基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线的制作方法

本发明属于微波技术领域，涉及一种波导缝隙阵天线，具体涉及一种基于谐振腔超表面来实现双波束双圆极化特性的波导缝隙阵天线，可用于无线通信和雷达领域。

背景技术：

波导缝隙天线是一种在波导边上开有多条缝隙的天线，天线通过缝隙向外空间辐射电磁波，常用的缝隙形式有宽边纵向、横向缝隙和窄边倾斜缝隙等。波导缝隙阵天线具有辐射效率高，结构紧凑，性能稳定可靠等诸多优点，在雷达等无线通信系统中获得了广泛的应用。极化方式是电磁波的最基本特征之一，常见的极化方式有线极化、圆极化和椭圆极化，其中圆极化又可分为左旋圆极化和右旋圆极化。在不同的无线通信系统中，对电磁波的极化方式要求是不同的。

随着科技的日益发展，无线通信系统朝着多功能化、小型化发展，对天线的要求越来越高，能够在同一频带同时实现多种圆极化状态的波导缝隙阵对雷达探测等无线通信系统具有重要的意义。现有的波导缝隙阵天线，通常仅能实现一种圆极化或者实现两种线极化。例如，授权公告号为cn104332714b，名称为“双极化斜波束波导缝隙阵列天线”的中国专利，公开了一种双极化斜波束波导缝隙阵列天线结构，该结构由水平极化线阵和垂直极化线阵组成，实现了圆极化与波束倾斜，但其仅能实现一种圆极化状态且波束倾斜角固定为45°。再如，授权公告号为cn104577347b，名称为“一种双频段多极化共口径波导缝隙天线”的中国专利，公开了一种双频段多极化共口径波导缝隙天线结构，该结构由长度相等的l波段垂直极化、c波段垂直极化和c波段水平极的波导缝隙天线组成，实现了c波段的双线极化以及l波段的垂直极化，但其仅能实现双线极化，不能实现双圆极化且结构比较复杂。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述现有技术存在的不足，提出一种基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，旨在实现波导缝隙阵天线的双波束双圆极化特性。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

一种基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，包括馈电波导1和辐射波导2，其中：

所述馈电波导1，采用一端封闭的矩形波导结构；

所述辐射波导2，采用一端封闭且单侧e面开放的矩形波导结构，该辐射波导2的开放端与馈电波导1的开放端相连；

所述辐射波导2开放的e面位置固定有长方形超表面3，所述长方形超表面3，包括介质基板31，该介质基板31的上板面印制有第一金属贴片32，下板面印制有第二金属贴片33，沿长边方向的两个侧面分别印制有第三金属贴片34；所述第一金属贴片32上蚀刻有沿该第一金属贴片32长边方向等距离排布的l个方c形缝隙321，l≥3，以距离馈电波导1最近的方c形缝隙321为起点，第c个方c形缝隙321的开口方向相对于起点位置的方c形缝隙的开口方向的旋转角度为βc，βc＝(c-1)*δ，1≤c≤l，δ≥360°/l；在每个方c形缝隙321的两侧各设置有多个连接第一金属贴片32和第二金属贴片33的金属化过孔35；所述第二金属贴片33上蚀刻有沿该第二金属贴片33长边方向等距离排布的l个矩形缝隙331。

上述基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，所述方c形缝隙321，其几何中心位于介质基板31两个短边中点连线所在的法向平面上，且该方c形缝隙321的三边长度相等。

上述基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，所述方c形缝隙321，其两侧设置的多个金属化过孔35呈线性排列，且相邻金属化过孔中心之间的距离d满足：且d＜4d，其中，d是金属化过孔的直径，λ0为电磁波在自由空间的波长，εr是介质基板的相对介电常数。

上述基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，所述l个方c形缝隙321，其相邻缝隙中心之间的距离为p1，p1＝λg/2，λg为波导缝隙阵天线的波长。

上述基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，其特征在于，所述沿介质基板31的上板面印制的第一金属贴片32，下板面印制的第二金属贴片33，长边方向的两个侧面分别印制的第三金属贴片34，以及每个方c形缝隙321两侧各设置的多个金属化过孔35，形成l个谐振腔，各谐振腔的谐振模式均为tmmn0，m≥1,n≥1，各谐振腔的谐振频率均为fr：

其中，c0是光速，d是金属化过孔的直径，d是每个方c形缝隙单侧设置的多个金属化过孔中相邻孔中心的距离，εr是介质基板的相对介电常数，p1为相邻方c形缝隙321中心之间的距离，p1＝λg/2，λg为波导缝隙阵天线的波长，p2是长方形超表面短边的距离。

