专利名称：产生直流高压的开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种例如适合用作电视接收机的电源的开关电源电路。
背景技术：
例如使用阴极射线管(下文缩写为CRT)进行图像显示的彩色电视接收机通常应用由在水平方向上偏转在CRT内从电子枪发射的电子束的水平偏转电路和通过电流谐振型转换器形成的软开关型开关电源所形成的电源电路。
附图9所示为在电视接收机内的水平偏转电路及其外围电路。
在附图9中所示的开关电源10是一种直流到直流变换器，它对输入其中的直流电压进行开关操作并将该直流电压转换为具有特定的电压电平的直流电压以便输出。
在该开关电源10之前提供整流和滤波电路。整流和滤波电路对商用交流电源VAC进行整流和滤波以提供直流电压Ei。然后将直流电压Ei输入到开关电源10。
开关电源10输出被转换到特定电压电平等的直流输出电压E01。
在这个例子中，直流输出电压E01是用于驱动电视接收机的水平偏转电路的电压，例如它为135V。
水平输出电路20产生水平偏转电流IDY以用于扫描在水平方向上在CRT中的电子枪中发射的电子束，还产生回扫脉冲以在高压产生电路40中产生高压，这将在下文中描述。
因此，从在该附图中没有示出的水平驱动电路中将与视频信号的水平同步信号fH同步的脉冲电压输入到水平输出电路20的水平输出晶体管Q11的基极。
水平输出晶体管Q11的集电极通过回扫变压器FBT的初级侧绕组N11连接到开关电源10的次级侧输出端子E01。水平输出晶体管Q11的发射极接地。
阻尼二极管D11、水平回扫线电容器Cr11和通过水平偏转线圈H·DY、水平线校正线圈HLC和S-形校正电容器CS1形成的串联电路都与水平输出晶体管Q11的集电极和发射极并联。
在由此形成的水平输出电路20中，水平回扫线电容器Cr11的电容和回扫变压器FBT的初级侧绕组N11的漏电感分量形成两电压谐振型变换器。
从在该附图中没有示出的水平驱动电路中输入的脉冲电压使水平输出晶体管Q11执行开关操作，由此具有平滑波形的水平偏转电流IDY流经水平偏转线圈H·DY。在水平输出晶体管Q11切断的周期内，通过水平偏转线圈H·DY的电感LDY和水平回扫线电容器Cr11的电容以及阻尼二极管D11的影响，在水平回扫线电容器Cr11上产生相对较高的脉冲电压V11作为谐振操作的结果。
顺便指出，水平线校正线圈HLC和S-形校正电容器CS1校正例如水平偏转电流IDY，由此校正在CRT的屏幕上显示的图像的变形。
通过变型的较长的和较短的虚线所包围的高压产生电路40包括例如回扫变压器FBT和高压整流和滤波电路。高压产生电路40逐渐增加在水平输出电路20中所产生的回扫脉冲电压V11，由此产生其电平等于CRT的阳极电压的电平的高压。
初级侧绕组N11绕在回扫变压器FBT的初级侧，分成5个升压绕组NHV1、NHV2、NHV3、NHV4和NHV5，并且间隙绕制或分层绕制在回扫变压器FBT的次级侧上。
此外，第三绕组N12和N13与在回扫变压器FBT的初级侧上的初级侧绕组N11紧密耦合地绕制。
在这种情况下，升压绕组NHV1至NHV5都在一绕线方向绕制以使升压绕组NHV1至NHV5与初级侧绕组N11具有相反的极性。缠绕第三绕组N12和N13以使第三绕组N12和N13与初级侧绕组N11具有相同的极性。
初级侧绕组N11的起点连接到开关电源10的次级侧输出端子E01，而初级侧绕组N11的终点连接到水平输出晶体管Q11的集电极。
升压绕组NHV1至NHV5的终点分别与高压整流二极管DHV1、DHV2、DHV3、DHV4和DHV5的阳极相连接。
高压整流二极管DHV1的阴极连接到高压电容器CHV的正输出端，高压整流二极管DHV2至DHV5的阴极分别连接到升压绕组NHV1至NHV4的起点。
特别地，通过串联如下的5个半波整流电路在回扫变压器FBT的次级侧上形成所谓的多奇异型半波整流电路，即升压绕组NHV1和高压整流二极管DHV1；升压绕组NHV2和高压整流二极管DHV2；升压绕组NHV3和高压整流二极管DHV3；升压绕组NHV4和高压整流二极管DHV4；以及升压绕组NHV5和高压整流二极管DHV5。
因此，在回扫变压器FBT的次级侧上，5个半波整流电路对在升压绕组NHV1至NHV5中感应的电流进行整流并将所得的结果电流存储在高压电容器CHV中，在该高压电容器CHV上得到其电平等于在升压绕组NHV1至NHV5中高应的电压的5倍的高压直流电压EHV。在该高压电容器CHV上所获得的高压直流电压EHV例如用作CRT的阳极电压。
顺便指出，在每个升压绕组NHV1至NHV5中获得升高到6千伏特的感应电压，并获得30千伏特的阳极电压作为高压直流电压EHV。
回扫变压器FBT的初级侧N11具有一抽头。通过整流二极管D03和滤波电容器C03形成的半波整流和滤波电路对从该抽头中所获得的正脉冲电压进行整流和滤波，由此从滤波电容器C03上提供直流输出电压E03。例如直流输出电压E03的电压电平为200伏特，并经过在该附图中没有示出的视频信号放大器输送到CRT的阴极。
通过整流二极管D06和滤波电容器C06形成的整流和滤波电路和通过整流二极管D07和滤波电容器C07形成的整流和滤波电路对从绕在回扫变压器FBT的初级侧上的第三绕组N12中所获得的负脉冲电压进行整流和滤波，由此从滤波电容器C06和C07上分别提供直流输出电压E06和E07。直流输出电压E06和E07的电压电平分别为+15伏特和-15伏特，并用作在该附图中没有示出的垂直偏转电路的驱动电压。
通过整流二极管D08和滤波电容器C08形成的整流和滤波电路对从第三绕组N13中所获得的负脉冲电压进行整流和滤波，由此从滤波电容器C08上提供直流输出电压E08。直流输出电压E08的电压电平例如为6.3伏特，并用作CRT的加热器的电压。
