专利名称：一种功率因数修正器的辅助电路的制作方法
技术领域：
本发明是关于一种切换式电源供应器的控制电路，尤指一种可令该切换式电源供应器内，所安装的一功率因数修正器的零电流侦测接脚及供电接脚，可在不受绕组的圈数比限制下，共用其内一电感器上的一次级绕组的辅助电路。
事实上，功率因数主要是由电流畸变与相移两个参数所构成，其中相移部分可在电力供应端进行补偿，但电流畸变就必须在电力使用端作改良。以一个可供应115V、15A交流电的电源插座为例，其上插接一在15A供电状况下可正常运作的负载，此时，若该负载上所设的电源供应器(其功率因数一般约等于0.6)，并不具有功率因数校正(Power factor Correction，简称P.F.C)的原理，则其上的有效输入电流，经过该电源供应器后，将会从15A减少至仅剩9A。据上所述可知，既始该电源插座可同时插接4台设有功率因数校正电路的电脑，以供应电源，令其正常运作，却无法保证两部不含功率因数校正电路的电脑正常运作。
这种因电流畸变，所造成的电源污染，不仅将减低电源网络的效率，令电力公司的电力控制较为困难，并且将迫使电力公司必须使用较粗的电缆来传输电力，所以，近年来，在欧洲地区陆续制订出各式规范(如EN61000-3-2)，以限制电源设备上所产生的谐波电流大小，并规定灯具及大功率电器设备，必须加装功率因数校正电路，才允许输入欧洲地区，这些规范对于以家用电器及电脑资讯产品为出口导向的我国厂商而言，将造成一定程度的冲击，因此如何技巧的将功率因数校正电路，安装在各式家用电器、电脑、监视器及电源供应器等输欧产品上，以有效改善谐波电流所造成的不良影响，成为各厂商必需面对的一个重要课题。
近年来，各式电源供应器的制造厂商，为了使其所生产的切换式电源供应器，能符合EN61000一3-2规范对电流谐波大小的要求，均在其上加装所谓的功率因数修正器(POWER FACTOR CORRECTOR，简称PFC)，该等修正器主要可分为被动式及主动式两种，其中主动式的功率因数修正器，以升压型(Booster)最为常用，这种升压型的功率因数修正器又可分为定频的连续导通(CONTINUOUS CONDUCTION MODE，简称CCM)及变频的边界模式(BOUNDARY MODE)，定频模式的控制器是标榜流经开关的峰值电流较小，即导通损失较小，但是其切换损失较大，EMI也较差，其中UNITRODE公司所生产的的编号为UC3854的集成电路(IC)为典型代表，其脚位较多(16Pin)，所以应用方式也比较复杂。变频模式的控制器是标榜零电流切换，即切换损失较小，但其导通损失较大，开关所需承受的峰值电流也较大，其中以SGS Thomson公司所生产的编号为L6561的的集成电路及MOTOROLA公司所生产的编号为MC33262的集成电路为典型代表，其脚位较少(8Pin)，应用方式较为简单，然而，在开关的选择上，要特别注意RDSon参数，因该参数值越小，损失也就越低。
一般而言，切换式电源供应器的的运作原理，主要是藉调整开关切换的责任周期，调整能量的储放，以供应输出电源，所以，所谓的主动式功因修正主要是藉在调整开关切换的责任周期时，不仅令其输入能量符合输出需求，并令输入电流的形状近似于电源的正弦波(Sin)。由于功率因数修正器的操作架构，是在零电流的条件下启动电子开关，因此，其上必须具有零电流侦测电路(Zero Current Detector，简称ZCD)，
