超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构及设计方法与流程

本发明涉及新型人工电磁材料，特别是一种超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构及设计方法。
背景技术：
：新型人工电磁材料(metamaterials)是一种具有广泛可调电磁性能的亚波长周期性排布的人工复合材料/结构。通过超材料人们可以实现从“双正”到“双负”的等效介电常数和磁导率调控，进而实现负折射率、逆多普勒效应、完美透射等多种反常效应。近年来，研究者在超材料的机理研究和实际应用等方面取得了长足的进展。新型人工电磁表面(metamaterials)是由亚波长单元结构组成的二维超薄平面阵列，是新型人工电磁材料近年来的研究热点。通过调整亚波长单元的结构及排列方式，新型人工电磁表面能够实现新型人工电磁材料类似的奇异电磁现象，而且还能实现电磁波反射/传输相位、极化方式、传播模式等特性的自由调控。在很多应用中，新型人工电磁表面能够替代人工电磁材料实现相同的电磁波调控功能，而且相比于新型人工电磁材料，新型人工电磁表面的厚度远小于工作波长，结构轻便，容易制备，损耗相对更低。2014年，东南大学崔铁军教授等又提出了一种编码新型人工电磁表面的概念。这种新型人工电磁表面由宽带内相位差保持基本恒定的单元组成，按照编码位数区分，有1bit、2bit、3bit新型人工电磁表面等。例如，2bit编码新型人工电磁表面是由反射相位按90°递增的四种基本单元组成，对应于“00”，“01”，“10”，“11”的编码，其他比特的编码表面依此类推。通过选取编码序列，能够实现对电磁波的任意控制。采用编码新型人工电磁表面的设计方法来实现具有漫反射效应的随机表面，无需从等效媒质参数的角度出发，只需通过设计相应的单元编码序列，就可以实现电磁波的自由调控。在以往的随机编码超表面的设计中，虽然有效地减少了雷达散射截面，但是采用超表面结构来实现超宽带雷达散射截面缩减仍然是一个巨大的挑战。申请号为201410145132.3的专利公开了一种多比特电磁编码超表面，是由一定频段内相位差保持基本稳定的有限种的电磁超材料单元按照一定的规律排列而成，可由相位响应由低到高依次相差90°的四种超表面基本单元（分别记为“00”，“01”，“10”，“11”），按一定的编码规律排布可构成2-bit电磁编码超表面；由相位响应由低到高依次相差45°的八种超表面基本单元（分别记为“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”），按一定的编码规律排布可构成3-bit电磁编码超表面，依次类推。采用多比特电磁编码超表面，无需从等效媒质的角度来设计，而只需设计相应的编码次序，就可以调控电磁波，实现预想的各种功能，具有易于设计、易于加工、工作带宽宽等优点。然而，其仍然存在带宽不够宽的问题，如在申请号为201410145132.3的专利中，其工作带宽则为7.5-15ghz。技术实现要素：本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，而提供一种超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构，该超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构采用具有宽带极化转换性质的单元构成编码，不仅能将电磁波散射到各个方向，还能将入射电磁波转换为与之呈交叉极化的另一种线极化出射波。因而该隐身表面能够显著地缩减了目标的雷达散射截面，降低了雷达侦测到的可能性，具有很好的宽带隐身效果。为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构，由8种pcm单元采用随机编码的形式在二维平面上排列构成。8种pcm单元的相位响应由低到高依次相差22.5°，分别记为“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”。每种pcm单元均为双箭头形谐振器，包括短截线谐振器和对称设置在短截线谐振器两端的v型谐振器。通过调整双箭头形谐振器的旋转角度以及v型谐振器中箭头长度，实现交叉偏振反射的相位和振幅的控制。8种pcm单元均采用周期长度为p的方式在二维平面随机编码排列构成。周期长度p取值4~6mm。8种pcm单元均采用无固定周期的方式在二维平面随机编码排列构成。通过调节每种pcm单元中的介质层厚度，进而控制反射波的相位和振幅。