上述基于谐振腔超表面的双波束双圆极化波导缝隙阵天线，所述l个矩形缝隙331，其长边与位于介质基板31两个短边中点连线所在的法向平面平行且相邻矩形缝隙331位于法向平面的同侧或异侧。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

本发明中采用金属化过孔，和超表面两侧的金属贴片形成谐振腔，用于产生谐振模式tm110，通过方c形缝隙开口方向不同使通过不同方c形缝隙电磁波的电场方向不同，并通过相邻方c形缝隙开口方向旋转且总旋转角度超过360°，使得左旋圆极化分量和右旋圆极化分量的相位梯度相反，解决了现有波导缝隙阵天线仅能实现一种圆极化或者实现两种线极化的问题，实现了波导缝隙阵的双波束双圆极化特性。

附图说明

图1是本发明实施例1的整体结构示意图；

图2是本发明实施例1的超表面示意图；

图3是本发明实施例1中矩形缝隙及方c形缝隙的两种排列方式示意图；

图4是本发明实施例1和实施例2在两种排列方式下的s11；

图5是本发明实施例1两种排列方式在15ghz时的增益和轴比；

图6是本发明实施例2两种排列方式在15ghz时的增益和轴比；

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细说明。

实施例1

参照图1，本发明包括馈电波导1和辐射波导2，其中：

所述馈电波导1，采用一端封闭的wr62矩形波导结构；

所述辐射波导2，采用一端封闭且单侧e面开放的wr62矩形波导结构，该辐射波导2的开放端与馈电波导1的开放端相连；

参照图2(a)，所述辐射波导2开放的e面位置固定有长方形超表面3，包括介质基板31，该介质基板31的上板面印制有第一金属贴片32，下板面印制有第二金属贴片33，沿长边方向的两个侧面分别印制有第三金属贴片34；介质基板31厚度为3mm，相对介电常数εr＝3.5，短边长度p2＝7.9mm；所述第一金属贴片32上蚀刻有沿该第一金属贴片32长边方向等距离排布的12个方c形缝隙321，相邻方c形缝隙321缝隙中心之间的距离为p1＝λg/2＝12.915mm，以距离馈电波导1最近的方c形缝隙321为起点，第c个方c形缝隙321的开口方向相对于起点位置的方c形缝隙的开口方向的旋转角度为βc，βc＝(c-1)*δ，1≤c≤12，δ＝90°，每个方c形缝隙321用于控制通过该方c形缝隙321电磁波的电场方向，使电磁波的电场方向与方c形缝隙321的开口方向平行；在每个方c形缝隙321的两侧各设置有7个线性排列的连接第一金属贴片32和第二金属贴片33的金属化过孔35，且方c形缝隙321的两侧线性排列的金属化过孔35互相平行，用于和第一金属贴片32、第二金属贴片33及第三金属贴片34形成12个谐振腔，各谐振腔的谐振模式均为te101，且各谐振腔的谐振频率均为15ghz。

参照图2(b)，所述方c形缝隙321，其几何中心位于介质基板31两个短边中点连线所在的法向平面上，且该方c形缝隙321的三边长度均为a，宽度t＝0.4mm；该方c形缝隙321的两侧设置的7个金属化过孔35呈线性排列，且相邻金属化过孔中心之间的距离d＝1mm，金属化过孔的直径d＝0.6mm，方c形缝隙321两侧的金属化过孔中心之间的距离p3＝10mm。

参照图2(c)，所述第二金属贴片33上蚀刻有沿该第二金属贴片33长边方向等距离排布的12个矩形缝隙331，所述矩形缝隙331的长度为b，宽度t＝0.4mm，其长边与位于介质基板31两个短边中点连线所在的法向平面平行，相邻矩形缝隙331有位于法向平面的同侧或异侧两种排列方式且矩形缝隙331的几何中心到法向平面的距离为s＝3mm。

所述方c形缝隙321的开口方向与x轴正向夹角发生变化时，为保证长方形超表面3的传输频率在15ghz，需要对尺寸a和b进行微调，且当夹角为0°时，a＝2.60mm，b＝4.7mm。

实施例2，本实施例的结构与实施例1中的结构相比，仅对如下结构作调整：

所述12个方c形缝隙321，相邻方c形缝隙开口方向的旋转角度不同，以距离馈电波导1最近的方c形缝隙321为起点，第c个方c形缝隙321的开口方向相对于起点位置的方c形缝隙的开口方向的旋转角度为βc，βc＝(c-1)*δ，1≤c≤12，δ＝45°；