图1所示即为一设有功率因数修正器20的电源供应器10，其操作波形如图2所示，其工作原理是在当其上的一升压型(Booster)转换器内的一电感器30的放电电流降为零时，储能电感与杂散电容将产生谐振，该电感器30的次级绕组31的电压Vns会产生由高变低的负缘波形。以安装有SGS Thomson公司编号为L6561的集成电路的功率因数修正器20为例，并参阅图1所示，当其上零电流侦测接脚ZCD侦测到电压VZCD降低至临界电压Vth时，将触发该L6561集成电路内功率因数修正器的比较器，产生一控制讯号，令MOSFET开关40开始导通，此即为零电流启动的原理，而在下次导通前，该接脚ZCD所侦测到的电压VZCD必须高过临界电压Vth，来执行重置(Reset)动作，因此，该储能电感上与该电流侦测接脚ZCD相连接的绕组(在本发明中称之为零电流侦测绕组)的圈数比(n)必须符合以下要求n≤V0-Vin,rms(max)Vth---(1)]]>此时，若该电源供应器的规格，是输入电压Vin在90～264V范围内，且输出电压Vo为400V时，该零电流侦测绕组的圈数比，必须小于12.7∶1，若该次级侧绕组31的圈数比是设计在20∶1，将导致输入电压Vin在的264V时，发生控制电路工作不连续，而产生异常现象，其原因即为当输入电压Vin为峰值时，该接脚ZCD上的电压VZCD未能高过临界电压Vth，导致无法执行重置动作，而发生上述异常现象，其波形如图3所示。所以，传统上，该次级侧绕组31必须针对作为电流侦测或供电之用，而被分开设计为一零电流侦测绕组311及—供电绕组312，参阅图4(a)所示，此举不仅增加了线路的复杂度及制造成本，并且进一步增加了电源供应器的体积。此外，另有设计者为使该功率因数修正器20的零电流侦测接脚ZCD及供电接脚Vcc能共用单一的次级侧绕组31，于是根据该零电流侦测接脚ZCD的需求，设计次级侧绕组31的圈数比，令其可直接连接至该零电流侦测接脚ZCD，然而此时，由于该次级侧绕组31经整流滤波的电压，会超出该功率因数修正器20的供电接脚Vcc所需的电压，所以需增设一额外的线性稳压电路32，参阅图4(b)所示，对其进行降压，来获得较低的供电电压，因此这种作法并未能有效简化线路的复杂度及制造成本。
本发明的一个目的，是在该功率因数修正器的零电流侦测脚及供电接脚，可共用该次级侧绕组，而无需额外增设—零电流侦测绕组，故可在不牺牲功率的前提下，有效降低线路的复杂度及制造成本，并进一步缩小电源供应器的体积。
本发明的另一个目的，是在该功率因数修正器的零电流侦测接脚及供电接脚，可在不受绕组的圈数比限制下，共用该次级侧绕组，大幅提升该控制电路的稳定性。
本发明是一种具有自我供电及零电流侦测原理的功率因数修正器的辅助电路，其特征在于包含一转换器，该转换器内包含一初级绕组、一次级绕组及其它线路与零件；一供电电路，该供电电路内包含一滤波电容，该滤波电容连接至次级绕组的一侧；一零电流侦测电路，该零电流侦测电路内至少包含两个电阻，各电阻的一端分别连接至滤波电容的正端及负端；一功率因数修正器，该功率因数修正器上的零电流侦测接脚与零电流侦测电路相连接，其上的供电接脚与供电电路相连接，其余接脚按其用途，分别与转换器内的其它线路与零件相连接；一切换开关，该切换开关分别与功率因数修正器上的接脚及初级绕组相连接，按照该接脚传来的触发讯号，进行切换。
所述的功率因数修正器可为边界模式的功率因数修正器。
所述的滤波电容的负端连接至次级绕组，其正端是透过供电电路连接至供电接脚。
所述的辅助电路，其中各电阻的另一端连接至零电流侦测接脚。
所述的辅助电路，其中连接至滤波电容负端的电阻值，小于连接至该滤波电容正端的电阻值。
由于在该功率因数修正器的零电流侦测脚及供电接脚，可共用该次级侧绕组，而无需额外增设—零电流侦测绕组，故可在不牺牲功率的前提下，有效降低线路的复杂度及制造成本，并进一步缩小电源供应器的体积。
由于该功率因数修正器的零电流侦测接脚及供电接脚，可在不受绕组的圈数比限制下共用该次级侧绕组，故可以大幅提升该控制电路的稳定性。
乘法器 22 比较器 23RS开关 24 功率因数修正器 25电感器 70 电源供应器 50次级侧绕组 71 滤波电容C1电阻R1、R2零电流侦测接脚 ZCD供电接脚Vcc MOSFET开关 80供电电路81 零电流侦测电路 82