附图10A、10B、10C、10D和10E所示为在附图9中的部分电路的操作波形。
由于将与视频信号的水平同步信号fH同步的脉冲电压输入到在附图9中的水平输出晶体管Q11，水平输出晶体管Q11的开关频率与水平同步信号fH的频率一致。在水平扫描周期Tt(51.5微秒)中水平输出晶体管Q11导通，而在水平回扫周期Tr(12微秒)中切断。因此，63.5微秒的周期TH与水平同步信号fH的周期相一致，该周期TH是水平扫描周期Tt和水平回扫周期Tr之和。
在这种情况下，作为水平输出晶体管Q11的开关操作的结果，具有如附图10B所示的波形的初级侧电流I11流经回扫变压器FBT的初级侧的绕组N11，具有如附图10C所示的波形的水平偏转电流IDY流经水平偏转线圈H·DY。具有如附图10E所示的波形的整流电流I3经过初级侧绕组N11上的抽头流经整流二极管D03。
在本例中，如附图10A所示，在水平输出晶体管Q11的周期Tt中，在与水平输出晶体管Q11的集电极和发射极并联的水平回扫线电容器Cr11上的电压V11的电平为零，由于通过水平偏转线圈H·DY的电感分量LDY和水平回扫线电容器Cr11的电容所形成的谐振操作的结果，例如在水平输出晶体管Q11的切断周期Tr的过程中，形成了大约1200Vp的回扫脉冲电压V11。
因此，高压产生电路40使施加到回扫变压器FBT的初级侧上的正脉冲电压上升，这是由回扫脉冲电压V11引起的，由此从在次级侧上的升压绕组NHV1至NHV5和第三绕组N12和N13上获得具有特定的电压电平的不同的直流输出电压。
如附图10D所示，在水平输出晶体管Q11的切断周期Tr的过程中在滤波电容器C03上产生例如大约200Vp的脉冲电压V3。整流二极管D03和滤波电容器C03对脉冲电压V3进行整流和滤波，由此输出直流输出电压E03。
在附图9中所示的高压产生电路40的回扫变压器FBT以大约85％的功率转换效率将从开关电源10输入的直流电压E01转换为高压直流电压EHV。因此，例如当高压负载功率为60瓦时，功率损失大约为9瓦。
此外，高压产生电路40对通过输入到回扫变压器FBT的初级侧绕组N11的正脉冲电压在次级侧升压绕组NHV1至NHV5中所感应的电流的峰值进行半波整流，由此提供高压直流电压EHV。
然而，在本例中高压整流二极管DHV1至DHV5的导通角都较窄，而等效的电源电阻较高。因此高压直流电压EHV的电压电平容易受到高压负载波动的影响。
当将该电路应用到具有34英寸或更大的CRT屏幕的电视接收机中时，例如在CRT的屏幕的最亮处的高亮度要求将2毫安或更大的束电流输送到CRT的阳极。因此如果假设输送到阳极的高直流电流电压EHV的电压电平例如为30千伏特时，在高亮度期间要求60瓦的功率(30千伏特×2毫安)作为高压负载功率输送到高压产生电路40。
因此，从高压产生电路40输送到CRT的阳极的高压负载功率至少可以在0瓦(IHV＝0毫安)到60瓦(IHV＝2毫安)之间变化。
在这种情况下，如果假设2毫安的束电流IHV流经CRT的阳极，并且当高压产生电路40的高压负载功率为60瓦时高压直流电压EHV的电压电平为30千伏特，则例如在其中在高压产生电路40的高压负载功率为0瓦的负载的情况下，高压直流电压EHV的电压电平升高到32.5千伏特。因此，当将该电路应用到实际的电视接收机或类似的接收机中时，在实际应用的高压电压负载功率(0瓦至60瓦)的范围内高压直流电压EHV的电压变化范围ΔEHV大约为2.5千伏特。由于施加到高压产生电路40中的高压负载功率的变化，在形成高压产生电路40的高压整流二极管DHV1至DHV5上的电压降导致了这种结果。
当例如水平偏转电流IDY具有恒定的电流值时，在高压直流电压EHV的电压电平中的变化导致了从CRT输出的电子束的水平幅值的变化。因此，在实际电视接收机中的水平输出电路20需要具有放大校正电路等类似电路以校正水平偏转电流IDY的电流值，以使高压直流电压EHV的变化不改变电子束的水平幅值。
此外，由于它的结构，例如次级侧的升压绕组NHV1至NHV5的漏电感，所以在升压绕组NHV1至NHV5中所感应的电压电平变为负的时序中回扫变压器FBT产生了阻尼振荡(ringing)。
当阻尼振荡分量叠加在附图10B中所示的初级侧电流I11中时，而该电流流经回扫变压器FBT的初级侧，在CRT的屏幕的左边缘上产生光栅阻尼振荡(raster ringing)、屏蔽图(curtain pattern)等。
因此，实际的电视接收机需要采取一些措施以防止光栅阻尼振荡和屏蔽图。
发明内容
因此本发明的一个目的是解决上文所描述的问题以提供一种使从回扫变压器中输出的高压直流电压恒定的开关电源电路。
为实现上述的目的，依据本发明的一方面，提供一种开关电源电路，包括开关装置，该开关装置包括中断所输入的用于输出的直流输入电压的开关器件；用于将在其初级侧的输出发送到其次级侧的隔离变流变压器，该隔离变流变压器包括绕在初级侧上的初级侧绕组和绕在次级侧上的次级侧绕组，该隔离变流变压器具有所需的耦合程度以使初级侧绕组和次级侧绕组彼此松耦合；通过将初级侧并联谐振电容器与隔离变流变压器的初级侧绕组并联所形成的用于将开关装置的操作转换成电压谐振型操作的初级侧并联谐振电路；通过将次级侧并联谐振电容器与次级侧绕组并联所形成的次级侧并联谐振电路；用于将输入到其初级侧的谐振电压发送到次级侧并由此通过从次级侧输送通过递增该谐振电压所获得的升压电压的升压变压器，该升压变压器包括绕在初级侧上的初级侧绕组和绕在次级侧上的次级侧绕组；插入在隔离变流变压器的次级侧绕组和升压变压器的初级侧绕组之间以将升压变压器的初级侧的操作变换为谐振操作的串联谐振电容器，该串联谐振电容器将从隔离变流变压器的次级侧绕组中所获得的谐振电压输入到升压变压器的初级侧；以及对在升压变压器的次级侧上所获得的升压电压进行整流操作由此提供高压直流电压的高压直流电压发生装置。
