具电压调整共振转换器及驱动可变负载方法

专利名称：具电压调整共振转换器及驱动可变负载方法
发明领域本发明与具调整输出电压以控制驱动可变欧姆-电容或欧姆-电感负载的一切换式电源供应器有关，其包含一共振电路、一电能-机械能转换器、一开关以及一控制装置。
先前技术背景具有或不具一共振电路的切换功率放大器大部分在没有电感应式电磁装置下是无法运作的。为了得到一低损失的切换操作，这样的电路可能只操作于某一最大频率之下而且只具有共振的电感应装置或宽频带的转换器或电感(线圈)。这些组件都是占有一定体积而且会对整个装置造成显著的成本负担。
例如，以一自激发或个别激发的半桥式电路来说，该电路以双极晶体管、反向二极管、串行的共振电路以及电感应式基极反馈来操作。这样的一个半桥式电路的具体实施例以揭露于下列的文献(1)S.Lowbridge，M.Maytum，K.Rugers的“Electronic Ballasts forFluorescent Lamps Using BUL 770/791 Transistor”(TexasInstruments，1992)。这里所使用的负载电路很明显的以电感应式来具体化，藉以使在不同负载情况下的低损失切换能够实现。这样的电路通常也被归类为D类放大器。即使是使用次要免电荷(minority-charge-free)MOS(金属氧化物半导体)晶体管，其仍具有电容式扫描损失(capacitive sweep-out losses)的缺点，因为该切换功率放大器必须切换于电压下，除非一输出端的共振扼流圈当开关打开时让个别开关的电压上升到大约零电压。因此，藉由使跨接一功率半导体的一电压在切换时、切换操作期间或之前维持零电压的零电压切换(ZVS)可以藉由在负载电路上一足够大的(共振)电感而达成。
除此之外，也有归类为E类、只具单一开关且高效率的射频(RF)放大器。有关这样的电路的具体实施例已被揭露于下列的文献(2)N.O.Sokal，A.D.Sokal，“Class E-A New Class of HighEfficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers”(IEEE，Journal of Solid-State Circuits，Vol.SC-10，No.3，June 1975)。这样的放大器已广泛地使用于传送放大器并且以一外部产生的时脉操作于一最佳激活时间点。所述的激活时间大部分约在半个持续周期(D＝0.5对应到最佳值)。这里所述的D表示相对的(与一持续周期有关的)激活时间。这个电路在负载电路中也需要一共振电感，但在并联一足够大的电容的情况下达成零电压切换(ZVS)。藉此，一半桥式电路中，所述用于该切换的并联电容将尽可能地选择较小的电容，以为了简便地共振电感达成零电压切换。这个电容在所提到的E类电路中将选择成尽可能大的电容，以为了使跨接该切换的最大电压在切换关闭期间尽可能地维持在极小值。然而，假如选择太大的电容时，该电压不再回到零电压，因而造成不允许的激活损失发生。
当使用高频率压电式变压器或其它具一电能机械能转换的能量转换器时，任意的转换比例可能得以实现，不过这些装置大部分都不提供显著的电感输入行为。这样的电能机械能转换器大部分也是非常载频带的而且相对于其它的振动型态仅能转换正弦曲线的震动。因而一硬式切换转换器架构较少适合用于这样的操作。因此，共振操作最好也是需要选择一共振转换器的架构。因为电容输入与输出行为基本上是由一压电材料所决定，这样一个转换器可能只取代传统的电感或变压器，尤其是当处在一想要的电感负载电路的运作状态下，可以看见额外具有电感型态的负载。在半桥式电路中，这样的电感式负载电路运作状态是需要的，以为了保持于最低切换损失的状态。对于最简单的方法来说，一额外的但微小的传统电稿值可能会加入负载电路中。假如激活损失由于相对应地低输入电压程度(例如，小到24V的电压)而变得够小，电磁转换器在半桥中的电容运作状态也许是可以接受的。