SGS-Thomson公司所生产的编号为L6561的集成电路，是适应于小功率需求而设计制造的一种功率因数修正器，该修正器仅具有8支接脚(Pin)，一般适用在100至500瓦的工作环境下，其设计及应用是以简单方便著称，且本身必需是操作在临界(critical)电流模式，该修正器内部设有输出过电压保护、低起动电流及工作电流的设计，而内部的启动振荡器可在该修正器被启动时，产生闸极驱动讯号。
在本发明中，参阅图5所示，当该修正器20被应用于一切换式电源供应器时，该修正器20上的第1接脚，是用以接收由一升压型(Boost)转换器分压的电压INV，并将其导入至其内部的一误差放大器21(Error Amplifier，简称E/A)，该误差放大器21与—内部直流参考讯号相减，并对其进行滤波后，产生一误差讯号，该误差讯号的频宽，在设计上远低于电源整流讯号，在电源一周期变动内可视为直流，接着，该修正器20内的一乘法器22(Multiplier)，再将该误差讯号，与其上第3接脚从桥式整流器所导入的电源整流讯号MULT进行乘法运算，其结果可作为电感电流峰值的参考讯号，该修正器20内的一比较器23，再将该参考讯号与其上第4接脚所检知的电感电流CS进行比较，若该电感电流CS的峰值已达该参考讯号，则该比较器23将输出一脉冲(pulse)至一RS开关(Latch)24，令该RS开关24关闭。
该RS开关24关闭后，电感电流即呈线性下降，直到该修正器20上的零电流侦测接脚ZCD侦测到一零电流讯号，即侦测到电感电流降到零时，该修正器20内的一功率因数修正器25，将输出一脉冲至该RS开关24，令其重新导通，此时，若假设切换频率远大于电源频率，在一周期内电源可视为定值，则电感电流将呈线性上升，如此，即完成一周期的切换。由其控制结果可知，该修正器20很明显地将令该升压型转换器的控制电路操作在变频边界模式，即在连续导通模式(CONTINUOUS CONDUCTIONMODE，简称CCM)及不连接导通模式(DISCONTINUOUS CONDUCTIONMODE，简称DCM)的边界，参阅图6所示，由于，在变频边界模式的升压型转换器的控制电路中，每个周期的平均电流是该周期峰值电流的1/2，而峰值电流ILPK所参考的讯号是电源整流讯号与直流误差讯号相乘的结果，所以其波形与电流整流讯号相同，因此，峰值电流连接而形成的波形，将与电源整流波形相同，电感电流的平均波形，也会极近似于电源整流波形，进而达到功率因数修正的目的。
本发明为令切换式电源供应器内所安装的功率因数修正器可以共用同一绕组(次级侧绕组)，以分别获取零电流侦测讯号及供电，特在此切换式电源供应器50内，参阅图7所示，安装一SGS-THomson公司所生产的编号为L6561的功率因数修正器60，该修正器60的各接脚是按其用途，分别与该切换式电源供应器50内的控制线路相连接，其对该切换式电源供应器50内的转换器完成功率因数修正的目的。在本发明中，由于该转换器内的一电感器70的次级侧绕组71上的电压，包含有市电60Hz的振幅，故该次级侧绕组71的圈数比必须符合前述公式(1)的限制，这是因为负责供电的供电电路81内的整流滤波电容C1的正端VCAP(+)，参阅图5、7所示，不含市电60Hz的振幅，若从该滤波电容C1的正端VCAP(+)串联一个电阻R2，连接到该修正器60的零电流侦测接脚ZCD，虽可消除市电60Hz振幅的影响，但在较高的输入电压Vin时，零电流侦测接脚ZCD上的下降负缘电压VZCD，即无法低于1.6V，参阅图8所示，导致无法触发该修正器60内的功率因数修正器25，以产生可令MOSFET开关80导通的控制讯号，因此，单纯从该滤波电容C1的正端VCAP(+)，串联电阻R2至修正器60的零电流侦测接脚ZCD的作法，显然不可行。
