一种宽频带宽波束的圆极化微带天线的制作方法

本发明属于天线技术领域，涉及一种低剖面宽频带宽波束圆极化微带天线，适用于卫星导航系统同时要求圆极化、宽频带、宽波束特性的场景。

背景技术：

卫星导航系统在近些年航海航天、汽车导航等场景下扮演越来越重要的作用。由于圆极化天线具有旋向正交性，能接收任意极化方向的线极化波，并且它发射的电磁波也可由任意极化方向的线极化天线接收，基于这一系列优点，所以成为导航天线研究的重点。因为卫星导航定位需要广覆盖且要求天线在低仰角处高增益，故天线需具备宽波束的性能。此外，为了能同时兼容不同导航系统，宽频带也是导航天线重要指标。另一方面，因为导航天线需要与汽车、飞行器等载体共形，还应低剖面和小型化。综上，卫星导航天线应同时具备低剖面、宽频带、宽波束、圆极化的特性。

相较于交叉偶极子和四臂螺旋天线，微带天线具有低剖面、易集成、造价低、质量轻等优点目前广泛应用于卫星导航系统，但缺点是频带窄。在卫星导航应用中，阻抗带宽和半功率波瓣宽度是影响天线参数的决定性因素。

宽频带方面，增强工作频带宽度大致可以分为如下两类，一种是多频段技术，这种技术现在被广泛应用。例如，通过增加短路探针的方法使天线工作在两个频段，采用层叠微带的技术来产生两个或者多个谐振点以覆盖更宽的阻抗带宽。第二种方法是采用频率可重构天线，它能通过电调或机械调节的方法使得天线工作在不同的阻抗带宽。然而，不同频段信号之间被发现存在相互影响，而且天线尺寸的限制使得多频段天线难以设计。此外，宽带技术被广泛采用，改进型的倒l型金属馈电探针能将阻抗带宽提高到46％。多匹配段技术可以把阻抗带宽提高到大约24％。然而，这些方法下的轴比带宽通常比较窄，即圆极化特性差，因此宽频带下的3db轴比波束宽度也难以保证。

另一方面，为了增加半功率波瓣宽度，最常见的方法是增加金属背腔。此外，也有一些其他的有效方法来提出，例如一种寄生环堆叠在辐射贴片上可以把半功率波瓣宽度拓展到140度，采用分离的微带天线技术可以使3db波束宽度达到108度。但是，这些方法仅仅能在窄频带内拓展波束宽度并且剖面还高。

由此可见，在宽频带、宽波束、圆极化等多个条件下共同约束下，真正可用带宽其实是阻抗带宽、轴比带宽、方向图带宽的交集。所以圆极化微带天线同时兼顾宽波束和宽频带尤为困难。

授权公告号为cn101286592b，名称为“宽频带圆极化宽波束多模卫星导航终端天线”的中国专利，公开了一种宽频带圆极化宽波束微带天线，该发明利用一分四的微带功分移相网络产生4个依次相差90度且等幅的信号，这四个馈电点各连接一个用来拓展带宽的l型馈电探针，探针上方架设圆形金属辐射贴片。其中探针和辐射贴片嵌套在介质中来提高微带天线低仰角增益、展宽波束，介质外面加装天线罩组成一个整体，安装馈电网络在内的金属屏蔽盒的上壁作为金属反射板来提高前向增益。该天线具备良好的低仰角增益和宽带性能，其驻波比带宽(vswr＜2)的带宽为1.02ghz～1.7ghz，相对带宽大于50％，但带宽仍不够宽；天线5°仰角增益大于-5dbi，波束宽度还不够宽，且利用反射板来提高前向增益的同时会增加剖面高度。

综上，同时兼顾宽波束、圆极化还要提高微带天线的带宽还有很多工作要做，因此需要设计在宽带内能功率分配均匀且移相平稳精确的馈电网络和能展宽频带、拓展波束的天线辐射体。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷，提出了一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，旨在解决现有技术中存在的频带和波束较窄的技术问题。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，包括上下层叠的第一矩形介质板1和第二矩形介质板2；所述第一矩形介质板1的上表面印制有两个一分二上功分移相器3，下表面印制有金属地板4，所述一分二上功分移相器3的两个输出端各焊接一个l型馈电探针9，所述第一矩形介质板1中心位置的上方通过支撑柱固定有圆形介质板6，所述圆形介质板6的下表面印制有辐射贴片7，其上蚀刻有星型缝隙8，所述第一矩形介质板1上四个角的位置固定有爪型寄生枝节10，该爪型寄生枝节10由相互垂直的l型分支101和矩形分支102组成，矩形分支102与金属地板4连接；所述第二矩形介质板2的下表面印制有一分二下功分移相器5，该一分二下功分移相器5的两个输出端分别与两个一分二上功分移相器3的输入端级联。

