一种高选择性宽阻带的折叠基片集成波导双模滤波器

1.本发明属于微波技术领域，涉及一种高选择性宽阻带的折叠基片集成波导(fsiw)双模滤波器，尤其涉及一种折叠圆形基片集成波导腔(fcsiwc)和双向折叠矩形基片集成波导腔(dfrsiwc)相结合的高选择性宽阻带双模滤波器。


背景技术：

2.当代无线通信系统要求微波滤波器兼顾高选择性、宽阻带、低损耗、易加工和小型化等特点。基片集成波导(siw)滤波器由于低损耗、低剖面、易加工、易于和其他平面电路集成等优点获得了微波领域广泛的研究和应用。但传统的siw尺寸较大，无法满足现代微波电路对于小型化的要求，因此半膜siw(hmsiw)、四分之一模siw(qmsiw)以及八分之一模siw(emsiw)等结构相继被提出。这些半开放结构虽然尺寸更小，但也增加了滤波器的辐射损耗及与其他电路之间的干扰。折叠siw(fsiw)不仅可以减小siw的尺寸，而且还具有完全封闭的特性，但fsiw滤波器通常难以实现较高的频率选择性。
3.另一方面，双模siw滤波器由于频率选择性高且尺寸相对更小等优点成为了当前siw滤波器的研究热点。但由于siw腔体存在高次模，双模滤波器的上阻带带宽通常低于30％。最近，有人提出了一种利用siw双模矩形腔和siw单模矩形腔相结合的siw box
‑
like滤波器，实现了60％左右的上阻带带宽。但该滤波器只能在通带一侧产生传输零点，因而只能改善通带一侧的频率选择性，而且为了获得宽阻带要求两个siw单模矩形腔具有不同的宽长比，极大地增加了滤波器的设计复杂度。此外，由于所有腔体均为全模siw腔体，该滤波器的尺寸仍然偏大大。
4.针对上述问题，本发明提出了一种fcsiwc与dfrsiwc相结合的新型双模带通滤波器，不仅实现了60％的上阻带带宽，同时兼具频率选择性高、尺寸小、全封闭和设计简单等优点。


