域效率的解决方案，因为否则通常将不会使用外部绕组内部的区域。如果两个变压器的绕组形状相同(即，内部变压器的绕组形状与外部变压器的绕组形状基本相同)，则两个变压器之间将存在互耦。一种特别精妙且有利的解决方案是将内部变压器绕组形成为8字形形状，以使它们部分地与外部绕组并流布置，并且部分地与外部绕组逆流布置。在并流段和逆流段具有大约相等的自感的情况下，互耦将抵消，使得内部变压器不与外部变压器耦合。如果两个金属层的厚度相等，则并流段和逆流段的长度和宽度可以大致相等。但是，在其中一个金属层比另一个金属层厚(这在某些情况下例如对于其他部件可能是优选的)的情况下，则可以通过适当调整走线的宽度来匹配自感(长度在很大程度上取决于绕组布置)。图5示出了一层绕组，其中外部绕组501围绕内部绕组502形成为环路(在这种情况下为矩形环路)，该内部绕组502具有8字形形状或s形形状(在这种情况下为方的8字形或s形形状)。可以看出，如果绕组501、502的一半(例如，图5的左侧)处于并流布置，则另一半(图5的右侧)将处于逆流布置，并且反之亦然。因此，这些绕组基本上没有互耦。

图6示出了如何在两个rf厚金属层中形成图4的两个变压器，每个层都具有如图5所示的同心绕组，并且每个层都具有如图4所示串联连接的两个绕组(即t1,p与t2,p串联连接，并且这些绕组在一层中形成为端口p1-p2(601)，而t1,s与t2,s串联连接，这些绕组在另一层中形成为端口p3-p4(602))。

图6中的两个外部矩形绕组沿彼此相反的方向缠绕。类似地，内部8字形绕组沿彼此相反的方向缠绕。如果外部绕组彼此以逆流(反相)布置，则内部绕组也彼此以逆流(反相)布置以利用差分布置中的互耦。因此，互耦增加了每个绕组的自感，使得对于给定的效果可以减小总面积。

内部的8字形绕组形成第一变压器t1，并且外部的矩形绕组形成第二变压器t2，因为矩形绕组的q值越高，陷波性能越好。

图7示出了改进的滤波器700，其由两个交叉耦合的陷波(或带阻)滤波器701、702形成，两个交叉耦合的陷波(或带阻)滤波器701、702交叉耦合在一起以产生更宽和/或更深的陷波。每个滤波器701、702可以是陷波(或带阻)滤波器200、300、400，如图2-4中的任何一个所示。每个滤波器701、702包括上述交叉耦合(例如，节点n2-n5和n1-n6)，并且然后两个滤波器701、702进一步交叉耦合在一起。通过将第一滤波器701的负滤波器输出连接到第二滤波器702的正滤波器输入并且将第二滤波器702的正滤波器输出连接到第一滤波器701的负滤波器输入来实现滤波器701到滤波器702的这种交叉耦合。

如图7所示，第一滤波器701在f陷波,1＝ωn处具有陷波，并且第二滤波器702在f陷波,2＝ωn+δ处具有陷波。在δ＝0的情况下，两个滤波器701、702具有相同的陷波频率，并且组合在一起以形成更深的陷波，以在该频率下更好地抑制。然而，这种布置的特别的益处是其中δ非零并且第一滤波器701和第二滤波器702具有不同的陷波频率的情况。它们在滤波器700的总频率响应中结合在一起，以产生两个单独的陷波(如果δ足够大以分离陷波)，或者以将这两个陷波组合成宽带陷波(如果δ足够小以在两个陷波之间保持信号抑制在足够高的水平)。后一种布置特别方便用于通过大量流量(诸如5.1-5.8ism频带)(其通常包含大量wlan信号)实现对不想要的频带的优异抑制。

图8a示出了图4的单个带阻滤波器400(实线)和图7的交叉耦合滤波器700(虚线)的滤波器响应，交叉耦合滤波器700是两个交叉耦合的带阻滤波器701、702，每个作为图4的滤波器400，两个滤波器701、702都在ωn处具有陷波，从而产生深陷波。

图8b示出了如何通过改变可调节的第一电容元件的电容来调谐滤波器的上通带。上通带的中心频率fc,高从7.29ghz(实线)变为8.74ghz(虚线)。可以看出，前者更适合对etsi频带(跨度为6-8.5ghz)中的信号进行滤波，而后者更适合于对kcc频带(跨度为8-10ghz)中的信号进行滤波。另外，可以看出，改变第一电容元件的影响对上通带影响大，而对下通带的影响要小得多。

图8c示出了具有两个不同陷波频率的如图7所示的滤波器的输出。实线示出了如下示例：其中两个频率足够靠近，以至于它们重叠并且形成单个宽带陷波(两个陷波频率之间的滤波器响应从未上升到大约-23db以上)；而虚线示出了如下示例：其中两个频率是分开的以形成两个不同的陷波(这两个陷波之间的滤波器响应上升到0db，因此在两个陷波之间形成了不同的窄通带)。