上述一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，所述两个一分二上功分移相器3，关于第一矩形介质板1的几何中心呈中心对称分布。

上述一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，所述一分二上功分移相器3和一分二下功分移相器5，均采用复合左右手传输线结构。

上述一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，所述圆形介质板6，其中心法线与第一矩形介质板1的中心法线重合。

上述一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，所述l型馈电探针9，其两个臂相互垂直，且与一分二上功分器移相3焊接的臂与第一矩形介质板1的板面垂直，另一个臂的自由端连接有与该臂垂直的短枝节。

上述一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，所述星型缝隙8，采用关于辐射贴片7中心法线中心对称结构。

上述一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，所述爪型寄生枝节10，其中的矩形分支102垂直固定在第一矩形介质板1的对角线上。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

1、本发明印制在第一矩形介质板上表面的两个一分二上功分移相器输出在宽频带内依次相差90度的四个等幅信号，是宽频带下实现圆极化波的先决条件；焊接在两个一分二上功分移相器输出端的l型馈电探针将信号耦合馈电到辐射贴片上，通过刻蚀在辐射贴片上的星型缝隙增加端口之间的电流路径，固定在第一矩形介质板四个角位置的爪型寄生枝节在辐射贴片上电流的激励下引入新的谐振点，这些措施有效展宽了频带，仿真结果表明，本发明阻抗相对带宽为63.13％，3db轴比相对带宽为74.36％。

2、本发明由于第一矩形介质板四个角的位置固定的爪型寄生枝节中的矩形分支与金属地板连接，l型分支具有一定长度，其上分布的电流和辐射贴片上电流产生相位差，使得爪型寄生枝节能起到引向器或者反射器的作用，有效拓展了波束，仿真结果表明，本发明在1ghz～2ghz整个频带内把半功率波瓣宽度基本拓展到100度以上，且整个上半空间即仰角0度以上的范围增益都在-5dbi以上。

3、本发明由于l型馈电探针中与第一矩形介质板平行的臂的自由端连接有与该臂垂直的短枝节，能引入感性，这样就无需与一分二上功分移相器焊接的臂为了调节匹配去平衡与第一矩形介质板平行的臂带来的容性而增加感性进而增加高度，这样就使得天线整体剖面高度降低。

附图说明

图1是本发明的整体结构示意图；

图2是图1沿aa1方向所截整体的结构剖面图；

图3是本发明的两个一分二上功分移相器结构示意图；

图4是本发明一分二下功分移相器的结构示意图；

图5是本发明l型金属馈电探针的结构示意图；

图6是本发明辐射贴片的结构示意图；

图7是本发明的爪型寄生枝节的结构示意图；

图8是本发明实施例的s11-频率仿真结果图；

图9是本发明实施例的轴比-频率仿真结果图；

图10(a)是本发明实施例在1.268ghz下xz面的辐射方向图；

图10(b)是本发明实施例在1.575ghz下xz面的辐射方向图；

图10(c)是本发明实施例在1.840ghz下xz面的辐射方向图；

图11是本发明实施的3db轴比波束宽度-频率仿真结果图；

图12是本发明实施的hpbw-频率仿真结果图；

图13是本发明实施中馈电网络的各端口相位-频率仿真结果图；

图14是本发明实施中馈电网络的各端口功率分配-频率仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细描述：

参照图1、图2，图1中aa1为第一矩形介质板1的中轴线方向。一种宽频带宽波束的圆极化微带天线，包括上下层叠的第一矩形介质板1和第二矩形介质板2。

所述第一矩形介质板1和第二矩形介质板2均为正方形，厚度为t＝1mm，边长l＝70mm，都采用f4b材料，相对介电常数为2.65；在所述第一矩形介质板1和第二矩形介质板2上，位于一分二下功分移相器5的两个输出端的位置即两个一分二上功分移相器3的两个输入端的位置上，预留两个半径为0.5mm的过孔，用于插入金属柱来级联两级功分移相器；所述两个一分二上功分移相器3和一分二下功分移相器5中电感旁矩形焊盘的位置上，预留半径0.25mm的金属化过孔便于电感连接金属地板4。所述第一矩形介质板对角线上位于四个角落的位置上开出长度为l3＝12mm、宽度为0.5mm、深度为t＝1mm的槽，为安装固定爪型寄生枝节10预留空间。