技术实现要素：

5.本发明的目的是针对现有技术的不足，提出了一种fcsiwc与dfrsiwc相结合的新型双模带通滤波器，其利用fcsiwc的双模特性提高了滤波器的频率选择性，利用dfrsiwc的高次模频率较高的特性拓宽了滤波器的上阻带带宽，同时还具有尺寸小、全封闭和设计简单等优点。
6.本发明采用如下技术方案：
7.本发明一种高选择性宽阻带的fsiw双模滤波器，包括从上到下依次设置的上表面金属层、第一介质层、中间金属层、第二介质层、下表面金属层，以及贯穿第一、第二介质层的第一、第二金属化通孔，该金属化通孔与上、下表面金属层相连；其中中间金属层包括扇形结构金属贴片、带状金属贴片、类矩形金属贴片，所述类矩形金属贴片为在矩形金属贴片一端开有槽，作为馈电端，该槽内设置馈线，即馈线的一端与类矩形金属贴片连接，另一端接50欧姆带状线；
8.由周期性分布的若干第一金属化通孔围合成的扇形腔体、上表面金属层、扇形结构金属贴片、下表面金属层构成折叠圆形基片集成波导腔fcsiwc；
9.由周期性分布的若干第二金属化通孔围合成的矩形腔体、上表面金属层、类矩形金属贴片、下表面金属层构成双向折叠矩形基片集成波导腔dfrsiwc；
10.两个双向折叠矩形基片集成波导腔dfrsiwc分别位于折叠圆形基片集成波导腔fcsiwc的两侧；
11.所述dfrsiwc、fcsiwc相接处开有耦合窗，耦合窗内设有用于连接扇形结构金属贴片和类矩形金属贴片的带状金属贴片；
12.上述两处耦合窗无金属化通孔设置。
13.作为优选，馈线的两侧与类矩形金属贴片留有一定的缝隙；
14.作为优选，fcsiwc中扇形结构金属贴片位于扇形腔体内，且构成扇形腔体圆弧边的第一金属化通孔与扇形结构金属贴片圆弧边连接，构成扇形腔体两直线边的第一金属化通孔与扇形结构金属贴片两直线边不接触，且留有一定距离s；
15.作为优选，第一金属化通孔围合成的扇形腔体中轴线与扇形结构金属贴片中轴线重合；
16.作为优选，dfrsiwc中类矩形金属贴片位于矩形腔体内，且矩形腔体其中一长边和短边的第二金属化通孔与类矩形金属贴片连接，另一长边和短边的第二金属化通孔与类矩形金属贴片留有一定距离s；
17.作为优选，dfrsiwc与fcsiwc垂直设置；
18.作为优选，dfrsiwc、fcsiwc相接处共用金属化通孔，且类矩形金属贴片的馈电端朝外设置，馈电端设有耦合窗；
19.fcsiwc的半径l1决定了双模腔体中te
020
模的谐振频率，其角度θ决定了腔体中te
110
模与te
020
模的相对频率大小。
20.本发明利用fcsiwc的te
020
模、te
110
模、以及dfrsiwc的te
101
模来构建滤波器的通带。通过调节fcsiwc的半径l1控制te
020
模的谐振频率(f
te020
)，使其等于滤波器的中心频率，然后调节fcsiwc的扇形角度控制te
110
模谐振频率(f
te110
)的大小，当角度为77度时，f
te110
＝f
te020
；设置dfrsiwc的长和宽，使其te
101
模的谐振频率(f
te101
)等于滤波器的中心频率。通过调节fcsiwc与dfrsiwc之间耦合窗的位置、耦合窗的大小以及中间的带状金属贴片宽度可以控制内部耦合量的大小；通过调节馈电线长度c和耦合窗的宽度d2可以控制外部品质因数的大小。
21.具体工作原理：
22.fcsiwc中具有一对简并模式，即te
020
模和te
110
模，这对简并模式可以通过调整扇形的角度θ产生频率分离。因此，这两个谐振模式可以用于构建双模滤波器的通带，并且通带的带宽可以通过调节fcsiwc扇形的角度来控制。
23.定义输入端dfrsiwc的te
101
模为谐振器1，fcsiwc的te
020
模为谐振器2，te
110
模为谐振器3，输出端dfrsiwc的te
101
模为谐振器4，谐振器1与谐振器2、3之间的耦合系数分别为m
12
和m
13
,，谐振器4与谐振器2、3之间的耦合系数分别为m
24
和m
34
。由te
020
模和te
110
模的电场分布可知，te
020
模为偶模，te
110
模为奇模，因此有m
12
＝m
24
,m
13
＝
‑
m
34
。当θ<77deg时，f
te110
>f
te020
，若m
12
/m
13
>1，该双模滤波器将在上阻带产生一个传输零点，且m
12
/m
13
越大，该传输零
点离通带的距离越近。同时，fcsiwc的基模(te
010
模)将作为非谐振模式(nrn)被引入，与双模共享同一腔体，在两个dfrsiwc之间引入间接耦合，从而在通带左侧产生一个传输零点。因此，在滤波器通带的两侧各有一个传输零点，大大提高了滤波器的频率选择性。此外，fcsiwc中高次模的存在将产生额外的寄生耦合，从而在滤波器的上阻带产生额外的传输零点。
24.由于fcsiwc与dfrsiwc均采用fsiw结构，该结构在减小腔体尺寸、降低辐射损耗的同时，也提高了siw滤波器的上阻带性能，这是由于fcsiwc与dfrsiwc中的某些高次模无法被带状线激励，而被激励的那些高次模的谐振频率不同，相互之间难以形成有效耦合。
25.本发明具有以下优点：
26.(1)采用fsiw腔体结构(包括fcsiwc与dfrsiwc)，减小了滤波器的尺寸，面积为同类型siw box
‑
like滤波器的26％；
27.(2)扩展了传统siw双模滤波器的上阻带带宽(由30％以下扩展到了60％)；