应用这种结构，将从形成复谐振型的开关电源电路的隔离变流变压器的次级侧中输出的负谐振电压经过串联谐振电容器输入到升压变压器的初级侧。因此，可以获得例如电视接收机的水平偏转所需的高压直流电压，而不需要插入水平偏转电路系统。此外，在这种情况下可以使输入到升压变压器的初级侧中的谐振电压的波形基本为正弦波。
通过下文的描述以及所附加的权利要求并结合附图，本发明的上述目的和其它目的、特征以及优点将会清楚，在附图中相同的部分或元件以相同参考标号表示。
附图1所示为依据本发明的第一实施例的电源电路的结构；附图2A、2B、2C、2D、2E、2F、2G、2H、2I、2J、2K和2L所示为在附图1中所示的电源电路的主要部件的操作波形图；附图3A和3B所示为在附图1中所示的电源电路中的升压变压器HVT的结构的示意剖视图；附图4所示为当将附图1的电源电路实际应用到电视接收机中时在从高压发生电路中输出的高压直流电压和高压负载功率之间的关系；附图5所示为依据本发明的第二实施例的电源电路的结构；附图6所示为依据该实施例适用于该电源电路的另一次级侧电路结构；
附图7所示为隔离变流变压器的剖视图；附图8A和8B所示为解释互感为+M和-M时的操作的辅助图；附图9所示为常规的电视电源电路的结构；以及附图10A、10B、10C、10D和10E所示为在附图9所示的电视电源电路中的主要部件的操作波形图。
附图1所示为依据本发明的一个实施例的开关电源电路的结构电路图。
该电源电路具有复谐振型开关转换器的结构，该复谐振型开关转换器在初级侧上具有电压谐振型变换器和在次级侧上具有并行谐振电路。
该电源电路具有全波整流和滤波电路，该全波整流和滤波电路包括桥式整流电路Di和滤波电容器Ci，并给它输送商用交流功率VAC以提供直流输入电压。全波整流和滤波电路产生经过整流和滤波的其电平等于交流输入电压VAC的电平的电压。
提供包括开关器件Q1并通过所谓单端系统进行自激开关操作的电压谐振型转换器作为中断从整流和滤波电路中输入的直流输入电压Ei的开关转换器。在本例中，应用高压双极晶体管(双结型晶体管)作为开关器件Q1。
通过限流电阻RB和启动电阻RS将开关器件Q1的基极连接到滤波电容器Ci的正电极侧。开关器件Q1的发射极连接到初级侧的地端。
连接在开关器件Q1的基极和初级侧地端之间的是用于自激振荡驱动的串联谐振电路，通过彼此串联驱动绕组NB、谐振电容器CB和基极限流电阻RB形成该串联谐振电路。插入在开关器件Q1的基极和滤波电容器Ci的负电极之间的钳位二极管DD1形成了在开关器件Q1的切断周期中流动的钳位电流的通路。
开关器件Q1的集电板连接到在隔离变流变压器PIT的初级侧上形成的初级侧绕组N1的一端，而开关器件Q1的发射极接地。
并联的谐振电容器Cr1与开关器件Q1的发射极和集电极并联。并联谐振电容器Cr1的电容和初级侧绕组N1的漏电感L1形成了电压谐振型变换器的初级侧并联谐振电路。在开关器件Q1的切断周期的过程中，通过初级侧并联谐振电路的影响在谐振电容器Cr1所产生的电压V1实际形成了正弦脉冲波形，因此实现了电压谐振型操作。
正交型控制变压器PRT是一种可饱和的电抗器，其具有谐振电流检测绕组ND、驱动绕组NB和控制绕组NC。应用该正交型控制变压器PRT驱动开关器件Q1和实现恒定电压控制。
正交型控制变压器PRT的结构是一种通过在每个具有四个磁性腿部的两个双U形芯的每个磁性腿部的端部彼此连接而形成的立方体芯(未示)。谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB都以相同的绕向绕在立方体芯的给定的磁性腿部上，而控制绕组NC在与谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB正交的方向上绕制。
在本例中，正交型控制变压器PRT的谐振电流检测绕组ND插入在串联的滤波电容器Ci的正电极和初级侧绕组N1之间，以将开关器件Q1的开关输出经过初级侧绕组N1发送到谐振电流检测绕组ND中。
通过正交型控制变压器PRT的谐振电流检测绕组ND所获得的开关输出经过变压器耦合感应在驱动绕组NB中，由此在驱动绕组NB中产生交流电压作为驱动电压。从串联谐振电路NB和CB中将该驱动电压作为驱动电流经过基极限流电阻RB输出到开关器件Q1的基极，该串联谐振电路NB和CB形成了自激驱动电路。
因此，开关器件Q1以通过串联谐振电路的谐振频率所确定的开关频率进行开关操作。
隔离变流变压器PIT(功率隔离变压器)将开关器件Q1的开关输出输送到开关电源电路的次级侧。
如附图7所示，隔离变流变压器PIT具有通过组合例如由铁磁材料制成的E-形芯CR1和CR2形成的E-E形芯，其组合方式为磁芯CR1的磁性腿部对着磁芯CR2的磁性腿部。在E-E形磁芯通过线轴B彼此分开时将初级侧绕组N1和次级侧绕组N2都绕在E-E形磁芯的中心磁性腿部上。此外，如附图7所示在中心磁性腿部中形成间隙G。因此，形成了所需的耦合系数(例如0.85)的弱耦合，由于较低的耦合系数，所以并不容易达到饱和状态。
通过使每个E-形磁芯CR1和CR2的中心磁性腿部比每个E-形磁芯CR1和CR2的外部磁性腿部更短可以形成间隙G。
至于隔离变流变压器PIT的次级侧操作，根据初级侧绕组N1和次级侧绕组N2的极性(绕组方向)、整流二极管D0的连接关系和在次级侧绕组中感应的交流电压的极性的变化，在初级侧绕组N1的电感L1和次级侧绕组N2的电感L2之间的互感M形成了+M操作模式(加极性模式；前向操作)或-M操作模式(减极性模式；回扫操作)。例如，在附图8A中所示的等效电路具有互感+M，而在附图8B中所示的等效电路具有互感-M。