本发明的工作原理是，在超表面3中，相邻方c形缝隙321的间距为半波导波长，导致其馈电相位差为180°，因此需要对这180°的馈电相位差进行补偿。参照图3，本发明提供了两种矩形缝隙及方c形缝隙的排列方式可以补偿相邻天线单元间的180°的馈电相位差，参照图3(a)，以正y方向为排列方向，排列方式一把第偶数个方c形缝隙321的旋转角度多旋转180°来补偿这180°的馈电相位差，矩形缝隙331位置不变，这时方c形缝隙321的旋转角度δ'满足：

因此超表面的相位梯度dδ/dy保持不变。参照图3(b)，排列方式二中方c形缝隙321的旋转角度不做额外的变化，矩形缝隙333的位置交替上下排列，矩形缝隙上下位置的变化相当于使馈电电磁波的电场方向相反，即相位差了180°，保持了超表面的相位梯度dδ/dy不变。

方c形缝隙321两侧的两组金属化过孔和第三金属贴片34形成谐振腔，矩形缝隙333用于将沿正z方向传播的x极化电磁波耦合进谐振腔形成谐振模式tm110，方c形缝隙321用于将tm110模式释放出来形成电场方向与该方c形缝隙321开口方向相同的透射波方c形缝隙321按照正y和负y方向为两种相反的旋向，因此透射波为左旋圆极化波和右旋圆极化波，而任何一种极化的电磁波都可以等效为两个正交圆极化电磁波的叠加，透射波的等效右旋相位和左旋等效相位满足其中为透射波的初始相位，因此长方形超表面3在y方向对左旋和右旋分量形成两种互为相反数的相位梯度，相位梯度为透射波的右旋圆极化和左旋圆极化分量的折射角分别为-θ和θ。因此，本发明中的辐射波导2可以将入射的线极化电磁波分成一个左旋圆极化波和一个右旋圆极化波，且这两个圆极化波传播的方向关于x轴对称，实现了双波束双圆极化波导缝隙阵天线。

以下通过仿真实验，对本发明的技术效果作进一步说明。

1、仿真条件和内容。

以下基于本发明实施例开展的仿真实验，均利用cstmicrowavestudio仿真软件完成。

仿真1，对本发明实施例1和实施例2两种排列方式下的s11进行仿真，仿真结果如图4(a)和图4(b)所示；

仿真2，对本发明实施例1两种排列方式在15ghz时的增益和轴比进行仿真，仿真结果如图5(a)、5(b)、5(c)和5(d)所示；

仿真3，对本发明实施例2两种排列方式在15ghz时的增益和轴比进行仿真，仿真结果如图6(a)、6(b)、6(c)和6(d)所示。

2、仿真结果分析

参照图4(a)和图4(b)，实施例1和实施例2中两种方案的s11曲线接近，工作频率都在15ghz左右且在14.95ghz～15.08ghz范围内s11低于-10db。

参照图5(a)和图5(b)，本发明实施例1排列方式一中δ＝90°，由此计算得到其相位梯度为因此设计异常折射角θ＝-23°，仿真结果表明在-23°和23°分别实现左旋圆极化和右旋圆极化的最大增益，均为11.7db，且在-23°和23°左旋圆极化和右旋圆极化的轴比分别为1.6db和2.3db，表明其圆极化特性良好，实现了双波束双圆极化。

参照图5(c)和图5(d)，本发明实施例1排列方式二中δ＝90°，由此计算得到其相位梯度为因此设计异常折射角θ＝-23°，仿真结果表明在-23°和23°分别实现左旋圆极化和右旋圆极化的最大增益，分别为12.4db和12.5db，且在-23°和23°左旋圆极化和右旋圆极化的轴比分别为1.8db和1.8db，表明其圆极化特性良好，实现了双波束双圆极化。

参照图6(a)和图6(b)，本发明实施例2排列方式一中δ＝45°，由此计算得到其相位梯度为因此设计异常折射角θ＝-11°，仿真结果表明在-11°和11°分别实现左旋圆极化和右旋圆极化的最大增益，分别为12.0db和12.1db，且在-11°和11°左旋圆极化和右旋圆极化的轴比分别为1.8db和2.1db，表明其圆极化特性良好，实现了双波束双圆极化。

参照图6(c)和图6(d)，本发明实施例2排列方式二中δ＝45°，由此计算得到其相位梯度为因此设计异常折射角θ＝-11°，仿真结果表明在-11°和11°分别实现左旋圆极化和右旋圆极化的最大增益，分别为12.6db和12.8db，且在-11°和11°左旋圆极化和右旋圆极化的轴比分别为1.4db和1.5db，表明其圆极化特性良好，实现了双波束双圆极化。

以上描述仅是本发明的优选实施方式，并不对本发明构成限制，对于本领域的普通技术人员来说，均可在不脱离本发明创新构思的前提下所做出的若干变形和改进，但这些改变均属于本发明的保护范围。