28.(3)在通带的两侧距离通带很近的位置各有一个传输零点，提高了双模滤波器的频率选择性；
29.(4)在滤波器的上阻带具有额外的传输零点，提高了滤波器的阻带抑制度；
30.(5)具有完全封闭的结构，降低了辐射损耗以及与其他电路之间的干扰；
31.(6)电路结构对称，简化了设计过程。
附图说明
32.图1是本发明的三维结构示意图；
33.图2是本发明的中间金属层结构示意图和沿a1a2的剖面示意图；
34.图3是本发明的沿a1a2的剖面示意图；
35.图4是fcsiwc中te
010
模、te
020
模和te
110
模的谐振频率随θ变化的曲线；
36.图5是fcsiwc中te
010
模、te
020
模和te
110
模的电场分布图；
37.图6是滤波器的拓扑结构；
38.图7是本发明的频率响应曲线；
39.图中标记：fcsiwc 1、dfrsiwc 2、内部耦合结构3、外部馈电结构4、50欧姆带状线5、上表面金属层6、第一介质层7、中间金属层8、第二介质层9、下表面金属层10、第一金属化通孔11、第二金属化通孔12。
具体实施方式
40.下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
41.如图1
‑
3所示，本发明提供的一种高选择性宽阻带的fsiw双模滤波器，包括fcsiwc 1、dfrsiwc 2、内部耦合结构3、外部馈电结构4和50欧姆带状线5。通过图3可知，整个结构从上到下依次设置为上表面金属层6、第一介质层7、中间金属层8、第二介质层9、下表面金属层10；其中，周期性排列的第一金属化通孔11贯穿整个结构，将上下表面金属层相连，构成了fcsiwc腔体的金属侧壁。周期性排列的第二金属化通孔12贯穿整个结构，将上下表面金属层相连，构成了dfrsiwc腔体的金属侧壁。
42.fcsiwc 1与dfrsiwc 2均为fsiw结构，其中fcsiwc 1为一个69度的扇形结构，半径
为l1，位于整个滤波器的中心，中间金属层中扇形金属两侧不与fcsiwc 1的金属侧壁相连接，两者之间的间距为s。dfrsiwc 2为矩形结构，其中间金属层的一侧长边与宽边也不与金属侧壁相连接，两者之间的间距为s。两个dfrsiwc 2分别位于fcsiwc 1的两侧且与fcsiwc 1相互垂直，其与fcsiwc 1圆心的距离为m1；fcsiwc 1与dfrsiwc 2之间设有内部耦合结构3，包括宽度为d3的耦合窗和宽度为w2的带状金属贴片。除此之外，内部耦合结构3距离fcsiwc 1圆心的大小为m2。
43.50欧姆带状线5用于连接输入输出端口，其与dfrsiwc 2之间设有外部馈电结构4，包括宽度为d2的耦合窗，以及分布于50欧姆带状线5的两侧且长宽分别为c和s的两段缝隙。
44.本发明采用fsiw结构，金属化通孔的半径为r，相邻两通孔间距为d1。dfrsiwc 2的长度为l2，宽度为l3，其中缝隙距离dfrsiwc 2与中间金属层连接侧的长边的大小为m3。
45.其最终尺寸如下表所示(单位：mm)：
46.rss1d1d2d3w1w20.250.60.450.85.152.51.450.2m1m2m3cl1l2l
3 2.764.882.15.418.7210.36.65 47.图4是fcsiwc中te
010
模、te
020
模和te
110
模的谐振频率与θ之间的关系图。在本实例中，第一介质层和第二介质层均采用的是0.88mm厚度的rogers rt/duroid 5880(tm),相对介电常数为2.2。由图可见，当θ增大时，主模te
010
模和te
020
模的谐振频率基本保持不变，而te
110
模的谐振频率随θ的提高不断下降，成反比；当θ<77deg时，te
110
模的谐振频率大于te
020
模的谐振频率，当θ＝77deg时，te
110
模的谐振频率等于te
020
模的谐振频率，而当θ>77deg时，te
110
模的谐振频率小于te
020
模的谐振频率。因此，通过调节扇形的角度θ可以方便地控制f
te020
和f
te110
的相对大小，从而调节滤波器的带宽。
48.图5是fcsiwc腔体中te
010
模、te
020
模和te
110
模的电场分布图。由图可见，te
010
模和te
020
模的电场分布在z轴方向上为偶对称(幅度相等，相位相同)，而te
110
模的电场分布在z轴方向上为奇对称(幅度相等，相位相反)。因此，当采用图1所示的馈电方式时，可以得出m
12
＝m
24
,m
13
＝
‑
m
34
。
49.图6是本发明的拓扑结构图，其中谐振器1、4表示dfrsiwc的主模，谐振器2、3分别表示fcsiwc的te
020
模和te
110
模，n为fcsiwc的te
010
模。
50.图7是本发明的频率响应曲线。由图可见，该滤波器的中心频率为10ghz，带宽为0.81ghz(相对带宽81％)，插入损耗为0.56db。本发明在通带的两侧各产生了一个传输零点，其中左侧的传输零点由nrn产生，位于9.22ghz，右侧的传输零点由双模结构产生，位于10.6ghz,极大地提高了滤波器的频率选择性。此外，本发明的上阻带寄生通带位于16.08ghz附近，即上阻带带宽达到了60％，并且在14.52ghz和15.72ghz处产生了两个额外的传输零点，提高了滤波器的阻带抑制度。
51.以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。