在通过初级侧绕组N1和隔离变流变压器PIT的次级侧绕组N2和N3的极性所形成的+M操作模式的周期中，在附图1中所示的电源电路经过整流二极管D01和D03对滤波电容器C01和C03进行充电。
如附图1所示，隔离变流变压器PIT的初级侧绕组N1的起点连接到开关器件Q1的集电极，而初级侧绕组N1的终点经过谐振电流检测绕组ND连接到滤波电容器Ci的正电极，该谐振电流检测绕组ND与滤波电容器Ci的正电极串联。
在次级侧隔离变流变压器PIT具有次级绕组N2或第一次级侧绕组和第三绕组N3或通过从次级绕组N2的终点绕导线形成的第二次级侧绕组。次级侧并联谐振电容器C2与通过次级绕组N2和第三绕组N3形成次级侧绕组(N2＋N3)并联。
在本例中，次级绕组N2的起点连接到次级侧接地，而次级绕组N2的终点连接到整流二极管D01的阳极。通过整流二极管D01和滤波电容器C01形成的半波整流和滤波电路将例如100伏特到140伏特的直流输出电压E01进行水平偏转。
在次级侧绕组N2的所需的位置上形成抽头，整流二极管D02的阳极连接到该抽头。通过整流二极管D02和滤波电容器C02形成的半波整流和滤波电路提供直流输出电压E02(15伏特)给信号电路。
此外，在隔离变流变压器PIT的次级侧上，通过绕制次级侧绕组N2的导线形成的第三绕组N3的终点连接到整流二极管D03的阳极。因此，通过整流二极管D03形成的半波整流电路和滤波电容器C03提供直流输出电压E03(200伏特)给视频输出电路。在本电源电路中，滤波电容器C03的负电极侧连接到滤波电容器C01的正电极侧，由此从串联的滤波电容器C01和C03中获得用于视频输出电路的直流输出电压E03。
更具体地说，为了获得用于视频输出电路的直流输出电压E03，在滤波电容器C03上产生的直流输出电压累积在在滤波电容器C01上产生的直流输出电压上；这就是说，通过将从第三绕组N3中所获得的直流输出电压叠加在从次级侧绕组N2中获得的直流输出电压E01上获得直流输出电压E03。
因此，可以使通过第三绕组N3、整流二极管D03和滤波电容器C03所形成的整流和滤波电路输出60伏特到90伏特的直流输出电压，这个电压是将直流输出电压E03(200伏特)减去直流输出电压E01(110伏特到140伏特)所得到的。
在本例中，次级侧并联谐振电容器C2与通过次级绕组N2和第三绕组N3所形成的次级侧绕组(N2＋N3)并联。因此次级侧绕组(N2＋N3)的漏电感(L2＋L3)和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成了次级侧并联谐振电路。次级侧并联谐振电路将在次级侧绕组N2和第三绕组N3中所感应的交流电压感应成谐振电压，由此在隔离变流变压器PIT的次级侧上实现了电压谐振操作。
因此，本电源电路具有将开关操作转换为在初级侧上的电压谐振型操作的并联谐振电路和在次级侧上提供电压谐振操作的并联谐振电路。在本说明书中，在初级侧和在次级侧都具有这种谐振电路的开关转换器还称为“复谐振型开关转换器”。
复谐振型开关转换器的这种结构可以实现，因为在隔离变流变压器PIT中形成了间隙G以形成所需的耦合系数的弱耦合，由此并不容易到达包饱和状态，如参考附图7所描述。例如，当在隔离变流变压器PIT中没有形成间隙G时，在回扫操作中隔离变流变压器PIT非常容易到达饱和状态并产生异常的操作。因此很难设想在次级侧上进行正确的整流操作。
还从一分支点上将直流输出电压E01输入到控制电路1中。
通过依据次级侧直流输出电压E01的电平的变化改变流经正交型控制变压器PRT的控制绕组NC的控制电流的电平，控制电路1可变地控制绕在正交型控制变压器PRT上的驱动绕组NB的电感LB。这就导致了包括在开关器件Q1的自激驱动电路中的驱动绕组NB的电感LB的串联谐振电路的谐振条件的变化。这代表改变开关器件Q1的开关频率的操作，通过这种操作实现了从隔离变流变压器PIT的次级侧输出的直流输出电压的稳定。
顺便指出，直流输出电压E03可以从一分支点输入到控制电路1以使直流输出电压稳定。
在本电源电路中在提供可变化地控制驱动绕组NB的电感LB的正交型控制变压器PRT的情况下，当改变开关器件Q1的开关频率时，切断开关器件Q1的周期TOFF固定，而接通开关器件Q1的周期TON可变化地控制。具体地说，可以认为可变地控制开关器件Q1的开关频率作为恒压控制的操作，本电源电路控制开关输出的谐振阻抗，同时，在开关的循环周期内实施开关器件Q1的PWM控制。通过单个的控制电路系统实现这种复杂控制操作。在本说明书中这种复杂的控制还称为“复式控制法”。
第三绕组N3的终点还通过串联谐振电容器C3连接到在高压产生电路4中的回扫变压器FBT的初级侧绕组N4的起点。
更具体地说，隔离变流变压器PIT的次级侧绕组(N2＋N3)和串联谐振电容器C3和回扫变压器FBT的初级侧绕组N4的串联电路都与次级侧并联谐振电容器C2彼此并联。
在这样构造的电源电路中的隔离变流变压器PIT作为复谐振型开关转换器运行，由此在次级侧并联谐振电容器C2上产生谐振脉冲电压。
从在隔离变流变压器PIT处于前向操作的正周期中所产生的正谐振脉冲电压中获得直流输出电压E03，而在隔离变流变压器PIT处于回扫操作的周期中所获得的负谐振脉冲电压经过串联谐振电容器C3输入到回扫变压器FBT的初级侧绕组N4中。