一种超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构的设计方法，包括如下步骤。步骤1，建立初始pcm单元：通过优化设计和仿真，建立初始pcm单元。在初始pcm单元中，短截线谐振器与x轴之间的夹角为β，v型谐振器中箭头长度为a。v型谐振器中单边箭头与短截线谐振器的夹角为α，短截线谐振器的长度为b，pcm单元采用等宽设计，宽度为c。其中，β已知，α、b和c，通过优化设计得出。步骤2，选取参考反射相位：选取中心频率处的交叉偏振反射相位作为设计参考。步骤3，拟合相位随长度a变化曲线：以步骤2选取的参考反射相位为中心，进行数次样条插值，用matlab拟合交叉偏振反射相位随长度a变化的曲线。步骤4，选择8个pcm单元的反射相位：将8种pcm单元“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”的相位响应按从低至高依次相差22.5°的方式进行选择。步骤5，求解前4个pcm单元的结构尺寸：根据步骤4选择的反射相位，以及步骤3拟合的相位随长度a变化曲线，得到前4个pcm单元分别所对应箭头长度a，其余α、b和c尺寸保持不变。步骤6，获取后4个pcm单元的结构尺寸：将步骤5中得到的4个pcm单元分别旋转90°，得到后4个pcm单元的结构尺寸。步骤7，随机编码：在二维平面上，采用固定周期长度p或无固定周期的方式，将步骤5和步骤6共同获取的8个pcm单元进行随机编码排列，排列过程中，每个pcm单元的结构尺寸保持不变，但每个pcm单元的旋转角度γ则随机。步骤1中，v型谐振器中单边箭头与短截线谐振器的夹角为α为80°。步骤2中的中心频率选取为30ghz。步骤4中，8种pcm单元“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”的交叉偏振反射相位分别为0、π/8、π/4、3π/8、π/2、5π/8、3π/4和7π/8。本发明具有如下有益效果：1、本发明所提出的极化转换超表面单元具有超宽带相移，高极化转换率，而且结构简单易调节。2、本发明所提出极化不敏感的3-bit随机编码超表面结构能显著减小目标的雷达散射截面，具有良好的宽带隐身效果。3、本发明所提出的周期的长度的改变的讨论有助于优化整体结构设计，以达到更宽带宽的rcs缩减。本发明能实现在18.3ghz-42.2ghz范围内10db以上的超宽带rcs降低。4、本发明所提出的编码和位置均随机的讨论提供了一种新的随机思路，有助于优化整体结构设计，以达到更宽带宽的rcs缩减。附图说明图1显示了本发明中pcm单元的侧视图。图2显示了本发明中pcm单元的正视图。图3显示了x、y垂直入射波作用下pcm单元反射波的仿真结果。图4显示了8个pcm单元的示意图。图5显示了采用8个pcm单元进行3-bit随机编码的超表面结构实例。图6显示了8个pcm单元的交叉偏振反射相位示意图。图7显示了3-bit编码亚表面和相同尺寸裸金属板的rcs缩减效果的仿真对比。图8中的图（a）-（e）分别显示了周期长度p=6mm、p=5.5mm、p=5mm、p=4.5mm和p=4mm时得到的5个超表面。图9显示了图8中5个超表面的rcs减小的比较图。图10中的图（a）-（d）显示了编码和位置均随机的4个超表面。图11显示了图10中4个超表面的rcs减小的比较图。具体实施方式下面结合附图和具体较佳实施方式对本发明作进一步详细的说明。本发明的描述中，需要理解的是，术语“左侧”、“右侧”、“上部”、“下部”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，“第一”、“第二”等并不表示零部件的重要程度，因此不能理解为对本发明的限制。本实施例中采用的具体尺寸只是为了举例说明技术方案，并不限制本发明的保护范围。如图1所示，一种超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构，由8种pcm单元采用随机编码的形式在二维平面上排列构成。8种pcm单元的相位响应由低到高依次相差22.5°，分别记为“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”。如图1和图2所述，每种pcm单元均为双箭头形谐振器，包括短截线谐振器和对称设置在短截线谐振器两端的v型谐振器。通过调整双箭头形谐振器的旋转角度γ以及v型谐振器中箭头长度a，实现交叉偏振反射的相位和振幅的控制。8种pcm单元如下两种优选排列方式：排列方式一8种pcm单元均采用周期长度为p的方式在二维平面随机编码排列构成。周期长度p取值4~6mm，如图8所示，其中（a）-（e）分别显示了周期长度p=6mm、p=5.5mm、p=5mm、p=4.5mm和p=4mm时得到的5个超表面。