最后，同样在共振情况下利用压电变压器进行切换也可以设计，因而使切换损失得以最小化，尤其是当压电变压器相对较大的输入电容的一重新充电时间通过站态的关掉两个开关而准确地连接到所需要的控制时间时。然而，这样的情况下需要一准确且可调整的高端与低端驱动电路，且该驱动电路大都包含一集成电路。这样电路的一个具体实施例以揭露于下列的文献(3)R.L.Lin，F.C.Lee，E.M.Baker，D.Y.Chen，“Inductor-less Piezoelectric TransformerElectronics Ballast for Linear Flourscent Lamps”APEC2001，Anaheim，CA，USA，Porceedings，Vol.2，pp.664-669。
在根据文献(2)所述的一E类的共振电路，一压电变压器的显著电容输入操作状态是有用的，尤其是输入电容的量值能够采取到一电性上需要的数值，因此不会是寄生电容数值，如同在半桥电路或其它电感运作的负载电路操作的情况一样。这样的具有一压电变压器的E类电路已揭露于文献(4)EP 0 665 600 B1。
然而，这样的电路通常不用于大输入电压、小电压输出的线性电压应用，而是用于小电压到大电压的放大变压转换。这样小输入电压之前主要是因为缺少快速动态切换、高阻抗功率切换而受限制，然而现在已可以藉由低成本的方式来制造，例如高达1700V的电场截止绝缘栅双极晶体管(IGBT)或高达800V的高压晶体管(cool MOS)。
在小电压的应用中，根据文献(4)与文献(2)的一个E类电路大部分都应用于相对的激活时间为D＝0.5的最佳操作下。在大部分的情况下，这样一个电路在放大变压器的例子中需要一额外输入端的平行电容，以防止压电变压器的输入电容不够大。这个例子并不适用于降压的情况中，因为在降压的某些实施例中，压电变压器的输入电容可能会过大。
除此之外，也有具压电变压器的单一晶体管电路，该电路需要一共振电感，该电感通常无法或无法专门地平顺地操作，因而需要搭配通过适当的磁性材料与编结导线的选择来适应于一50到200kHz的高频。这样的装置的一个具体的实施例已揭露于文献(5)US-6,052,300。除此之外，一输入端的平顺扼流圈，如相对于没有运作于输入端的平顺共振电感，避免了在一输入或一平顺电容上，高频电流振动的直接影响，以使得一输入端的平顺扼流圈(亦即下列内容中所述的扼流圈电感)相较于其它电感的排列方式更佳。
藉由具压电转换器电路的控制，锁相回路(PLL)为一典型的频率切换方式。在文献(6)US-5,855,968，由于一个调整介于输出电压与根据文献(4)电路的驱动器信号间的相位偏移的可能性是需要的，因而具简单震荡器/驱动器IC的一PLL电路因而得以实现。这样的E类放大器的调整电路特别适合用于具放大变压器性质的压电变压器，因为在变压器输出端的最大电压表示相同时间下额定电压最显著点。由于在放大变压器中的低电流特性，输出电压的频率特性将几乎对应开路状态下的频率特性，因此，在开路与额定负载间的转换比例甚少改变。在文献(6)中，随后一锁相回路随着在输入与输出电压间的排程而产生，因而使得一最大输出电压总是总是于正交相位位置(即90度左右的位置)调整时发生。这同时也应用于其它具有强烈的电压放大的变压器架构，例如用于半桥式电路。而对于降压电路的应用中，可以看出输出电压传送特性的稳定性，因为第二阶段的电流特性清楚地影响电压传送比例。在这样的例子中，这样的功率放大器当调整电压间的相位时，一非常不精确固定的额电点将可能发生。当使用最大输出电流与一输入值间的相位偏移作为调整的基础时，想要的额定功率(额定电压)将很难透过负载(在额定电压下的额定电流)与独立于架构之外的压电变压器的分散而加以调整。因此，这样的调整必须发生于某一输出电流的额定值，而该额定值并不一定是最大的转换电流。为了解决根据这个原则所产生的一PLL调整的缺点，一基本解决方法已揭露于前述的文献(3)中。为了调整在文献(3)中的电路，必须使用一非常精确的调整电路，该调整电路需要每一组件的一特定额定调整值，以达成想要得到的额定点。否则输出电流值以大量的过处理程序便足以取样。藉由取样半桥式电路中输出电压与输出电流不相交时而获得的相位调整值再一次因为压电变压器的输入的再充电时间的分散而失去准确，因此输出电流的振幅评估在这里是需要的，以用来调整该额定点。