在本例中，通过串联谐振电容器C3的电容和初级侧绕组N4的电感的串联电路所形成的电流谐振电路形成在回扫变压器FBT的初级侧上。因此，具有基本正弦波形的谐振电流I4流经回扫变压器FBT的初级侧绕组N4，而在初级侧绕组N4上的电压V4也是具有基本正弦波形的谐振电压。
由交替的较长的和较短的破折线所包围的高压产生电路4是由升压变压器HVT和高压整流电路形成的。高压产生电路4使在升压变压器HVT的初级侧绕组N4中所产生谐振电压V4上升，由此产生其电平例如等于CRT的阳极电压的电平的高压。
为了获得高压，在升压变压器HVT的次级侧上以间隙绕制或层状绕制升压绕组例如NHV1。
另外在本例中，初级侧绕组N4与升压绕组NHV1反向地绕制，在升压变压器HVT的次级侧上获得按在升压绕组NHV1和初级侧绕组N4之间的匝数比(NHV1/N4)升高了的电压。
附图3A和3B示意地示出了升压变压器HVT的结构。
附图3A所示为通过对准绕组绕制的升压变压器HVT的升压绕组NHV1的实例。在本例中，初级侧绕组N4绕在低压绕组线轴LB上，而升压绕组NHV1对齐地绕在高压绕组线轴HB上。顺便指出，通过将许多单股线捆成束形成的绞合线可以用作绕在低压绕组线轴LB上的初级侧绕组N4，例如直径为30微米到60微米的细线可以用作升压绕组NHV。
因此，当通过对准绕组形成升压绕组NHV时，如附图3A所示，可以将单层的升压绕组NHV绕制在高压绕组线轴HB上。例如为将在高压绕组线轴HB上的5个升压绕组NHV1至NHV5绕在如附图9所示的升压变压器HVT中的层中，就不需要在升压绕组NHV1至NHV5之间插入中间薄膜。
附图3B所示为所谓的分段绕组(槽绕组)，其中将升压绕组NHV分成几个部分并绕在分许多区段的高压绕组线轴上。
当通过部分绕组绕制升压绕组NHV时，通过与高压线轴的内部成一体的间隔板DV形成槽S或许多绕组区段，如附图3B所示。在槽S上绕制升压绕组NHV，由此实现了在升压绕组NHV之间的绝缘。此外，在这种情况下通过将许多单股线捆成束而形成的绞合线可以用作绕在低压绕组线轴LB上的初级侧绕组N4，例如细线可以用作升压绕组NHV。
当通过部分绕组形成升压变压器HVT时，如附图3A所示，可以将高压绕组线轴HB和低压绕组线轴LB的长度减少到对准绕组的长度的1/2，由此它能够尽可能地使升压变压器HVT规模更小。
需要指出的是附图3A和3B所示仅为高压绕组线轴HB的一段；当然，在实际中在低压绕组线轴LB的相对侧上设置高压绕组线轴HB的类似部分。
此外，虽然没有示出，方块磁芯(铁磁芯)的一个磁性腿部连接到低压绕组线轴LB和高压绕组线轴HB。方块磁芯包括例如两个U形磁芯，并在一个U形磁芯的端部对着另一个U形磁芯的端部的部分中形成间隙G，通过使一个磁芯的腿部对着另一个磁芯的腿部的方式来使磁芯彼此组合在一起。
在本发明的电源电路中，在升压变压器HVT的次级侧上绕制一个升压绕组NHV1。升压绕组NHV1的终点例如通过薄膜电容器或陶瓷电容器形成的高压电容器CHV1连接到使高压整流二极管DHV1的阳极与整流二极管DHV2的阴极相连接的节点。升压绕组NHV1的终点还通过高压电容器CHV2连接到使高压整流二极管DHV3的阳极与高压整流二极管DHV4的阴极相连接的节点，该高压电容器CHV2与该节点串联。
升压绕组NHV1的起点连接到使滤波电容器COHV的负电极与滤波电容器COFV的正电极相连接的节点。使滤波电容器COHV的负电极与滤波电容器COFV的正电极相连接的节点与高压整流二极管DHV2的阳极和高压整流二极管DHV3的阴极相连接。
滤波电容器COHV的负电极和滤波电容器COFV的正电极都彼此串联连接。滤波电容器COHV的正电极连接到高压整流二极管DHV1的阴极，滤波电容器COFV的负电极连接到次级侧地端。
结果，这种连接形成了第一倍压整流电路和第二倍压整流电路，该第一倍压整流电路包括一组高压电容器CHV1、高压整流二极管DHV1和DHV2以及滤波电容器COHV，该第二倍压整流电路包括一组高压电容器CHV2、整流二极管DHV3和DHV4以及滤波电容器COFV。第一和第二倍压整流电路的输出彼此串联。通过组合第一和第二倍压整流电路作为整体所形成的整流电路的次级侧输出电压等于在滤波电容器COHV和滤波电容器COFV串联上的升压绕组NHV1的交流电压的四倍的次级侧输出电压。这就意味着通过组合第一和第二倍压整流电路作为整体所形成的整流电路形成了四倍压器全波整流电路。
下文描述四倍压器全波整流电路的操作。当在初级侧绕组N4上获得作为在升压变压器HVT的次级侧上的开关操作的结果的开关输出时，该开关输出被感应在升压绕组NHV1中。给四倍压器全波整流电路输送在升压绕组NHV1中所获得的交流电压，然后对该交流电压进行整流操作。下文描述在第一倍压整流电路点的操作，该第一倍压整流电路包括高压电容器CHV1、高压整流二极管DHV1和DHV2和滤波电容器COHV。
首先，在整流二极管DHV1切断和整流二极管DHV2接通的周期中，运行倍压整流电路以存储与谐振电容器CHV1串联的高压整流二极管DHV2所整流的电流。
在整流二极管DHV2切断和整流二极管DHV1接通的整流操作周期中，运行倍压整流电路以将高压电容器CHV1的电压加入到在升压绕组NHV1中所感应的电压上。在滤波电容器COHV上获得基本等于在升压绕组NHV1中所感应的电压的两倍的直流电压。
包括高压电容器CHV2、高压整流二极管DHV3和DHV4以及滤波电容器COFV的第二倍压整流电路以类似的方式运行，由此在滤波电容器COFV上获得基本等于升压绕组NHV1的感应电压的两倍的直流电压。
作为每个第一和第二倍压整流电路的上述操作的结果，在滤波电容器COHV和滤波电容器COFV的串联电路上获得基本等于在升压绕组NHV1中所感应的电压的4倍的次级侧直流输出电压EHV。在滤波电容器COHV和滤波电容器COFV的串联电路上获得的高压直流电压EHV用作CRT的阳极电压。