所述一分二上功分移相器3，其结构如图3所示，所述一分二下功分移相器5其结构如图4所示，均采用复合左右手传输线结构，利用左手传输线和传统右手传输线的相移特性不同，保证了很宽的频带内有稳定的相移，从而在宽频带内产生四个依次相差90度且等幅的信号，为宽频带下形成圆极化波打下基础。且采用复合左右手传输线结构功分移相器设计大大缩减馈电网络的尺寸。所述两个一分二上功分移相器3印制在第一矩形介质板1的上表面，关于第一矩形介质板1的几何中心呈中心对称分布；所述一分二下功分移相器5印制在第二矩形介质板2的下表面，这样采用分层多级馈电的设计也能缩减馈电网络的尺寸。每个一分二上功分移相器3以及一分二下功分移相器5的wilkinson功分器分支线末端跨接100ω的隔离电阻。每个一分二上功分移相器3中采用复合左右手传输线的一臂上贴装12pf和6pf的电容，15nh电感；一分二下功分移相器5中采用复合左右手传输线的一臂上贴装6pf和3pf的电容，6.8nh的电感。

所述金属地板4，印制在第一矩形介质板1的下表面，金属地板上过孔的边缘加绝缘圈，以防止级联上下功分移相器的金属柱接到地板上，来保证馈电系统的稳定。

所述l型馈电探针9如图5所示，其两个臂相互垂直，且与一分二上功分器移相器3焊接的臂与第一矩形介质板1的板面垂直，另一个臂的自由端连接有与该臂垂直的短枝节。与第一矩形介质板1的板面垂直的臂为金属柱，直径d＝1mm，高度5.7mm；与第一矩形介质板1的板面平行的臂的长度l5＝25mm，厚度0.5mm，这个臂的自由端所接的短枝节，高度为3.7mm,厚度为0.5mm；如图1所示，四个l型馈电探针9分别焊接在两个一分二上功分移相器3的四个输出端，平行于第一矩形介质板1上最近的边摆放，若不平行临近的边摆放将需要更大的介质板，不利于天线小型化。两个一分二上功分移相器3的四个输出端产生依次相差90度的四个等幅信号且相差和幅度在宽频带内保持稳定，这四个信号通过l型馈电探针耦合馈电到辐射贴片7。普通金属馈电探针显容性，通过l型加载引入感性，能改善匹配，进而拓宽频带宽度。l型金属馈电探针上，与第一介质板1板面平行的臂的自由端增加了与之垂直的短枝节，能引入感性，这样就无需与一分二上功分移相器焊接的臂为了调节匹配去平衡与第一矩形介质板平行的臂带来的容性而增加感性进而增加高度，这样就使天线整体剖面高度降低。因此本发明中l型金属馈电探针改善了匹配、展宽了频带并降低了剖面高度。

所述圆形介质板6如图1所示，其中心法线与第一矩形介质板1的中心法线重合，材料为相对介电常数为4.4的fr4_epoxy，介质板厚度为1mm，直径d＝60mm，圆形介质板6通过三个teflon螺丝固定在第一矩形介质板1中心位置的上方；所述辐射贴片7如图6所示，采用金属材质，印制在圆形介质板6的下表面，金属贴片直径d＝60mm；所述缝隙8如图6所示，采用关于中心对称的星型缝隙结构，且缝隙结构的中心位于辐射贴片7的中心法线上，星型缝隙由12个矩形缝隙交叉形成，每个矩形缝隙的长度l4＝38.7mm，缝隙宽度w1＝1.2mm。由于星型缝隙能极大地增加端口之间的电流路径，从而改善阻抗匹配，提高天线的阻抗带宽。