如上所述，图5和图6所示的堆叠的且同心的绕组的原理可用于产生具有独特性质的三线变压器。图9示出了图10中所示的三线变压器的技术成果。示出了三个绕组：一次绕组lp、二次绕组ls和三次绕组lt。从这三个绕组可以形成三个绕组对并且耦合系数被示出为k1(一次lp和二次ls之间的耦合)，k2(二次ls和三次lt之间的耦合)和k3(一次lp和三次lt之间的耦合)。在传统的三线变压器中，所有这些耦合系数都将为非零值，这表明在所有三个绕组对之间都存在互耦。然而，利用图10所示的三线变压器布置，变压器可以使这三个耦合系数中的两个为非零，而使第三个耦合系数接近零。

图10示出了形成为堆叠式变压器的三线变压器1000，其中一层(图10所示的上层)具有两个同心绕组1001和1002。内部绕组1002位于端口p1和p2之间，并且具有8字形形状(或s形状，这些术语意图是等同的)，并且外部绕组1001位于端口p3和p4之间且呈围绕内部绕组1002的环路绕组(诸如矩形绕组，但在其它实施例中可以使用圆形或八角形绕组)的形式。在该实施例中，外部绕组1001是矩形绕组，并且内部绕组1002是方的8字形绕组，以便于在片上实施方式中的制造和有效区域使用。另一层(图10所示的下层)具有单个绕组1003，该绕组由两部分组成，第一部分1004的形状与绕组1001的形状匹配，并且第二部分1005的形状与绕组1002的形状匹配。第一部分1004串联连接到第二部分1005，以在端口p5和p6之间形成第三绕组1003。

如果将三个绕组1001、1002和1003标识为一次绕组(1002，8字形，p1-p2)，二次绕组(1001，矩形，p3-p4)和三次绕组(1003，组合，串联绕组，p5-p6)，则耦合系数k1(一次-二次)由于互感的抵消而接近零，该互感是由在外矩形绕组内部的8字形绕组的并流/逆流布置产生，而其他两个耦合系数k2(二次-三次)和k3(一次-三次)为非零，表现出适度的互耦。因此，图10的三线变压器实现了具有两个非零耦合系数和一个接近零的耦合系数的变压器，即，其中k1＝0、0<k2<1且0<k3<1。

图11示出了针对频率绘制的图10的变压器的耦合系数。图10的三线变压器的一次-二次(k21)、一次-三次(k31)和二次-三次(k32)绕组之间的耦合系数显示出接近零的耦合系数k21以及大约为0.5-0.6的中等耦合系数k31和k32。

图12示出了其中所有绕组在单层中的三线变压器的布置。第一绕组p1-p2是矩形环路，第二绕组p3-p4是8字形绕组。第三绕组p5-p6矩形绕组串联连接8字形绕组，其形状基本上遵循(匹配)其他两个环路(p1-p2，p3-p4)的形状。由于涉及许多交叉点，因此需要使用过孔将许多短跳部制作到相邻的层中以形成这种结构，但是三个绕组中的大部分都形成在同一厚金属层中。用于交叉点的相邻金属层不必是厚金属层。

图13a-图13b示出了三线变压器的两个示例，其中环路绕组部分耦合到单个8字形绕组。在图13(a)中，两个c形环路绕组1301、1302形成在8字形绕组1303的外部。环路绕组1301与8字形绕组1303的逆时针环路互耦，而环路绕组1302与8字形绕组1303的顺时针环路互耦。两个环路绕组1301、1302彼此不互耦。

在图13(b)中，两个环路绕组1304、1305形成在8字形绕组1306的内部。环路绕组1304与8字形绕组1306的逆时针环路互耦，而环路绕组1305与8字形绕组1306的顺时针环路互耦。两个环路绕组1304、1305彼此不互耦。

图14示出了使用三线变压器(诸如图10、图12或图13中所示的三线变压器)的放大器1400。放大器1400是单级共源跨导放大器。此放大器中的阻抗匹配是跨导和负(电流)反馈匝数比的函数，该负(电流)反馈通过一次绕组t1,p和二次绕组t1,s(反向耦合)之间的互耦和自感实现，如图中椭圆1401所示。通过二次绕组t1,s和三次绕组t1,t之间的互耦和自感实现无源增益增强，如图中椭圆1402所示。另外，由于三线变压器在一次绕组t1,p和三次绕组t1,t之间基本上没有(接近零)耦合(如图中的椭圆1403所示)，所以实现了最佳性能。

放大器1400是差分放大器，其包括第二三线变压器，该第二三线变压器在电路的另一臂上具有绕组t2,p、t2,s和t2,t，并且其以相同的方式操作。