在本例中，在滤波电容器COFV上所获得的高压直流电压EFV作为聚焦电压例如输出到CRT的第四栅极。
当构造实际的电路以从高压产生电路4中获得例如30千伏特的高压直流电压EHV时，进行如下的选择隔离变流变压器PIT的次级侧绕组N2＝45T；第三绕组N3＝22T；次级侧并联谐振电容器C2＝2200PF；串联谐振电容器C3＝3900PF；升压变压器HVT的初级侧绕组N4＝28T；升压绕组NHV1＝530T；高压电容器CHV1或CHV2＝100PF；以及滤波电容器CHV或CFV＝1000PF。
附图2A至2L所示为在附图1中所示的电源电路的操作波形。附图2A至2F所示为在如下的情况下的操作波形例如交流输入电压VAC为100伏特和高压产生电路4的高压负载功率处于最大的负载功率Pomax＝60瓦(IHV＝2毫安)。附图2G至2L所示为在如下的情况下的操作波形例如高压产生电路4的高压负载功率处于最小的负载功率Pomin＝0瓦(IHV＝0毫安)。
当高压产生电路4的高压负载功率处于最大的负载功率，开关器件Q1的开关频率控制在104千赫兹，例如，开关器件Q1的实际的接通/切断周期TON/TOFF为6微秒/3微秒。
如附图2A所示，通过开关器件Q1的接通/切断操作在并联谐振电容器Cr1上所产生的谐振电压V1在开关器件Q1处于切断的周期TOFF中形成正弦脉冲波形。因此开关转换器的操作呈电压谐振型。
在本例中，在附图2B中所示的集电极电流IC流经开关器件Q1。例如，在开关器件Q1的接通的周期中，阻尼电流(负向)通过钳位二极管DD1和开关器件Q1的基极和集电极流到初级侧绕组N1。在经过在其中阻尼电流流动的阻尼周期之后，集电极电流IC从负电平急剧地上升到正电平。
作为这种操作的结果，如附图2D所示谐振电流I2流经隔离变流变压器PIT的次级侧绕组(N2＋N3)。如附图2C所示，由于整流二极管D01和D03的操作的结果，在开关器件Q1的接通周期中在次级侧并联谐振电容器C2上所示产生的电压V2具有200伏特的正电压电平，在开关器件Q1的切断周期TOFF中电压V2为具有峰值电压电平为500Vp的负谐振脉冲电压。
在次级侧并联谐振电容器C2上所产生的负谐振脉冲电压经过串联谐振电容器C3输入到升压变压器HVT的初级侧绕组N4中，该串联谐振电容器C3与初级侧绕组N4一起形成了串联谐振电路。因此，如附图2E所示，在初级侧绕组N4上所示产生的谐振电压V4形成了具有400Vp的峰值电压电平的谐振电压波形，而如附图2F所示，流经初级侧绕组N4的谐振电流I4形成了具有峰值为2Ap的谐振电流波形。
另一方面，当高压产生电路4的高压负载功率为最小负载功率(没有负载)时，将开关器件Q1的开关频率例如控制到116千赫兹，开关器件Q1的实际的接通/切断周期TON/TOFF为5微秒/3.6微秒。
在本例中，如附图2G所示，通过开关器件Q1的接通和切换操作在并联谐振电容器Cr1上所产生的谐振电压V1在开关器件Q1切断的周期TOFF中产生正弦脉冲波形。
作为这种操作的结果，如附图2J所示的谐振电流I2流经隔离变流变压器PIT的次级侧绕组(N2＋N3)。如附图2I所示在次级侧并联谐振电容器C2上产生电压V2。
将在次级侧并联谐振电容器C2上所产生的负谐振脉冲经过串联谐振电容器C3输入到升压变压器HVT的初级侧绕组N4中。因此，在初级侧绕组N4上电压V4形成如附图2K所示的谐振波形，而流经初级侧绕组N4的电流I4形成如附图2L中所示的谐振波形。
如图所示通过将在附图2A至2F中所示的操作波形与在附图2G至2L中所示的操作波形进行比较，随着高压产生电路4的高压负载功率从最大负载功率Pomax变化到最小负载功率Pomin，附图1的电源电路将开关器件Q1的开关频率从104千赫兹改变到116千赫兹。
因此，附图1的电源电路依据高压产生电路4的高压负载的变化可变化地控制初级侧开关变换器的开关频率。这意味着升压变压器HVT的交流电压周期(即在高压产生电路4中的整流二极管的开关频率)根据初级侧开关转换器的开关频率进行变化。
如图所示通过将由此所形成的附图1的电源电路与在附图9中所示的常规的电路进行比较，常规的电路使通过水平输出电路20所输出的回扫脉冲电压V11上升，然后从高压产生电路40中输送高压直流电压EHV。
另一方面，附图1的电路将在次级侧并联谐振电容器C2所产生的谐振脉冲电压V2通过串联谐振电容器C3直接输入到高压产生电路4。因此，在高压产生电路4中获得高压直流电压EHV，而不需要插入水平输出电路20以如在附图9中所示的常规电路那样将开关电源电路的直流输出电压E01转换为回扫脉冲电压。
此外，通过具有将开关操作转换成在隔离变流变压器PIT的初级侧上的电压谐振型操作的并联谐振电路和在次级侧输出电压谐振操作的并联谐振电路的复谐振型开关转换器形成电源电路。
在本例中，在附图9中所示的常规电路的电压转换效率ηDC-DC大约为85％，而在附图1中所示的通过复谐振型开关转换器所形成的电源电路的电压转换效率ηDC-DC可以提高到大约95％。因此，附图1的电源电路比常规电路更能够降低功率损失。
由于附图1的电源电路具有将升压变压器HVT的初级侧操作转换为电压谐振型操作的串联谐振电路，因此输入到升压变压器HVT的初级侧绕组N4的谐振电压V4形成如在附图2E或附图2K中所示的谐振电压波形，在升压变压器HVT的升压绕组NHV1中所感应的电压也形成了谐振电压波形。
因此，当通过高压整流二极管DHV1对感应电压进行整流时，高压整流二极管DHV1的导通角变宽，因此等效的电源阻抗降低。因此甚至在高压负载功率从0瓦变化到60瓦时也能够抑制高压直流电压EHV的电平的变化。