当具有可变负载的一电流供应器调整时，已知的方法中只是改变微小的频率位置边际，尤其是当使用如文献(2)中所述的E类转换器时，如同而从下列文献(7)所述R.Redl，B.MolnarDesign of1.5MHz Regulated DC/DC Power Converter，in PCI/MOTOR-CONSeptember 1983，Proceedings，pp.74-87。一强烈的负载增加尤其是可以不再反应到频率改变与输出电压提升。藉由这样，一消费者将面临太多的限制。而E类放大器的脉冲操作可能会是一个可行的解决方案。不过这样的解决方式可是会使需要具有平顺电压且尽可能希望消除链波的输出造成很大的挑战。除此之外，相对于调整输出提升，透过放大器不断的关闭所发展的额外的干扰可能使得整体电路上需要付出额外的滤波努力。为了这个理由，具有传统的E类架构的线性化的电流供应器还不能够得到认可，因为其相较于应用于调整与传送状态调整的半桥式电路或多数广泛应用的反驰式转换器架构都是比较次等的选择。此外，他们多数需要负载电路的电流解除连接，因而随着两个扼流圈可能需要另一个输出变压器。
不过，假如一压电变压器加入根据文献(6)中所述的负载电路时，使输出电压维持在某一频率改变的程度下的可能性便可增加。但在文献(6)中虽然具有一辅助的负载电路用来产生所需要的相位控制信号，来确保一基本的负载，但该电路并没有电流的解除连接要求的达成。因此，根据文献(6)这样的架构只适用于某些具有调整、电流解除连结输出电压的电流供应器。此外，因为在文献(6)的例子中并没有输出整流器的出现。只有该变压器输出的AC电压会被转回，因此额外的DC电压控制是需要的。另一方面，输出整流器的流过电压可能无法被视为是一定值，而是可能会与温度相关。除此之外，流经的电压也可能是负载改变的一个变量之一。因此，一电流分流器是需要的，例如，利用光连结的分流器。假如信号以一电流分流的操作方式回馈到整流过的输出电压，这个信号结果也可能额外需要频率的调整。不过，这样的情况可能只会发生于某些文献(6)中所保留的电路中，因为锁相回路只可能透过输出电压的尖峰值整流而与工作周期平均一半的延迟时间有反应。藉在负载上快速地周期改变，这也同时需要忍受不稳定性与调整震荡特性的风险。因此，如文献(6)所述的电路不适合用于精确的调整DC电压供应器，尽管其具有简化的电流分流器。尤其是，当相位连结离开时，通常会具有输出电压崩溃的危险。
根据文献(10)(″A Very Simple DC/DC Converter UsingPiezoelectric Transformer″，M.J.Prieto et al.，IEEE，2001，pp.1755 to 1760)，具有压电变压器的电流供应器以被用于半桥式的架构中。尽管切换到压电变压器输出侧的额外的共振电感具有微小架构尺寸，但这个电感值仍可以引发额外的效果，尤其是当该电感是设计来应用于高频率的情况时。这样的具体实施例表现了具有压电变压器的半桥式电路用于线性电路控制上的缺点。一高压驱动IC以及两个快速切换器(晶体管)是需要的。因此，这样的调整可能只发生于输出电压的侦测。这样的输入电压可能因为在任何情况下都为了要符合ZVS条件而受限制。为了这个理由，必须在输出端选择一极大值的充电电容，以获得用于共振扼流圈与压电变压器的微小装置，其中，该输入电压可变将尽可能维持在很小的情况下。对于较大范围的输入电压，例如85V到260V时，上述的解决方案便开始不切实际，因为大量的能量将被储存于输入端的共振扼流圈，因而使得组件的缩小化不再容易达成。
因此，本发明的目的在于提供一具有电压调整的共振转换器，同时也提供一种有效驱动可变负载的方法。
发明说明本发明的目的得透过如权利要求1所述的一种用以驱动可变负载的共振转换器以及如权利要求21所述的一种用以驱动可变负载的方法来达成。
本发明的基础是，利用一开关可将一电压讯号切换至压电变压器的方式，即可将驱动可变负载之压电变压器应用在降压转换一额定负载操作的情形中，该压电变压器的切换频率是根据一开关电流与一负载电流间的相位偏移而加以控制。