这5个超表面的rcs减小的比较，如图9所示，显示了周期长度不同对rcs缩减效果的影响。排列方式二8种pcm单元均采用无固定周期的方式在二维平面随机编码排列构成，如图10所示，其中，（a）-（d）显示了编码和位置均随机的4个超表面，这4个超表面的rcs减小的比较，如图11所示，编码和位置都随机的情况对rcs缩减效果的影响。pcm单元是均匀各向异性的，具有色散的相对磁导率和介电常数。当平面波以指定的偏振方向撞击pcm单元时，由于亚表面的各向异性，x和y偏振的平面波都可以通过透射和反射产生。这些波在pcm单元和金属片层之间经历多次反射，最终的反射波是波相互干扰的结果，因此可以利用介质层的厚度来控制最终反射波的相位和振幅。一种超宽带极化不敏感的3比特随机编码超表面结构的设计方法，包括如下步骤：步骤1，建立初始pcm单元。本发明中pcm单元单元，是指极化转化超表面的简称。通过优化设计和仿真，建立初始pcm单元。在初始pcm单元中，短截线谐振器与x轴之间的夹角为β，如图2所示，β优选为-45°。v型谐振器中箭头长度为a，为待定尺寸。v型谐振器中单边箭头与短截线谐振器的夹角为α，本发明优选为80°。短截线谐振器的长度优选为b=2.6mm，pcm单元采用等宽设计，宽度优选为c=0.2mm，初始pcm单元中介质层的厚度优选为d=1.6mm。这样设置的好处是，一方面相对比较波，便于后期与其他器件相结合以及实现共型等；另一方面，便于加工，与现有的介质板厚度一致。步骤2，选取参考反射相位。选取中心频率（如30ghz）处的交叉偏振反射相位作为设计参考。步骤3，拟合相位随长度a变化曲线：以步骤2选取的参考反射相位为中心，进行数次（如三次）样条插值，用matlab拟合交叉偏振反射相位随长度a变化的曲线。步骤4，选择8个pcm单元的反射相位：将8种pcm单元“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”的相位响应按从低至高依次相差22.5°的方式进行选择。8种pcm单元“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”，“111”的交叉偏振反射相位优选分别为0、π/8、π/4、3π/8、π/2、5π/8、3π/4和7π/8，如图4所示。步骤5，求解前4个pcm单元的结构尺寸：根据步骤4选择的反射相位，以及步骤3拟合的相位随长度a变化曲线，得到前4个pcm单元分别所对应箭头长度a。其余α、b、c和d尺寸保持不变。本发明中，前4个pcm单元的转角γ与步骤1中初始pcm单元的夹角β相同，也即转角γ=0°。前4个pcm单元的结构尺寸为：(a，γ)=(0.4mm，0°)、(0.73mm，0°)、(1.06mm，0°)、(1.39mm，0°)。步骤6，获取后4个pcm单元的结构尺寸：将步骤5中得到的4个pcm单元分别旋转90°，也即转角γ=90°，得到后4个pcm单元的结构尺寸，分别为：(a，γ)=(0.4mm，90°)、(0.73mm，90°)、(1.06mm，90°)和(1.39mm，90°)。步骤7，随机编码：在二维平面上，采用固定周期长度p或无固定周期的方式，将步骤5和步骤6共同获取的8个pcm单元进行随机编码排列，排列过程中，每个pcm单元的结构尺寸保持不变，但每个pcm单元的旋转角度γ则随机。本发明通过对这8个基本单元的空间排列进行编码和设计，可以实现入射电磁波的漫反射，从而降低rcs。本发明与现有技术中的带宽对比如下表1所示：表1ob(ghz)rb(%)d(mm)p(mm)ref.[29]10.6–1749310ref.[28]12.4–7.96771.66.4ref.[26]6.3–20.195.71.510本发明14.4–48.5108.41.54表1中：p为极化转换器的单位周期性；d为极化转换器的介质基板厚度；ob为工作带宽（pcr>90%）；rb为相对带宽（pcr>90%）。其中，pcr为极化转化率。上述ref.[29]、ref.[28]、ref.[26]分别为现有技术中的三个参考样品。表1中好像没有没有给出10db以上rcs缩减的相关指标的比较。另外，本发明中，x、y垂直入射波作用下pcm单元反射波的仿真结果，如图3所示。3-bit编码亚表面和相同尺寸裸金属板的rcs缩减效果的仿真对比，如图7所示。从图7可以看出，通过本发明所提出的编码pcm单元可以实现18.3ghz-42.2ghz范围内10db以上的超宽带rcs降低。以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。当前第1页1 2 3