附图4所示为在将附图1的电源电路应用到实际的电视接收机时在从高压发生电路中输出的高压直流电压和高压负载功率之间的关系。
例如，当在60瓦的高压负载功率时高压直流电压EHV的电压电平为30千伏特时，而在0瓦的高压负载功率时高压直流电压EHV的电压电平大约为31千伏特。具体地说，甚至在高压负载功率从60瓦变化到0瓦时高压直流电压EHV的电压波动范围ΔEHV为1千伏特。因此，可以将电压波动范围降低到小于2.5千伏特的一半以下，即附图9的常规电路的电压波动范围。
因此，当根据本实施例的电源电路将高压直流电压EHV输送到CRT的阳极时，能够抑制从CRT输出的电子束的水平幅值的波动。因此，当阴极射线管屏幕的亮度较低时帧的大小不改变。因此不需要用于电视接收机的水平输出电路的放大校正电路等类似电路。
此外，升压变压器HVT的开关频率等于开关器件Q1的开关频率，并且例如不与视频信号的水平同步信号fH的周期同步。
因此，来自升压变压器HVT的漏磁通和漏电感在升压变压器HVT的升压绕组NHV1的感应电压中并不产生阻尼振荡。
因此，并不能例如在CRT屏幕上产生光栅阻尼振荡。即使如果产生了阻尼振荡，阻尼振荡电流并不叠加在水平偏转电流IDY，因为高压产生电路4和水平偏转电路彼此都独立地形成。因此电源电路具有的另一个优点是能够防止在CRT的屏幕上产生光栅阻尼振荡和屏蔽图。
此外，虽然附图9所示的常规的电路要求在回扫变压器FBT中的初级侧绕组N4的匝数为73T，但是也可以将在附图1的电源电路中的初级侧绕组N4的匝数降低到28T。此外，例如，在没有负载时的操作频率上升到大约100千赫兹。因此可以将升压变压器HVT的铁芯的横截面积降低到常规的电路的铁磁芯的横截面积的1/2。
应该指出的是依据本发明的电源电路并不限于附图1中所示的电路结构。
附图5所示为依据本发明的第二实施例的电源电路的结构。
在附图5中所示的电源电路在初级侧具有外部激励电压谐振型转换器。在该电源电路中具有例如由MOS-FET形成的开关器件Q2。开关器件Q2的漏极经过隔离变流变压器PIT的初级侧绕组N1连接到滤波电容器Ci的正电极，而开关器件Q2的源极连接到在初级侧的地端。在本例中，并联谐振电容器Cr2与开关器件Q2的漏极和源极并联。此外，钳位二极管DD2与开关器件Q2的漏极和源极并联。
通过振荡和驱动电路2驱动开关器件Q2以进行参考附图1所描述的开关操作。
具体地说，控制电路1给振荡和驱动电路2输送其电平依据直流输出电压E01的波动而变化的电压或电流。振荡和驱动电路2给开关器件Q2的栅极输送其周期依据从控制电路1输出的电平进行变化的开关驱动电压，以使从隔离变流变压器PIT的次级侧输出的直流输出电压稳定。因此，改变了开关器件Q2的开关频率。在改变开关器件Q2的开关频率过程中，振荡和驱动电路2输出所产生的开关驱动信号以使开关器件Q2的切断周期固定而它的接通周期变化，如参考附图1所描述的。
提供启动电阻Rs以在接通商用交流电源时给振荡和驱动电路2输送在整流和滤波线中所获得的启动电流。
在由此所形成的隔离变流变压器PIT的次级侧上，从第二绕组N3的终点上绕制第三绕组N5。第三绕组N5终点经过串联谐振电容器C3连接到回扫变压器FBT的初级侧绕组N4的起点。
在本例中，可以获得与附图1的电源电路的相同的效果，此外还能够使从隔离变流变压器PIT的次级侧输入到回扫变压器FBT的初级侧绕组N4的谐振电压V4的电平升高。因此，可以使由升压变压器HVT使电压升高的电平低于在附图1中所示的电源电路的升高的电平。
因此，电源电路具有能够使在升压变压器HVT的次级侧上的升压绕组NHV1的匝数降低的优点，由此使回扫变压器FBT的规模最小。
依据迄今所描述的实施例的电源电路还有其它可设想的次级侧电路结构。
附图6所示为依据迄今所描述的实施例的电源电路的另一种次级侧电路结构。
在附图6中所示的电源电路可以应用在附图1中所示的自激励电压谐振转换器或在附图5中所示的外部激励电压谐振转换器作为初级侧电路结构。与附图1中所示的相同部件以相同的参考编号表示，因此省去对它们的描述。
如附图1所示，在附图6所示的隔离变流变压器PIT的次级侧上，通过从次级侧绕组N2终点绕制导线形成第三绕组N3。在本例中，在次级侧绕组N2上形成抽头。整流二极管D06和滤波电容器C06对从该抽头中所获得的输出进行整流和滤波，由此给信号电路提供直流输出电压E02和给垂直偏转电路提供直流输出电压E06(+15伏特)。
此外，在本例中，第三绕组(第四次级侧绕组)N6的终点连接到次级侧绕组N2的起点。整流二极管D07和滤波电容器C07对从第三绕组N6中所获得的输出进行整流和滤波，由此给垂直偏转电路提供直流输出电压E07(-15伏特)。
此外，电源电路具有以与初级侧绕组N1相同的极性方向在隔离变流变压器PIT的次级侧上绕制的独立的第三绕组N7。在本例中，第三绕组N7的起点连接到在次级侧上的接地端，而第三绕组N7的终点连接到整流二极管D08的阳极。整流二极管D08和滤波电容器C08对从第三绕组N7中所获得的输出进行整流和滤波，然后三端子调节器Q3等类似的调节器使直流输出电压恒定并以恒定的电压对滤波电容器C09进行充电。由此从滤波电容器C09上获得例如用于加热器的直流输出电压C08(6.3伏特)。
应用这种结构，可以从隔离变流变压器PIT的次级侧中获得用于视频输出电路的直流输出电压E03以及垂直偏转电路的直流输出电压E06和E07(±15伏特)/7瓦以及用于加热器的直流输出电压E08(6.3伏特)/4瓦，而这些常规电路从回扫变压器FBT的初级侧中获得。