所述爪型寄生枝节10如图7所示，由相互垂直的l型分支101和矩形分支102组成，l型分支101长边l1＝36.2mm，短边l2＝28.7mm，宽5.7mm，厚度0.5mm；矩形分支102，长l3＝12mm，高h＝12mm，厚度0.5mm；矩形分支102如图1所示，固定在第一矩形介质板对角线位于四个角的位置上预留的槽内，且底部焊接在金属地板4上；爪型寄生枝节放在角落是为了考虑小型化，充分利用第一矩形介质板上的空间；矩形分支102固定在对角线上是为了不干扰辐射贴片产生的波朝外辐射，因为若处在角落位置的矩形分支不位于对角线上，则总会有正对着辐射贴片的面积，这样会阻碍电磁波的扩散，从而不利于展宽波束；矩形枝节102焊接在地板上，这样爪型寄生枝节形成单极子天线，在1.25ghz处产生新的谐振点；另一个角度看，平行于第一矩形介质板的l型分支101引入容性，垂直焊接在金属地板4上的第一矩形介质板的矩形分支102引入感性，引入容性和感性则增加了新的谐振点，从而提高了阻抗带宽。此外，因为爪型寄生枝节的水平部分即l型分支101具有一定长度，使得其上分布的电流和辐射贴片上电流产生相位差，而这个延迟相位差使得爪型分支能起到引向器或者反射器的作用，从而有效拓展了波束宽度。

本实例通过同轴线进行馈电，同轴线的内芯与一分二下功分移相器5的输入端口焊接，外皮与金属地板4焊接。

本发明的效果可结合仿真结果做进一步说明：

1、仿真内容

1.1利用商业仿真软件hfss_15.0对上述实施实例的s11参数-频率进行仿真计算，结果如图8所示。

1.2利用商业仿真软件hfss_15.0对上述实施实例的轴比-频率进行仿真计算，结果如图9所示。

1.3利用商业仿真软件hfss_15.0对上述实施实例的远场辐射方向图进行仿真计算，结果如图10所示，其中：10(a)为实施实例天线在1.268ghz的xoz面辐射方向图，10(b)为实施实例天线在1.575ghz的xoz面辐射方向图，10(c)为实施实例天线在1.840ghz的xoz面辐射方向图；本实例最大辐射方向垂直于辐射贴片7，取z轴正向为最大辐射方向。

1.4利用商业仿真软件hfss_15.0对上述实施实例的导航频段内几个代表性频点处xoz平面内轴比-θ进行仿真计算，并把各频点处轴比3db以内的波束宽度制成表格以散点图的形式呈现如图11所示。

1.5利用商业仿真软件hfss_15.0对上述实施实例的导航频段内几个代表性频点处xoz平面内主极化增益-θ进行仿真计算，并把各频点处hpbw(半功率波瓣宽度)制成表格以散点图的形式呈现如图12所示。

1.6利用商业仿真软件hfss_15.0对上述实施实例的馈电网络各端口s参数相位-频率和各端口s参数幅度-频率进行仿真计算，结果如图13、14所示。

2、仿真结果

参照图8，以s11<＝-20db为标准，实施实例中天线的阻抗带宽为1.03ghz～1.98ghz，相对带宽为63.13％。

参照图9，实施实例中天线的3db轴比带宽为0.98ghz～2.14ghz，相对带宽为74.36％。

参照图10，图10(a)为实施实例在1.268ghz的xoz面辐射方向图，图10(b)为实施实例在1.575ghz的xoz面辐射方向图，图10(c)为实施实例在1.840ghz的xoz面辐射方向图。实施实例中的最大辐射方向始终垂直于辐射单元表面，最大增益为4.20dbic；且仰角0度的增益大于-5dbi,即低仰角增益特性良好，波束宽度宽。

参照图11，实施实例中天线在导航频段内主要频点处3db轴比波束宽度全都在100度以上，最高达到144度。

参照图12，实施实例中天线在导航频段内主要频点处hpbw即半功率波瓣宽度基本全都在100度以上，最高达到117度。

参照图13，实施实例天线所用的复合左右手传输线移相器在1.0ghz～2.0ghz这个宽频带内相邻端口s参数相移平稳保持90度，即四个输出信号依次相移90度。

参照图14，实施实例天线所用的复合左右手传输线移相器在1.0ghz～2.0ghz这个宽频带内各端口s参数各曲线较接近且基本全都在在-6db左右，说明一分四功率分配较为均匀，即输出信号等幅。

以上仿真结果说明，本发明的基于复合左右手传输线结构的功分移相器在宽频带内相移平稳且功率分配均匀，能为宽频带内实现圆极化提供良好的馈电。而且天线具有理想的阻抗带宽和轴比带宽，并在宽频带内具有较宽的波束宽度。

以上描述仅是本发明的一个实例，不构成对本发明的任何限制，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求的保护范围之内。