为解决这一问题，本发明增加了另一电阻R1，将其串联在该滤波电容C1的负端VCAP(-)与该次级绕组71相连接的线路上，参阅图9所示，与该电阻R2形成一零电流侦测电路82。此时，该修正器60的零电流侦测接脚ZCD的端电压，会受其内部上下箝位电路的限制，并且没有市电60Hz的影响，因此可不受公式(1)的限制，使得修正器60的零电流侦测接脚ZCD及供电接脚Vcc可分别透过该零电流侦测电路82及供电电路81，共用该次级侧绕组71，其测试波形如图10所示，该另一电阻R1与其端末的杂散电容，会造成时间延迟，所以该电阻R1的电阻值越小越好，而其最小值是限制在允许流入或流出零电流侦测接脚ZCD的电流，不超过±3mA的范围内，因此，若其电阻值为10K欧姆时，最大电流不可超过1.8mA。另外，在本发明中，由于该电阻R2是用来提升电压的，故其电阻值较大比较好。因此，该修正器60的供电接脚Vcc所获得的供电电压(Vcc)，可依下列公式计算出VCC=V0n-2×VF---(2)]]>以输出电压Vo＝400V、次级侧绕组比n＝22、次级侧电容C2的电压VF＝0.4V为例，由公式(2)计算出Vcc等于17.4V，小于1 8V，符合该L6561功率因数修正器60的规格限制，其启动波形如图11所示，其中显示实测值为17.3V。在本发明中，当该零电流侦测电路82及供电电路81发生过电压时，该L6561功率因数修正器60的供电接脚Vcc也会发生过电压的现象，故可于供电接脚Vcc端串联一个10欧姆的电阻R3，以限制供电电压，防止发生过电压的情况。
据上所述，本发明可由具体的实验数据证实，该切换电源供应器50内所安装的功率因数修正器60的零电流侦测接脚ZCD及供电接脚Vcc，可在不受绕组的圈数比限制下，分别透过零电流侦测电路82中的两个电阻R1、R2及供电电路81，共用次级侧绕组71，无需额外增设零电流侦测绕组，可以有效地降低线路的复杂度及制造成本，并进一步缩小电源供应器的体积。
以上所述，仅为本发明的较佳的具体实施方式
，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人，在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，均应涵盖在本发明的保护范围内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。
权利要求
1.一种功率因数修正器的辅助电路，其特征在于包含一转换器，该转换器内包含一初级绕组、一次级绕组及其它线路与零件；一供电电路，该供电电路内包含一滤波电容，该滤波电容连接至次级绕组的一侧；一零电流侦测电路，该零电流侦测电路内至少包含两个电阻，各电阻的一端分别连接至滤波电容的正端及负端；一功率因数修正器，该功率因数修正器上的零电流侦测接脚与零电流侦测电路相连接，其上的一个供电接脚与供电电路相连接，其余接脚按其用途，分别与转换器内的其它线路与零件相连接；一切换开关，该切换开关分别与功率因数修正器上的一个接脚及初级绕组相连接，按照该接脚传来的触发讯号，进行切换。
2.如权利要求1所述的辅助电路，其特征在于该功率因数修正器可为边界模式的功率因数修正器。
3.如权利要求1所述的辅助电路，其特征在于该滤波电容的负端连接至次级绕组，其正端透过供电电路连接至供电接脚。
4.如权利要求1所述的辅助电路，其特征在于各电阻的另一端连接至零电流侦测接脚。
5.如权利要求1所述的辅助电路，其特征在于连接至滤波电容负端的电阻值，小于连接至该滤波电容正端的电阻值。
全文摘要
本发明是有关一种功率因数修正器的辅助电路，该辅助电路设在一切换式电源供应器内，以令其上的一电感器的次级绕组侧所连接的一滤波电容的正负端，可分别藉一电阻，串联至一功率因数修正器的零电流侦测接脚，并令该功率因数修正器的供电接脚透过供电电路共用该次级侧绕组，如此，该功率因数修正器的零电流侦测接脚及供电接脚，即可在不受绕组的圈数比限制下，利用单一的次级侧绕组，进行电流检测及供电，不仅可有效降低线路的复杂度及制造成本，并可缩小切换式电源供应器的体积。
文档编号H02M1/12GK1476154SQ0212868
公开日2004年2月18日 申请日期2002年8月12日 优先权日2002年8月12日
发明者陈璟全, 陈 全 申请人:天网电子股份有限公司