结果，由于应用到例如34英寸电视接收机中的常规电路的电压转换效率ηDC-DC大约为85％，常规电路要求给回扫变压器FBT输送24.7瓦(21瓦÷0.85)的直流输入功率以提供用于视频输出电路的直流输出电压E03(200伏特)/10瓦、用于垂直偏转电路的直流输出电压E06和E07(±15伏特)/7瓦以及用于加热器的直流输出电压E08(6.3伏特)/4瓦。
另一方面，在附图6所示的电源电路中的开关频率为复谐振型，电源电路的电压转换效率ηDC-DC增加到大约为95％。因此，当将在附图6中所示的电源电路应用到34英寸的电视接收机以从隔离变流变压器PIT的次级侧输送直流输出电压E03、E06、E07和E08时，该电源电路要求仅22.1瓦(21瓦÷0.95)的直流输入功率，因此它能够降低功率损失大约2.6瓦。
结果，在附图6中所示的电源电路与在附图9中所示的常规电路相比能够降低直流输入功率大约14瓦。
此外，形成在附图9的常规电路中的开关电源10的直流谐振型转换器的AC-DC功率转换效率ηAC-DC大约为90％，因此当直流输出电压E01、E02、E04和E05之和的最大负载功率(Pomax)为200瓦，交流输入功率变为222.2瓦。
在另一方面，在附图6中所示的电源电路改善了它的AC-DC功率转换效率ηAC-DC，因此使它能够降低交流输入功率大约18％，由此节约了能量。
虽然应用特定的方面描述了本发明的优选实施例，这些描述仅是说明的目的，因此可以理解的是在不脱离下文的权利要求的精神或范围的前提下可以作出各种改变和变型。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括开关装置，该开关装置包括中断所输入的用于输出的直流输入电压的开关器件；用于将在其初级侧的输出传输到其次级侧的隔离变流变压器，该隔离变流变压器包括绕在初级侧上的初级侧绕组和绕在次级侧上的次级侧绕组，该隔离变流变压器具有所需的耦合程度以使所说的初级侧绕组和所说的次级侧绕组彼此弱耦合；通过将初级侧并联谐振电容器与所说的隔离变流变压器的初级侧绕组并联所形成的用于将所说的开关装置的操作转换成电压谐振型操作的初级侧并联谐振电路；通过将次级侧并联谐振电容器与所说的次级侧绕组并联所形成的次级侧并联谐振电路；用于将输入到其初级侧的谐振电压发送到次级侧并由此通过从次级侧输送通过升高该谐振电压所获得的升压电压的升压变压器，该升压变压器包括绕在初级侧上的初级侧绕组和绕在次级侧上的次级侧绕组；插入在所说的隔离变流变压器的次级侧绕组和所说的升压变压器的初级侧绕组之间以将所说的升压变压器的初级侧的操作变换为谐振操作的串联谐振电容器，该串联谐振电容器将从所说的隔离变流变压器的次级侧绕组中所获得的谐振电压输入到所说的升压变压器的初级侧；以及对在所说的升压变压器的次级侧上所获得的升压电压进行整流操作由此提供高压直流电压的高压直流电压发生装置。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其中所说的隔离变流变压器的次级侧至少具有部分第一次级侧绕组和通过绕该第一次级侧绕组的导线形成的部分第二次级侧绕组；所说的次级侧并联谐振电路具有与所说的第二次级侧绕组并联的次级侧并联谐振电容器；以及所说的直流输出电压发生装置通过对从所说的第一次级侧绕组中所获得的交流电压进行半波整流操作提供第一直流输出电压并通过在第一直流输出电压上累积通过对从所说的第二次级侧绕组中所获得的交流电压进行半波整流操作所获得的直流输出电压来提供第二直流输出电压。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，其中所说的高压直流电压产生装置输出具有特定的高压电平的第一高直流电压和具有比第一高直流电压的电平更低的电压电平的第二高直流电压。
4.如权利要求1所述的开关电源电路，其中从所说的隔离变流变压器的第二次级侧绕组的终点缠绕导线形成第三次级侧绕组，所说的升压变压器的初级侧绕组经过所说的串联谐振电容器连接在第三次级侧绕组和次级侧接地端之间。
5.如权利要求1所述的开关电源电路，所说的开关电源电路包括直流输出电压产生装置，用于通过对从所说的次级侧绕组中所获得的交流电压进行整流操作提供直流输出电压，该直流输出电压产生装置包括所说的次级侧并联谐振电路；恒压控制装置，用于通过驱动所说的开关器件进行开关操作来控制恒定的电压，其中所说的开关装置的开关频率根据所说的直流输出电压的电平可变化地控制，而在开关周期内所说的开关器件的切断周期是固定的而所说的开关器件的接通周期是变化的。
6.如权利要求5所述的开关电源电路，其中所说的恒定电压控制装置包括具有检测绕组、驱动绕组和控制绕组的控制变压器；以及该检测绕组与所说的隔离变流变压器的初级侧串联，由此通过在驱动装置中所感应的所说的开关装置的输出驱动所说的开关器件以进行开关操作，而通过根据所说的直流输出电压的电平在施加到控制绕组的电压的基础上通过控制驱动装置来控制恒定的电压。
全文摘要
不输入水平偏转输出脉冲,将从形成复谐振型的开关电源电路的隔离变流变压器PIT的次级侧输出的谐振电压V2经过串联谐振电容器C3输入到回扫变压器FBT的初级侧中。然后,使具有在回扫变压器FBT的初级侧绕组N4中所产生的基本正弦波形的谐振电压V4升高,由此提供具有特定的高电压电平的高压直流电压EHV。因此,可以改善功率转换效率并降低功率损失。此外,通过在回扫变压器的次级侧上感应具有基本正弦波形的谐振电压,使整流二极管的导通角加宽,甚至在负载变化时也能够抑制高压直流电压的波动。
文档编号H02M7/10GK1332514SQ01122819
公开日2002年1月23日 申请日期2001年7月10日 优先权日2000年7月11日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社