藉由本发明，本发明定义了切换功率供应器或震荡器，其基本架构为类似一种具有压电变压器之E类放大器，然相较于其最佳操作模式则向下偏移了D＝0.5，因此在激活时间中，该开关电流只会增加；其中D一般是在0.20至0.45的范围中，且一开关电压的最大值可被限制约为输入电压的三倍；此处将D视为该开关电流的正电流曲线的相对激活时间，此外，在所有操作情形中，藉由例如一个与该开关反向并联之二极管即可产生负开关电流曲线，藉以在所有时间中确保零电压切换(zero voltage switching，ZVS)。
从文献(8)(EP 0 681 759 B1)以及文献(9)(L.R.Nerone，“Novel Self-Oscillating Class E Ballast for CompactFluorescent Lamps”，IEEE Trans.on Power Electronics，Vol.16，No.2，March 2001，pp.175-183)中即可得知在线性电压应用中的开关电压敏感限制方式；因此，即可供应约80至160伏特、或160至260伏特之经整流的线性电压至E类放大器的输入，而不会超过该开关个别容许的电压最大值(例如对120V之交流电压而言为600V，对240V之交流电压而言是1200V)。此外，可以将一压电变压器输入侧直接并联连接至负责降压转换该负载并确保回复该开关电压为零的开关，该开关电压之回复系藉由其电容性输入行为而跨过一定义负载或输入电压范围。
为了在此一电路中无须增设其它的反应负载电路组件，系将该压电变压器的一电压转换比率选择为与负载阻抗相配，并选择该压电变压器的输入容量可以储存共振方式所需的反应功率比例，因此不会发生超过开关电压或是电压回复为零的情形；相对于文献(4)所揭露之电路，其所示之该开关外部容量变得不必要，这是因为可以选择该压电变压器的输入容量大至足以使用于线性电压应用中，反之在小电压应用中藉由压电变压器亦可将其值变小而可能太小。
此外，相较于半桥式电路而言，本发明电路仅需线性电压应用之一低侧驱动器而因此具有合理之控制效应；藉此简化了对整体电路的控制效应并可与硬切换DC/DC转换器(反激或升压装置)的控制效应相互比拟。
更甚者，该开关仅于短时间内反转操作，且相较于电流源效应，其系以一低损失方式操作，特别是在使用MOS晶体管时，以及甚至是在频率高达100kHz使用具一反转二极管之IGBTs时。
相较于文献(10)，此一架构一方面亦可藉由储存在输入扼流圈中的足够能量而于小输入电压时提供负载足够的功率，然而此能量并不会重新共振储存，因此尽管其具有相对较大的电感值，然输入扼流圈仍可维持为小且低损失；同时，其负责文献(10)中所示之电路中的共振扼流圈所需达成的所有RF滤波性质。此外，与文献(10)不同的是，本发明使用具有小输入容量之压电变压器，藉以同样具有小输入电压及/或较大负载，可于所有情形中藉由共振放电输入容量的压电变压器的共振电路中之电流运算亦可达成ZVS。该输入扼流圈可以被选择为小至足以藉由在关闭期间减少输入电流以辅助此一效应，若使该压电变压器的输入容量明显小于文献(10)所示之电路，则连接于其上游之共振扼流圈则必须较大，因此，在本发明之情形中不会发生额外的损失或是需额外增加共振扼流圈的体积。
本发明在某些边界内可以利用低损失方式来驱动可变负载，并具有高频率之控制效应，其中仅有最小量的电路会超过该频率，包括例如开关(MOSFET或具一反转二极管之IGBT)、一输入直接电流扼流圈(扼流圈电感)与一电能机械能转换器(压电变压器)；在此，可使用具有特定输入电压变化之整流线性电压以及固定输入DC电压，由于电能机械能转换器的高性能，该转换器(共振转换器)产生几乎为正弦曲线的输出电压，藉其可将下游之欧姆负载的顶点因子有效维持为低点；在具平衡整流之电流源操作中，正弦曲线之输出电压可使阀具有均匀应力，这在传统电路中(例如在文献(2)所揭露的电路中)则仅可能发生于高负载电路特性中，其再次承受一解耦容量与一开关并联容量的较高电流密度应力，在此方式中所使用的电路是以整体低损失方式运作，且实质上可使用之最大频率仅受限于该开关的动态损失；电场截止IGBT因其尾时(tail time)较短且关闭负载较低，因而非常适用于此一应用中。
因此，在本发明中结合了较便宜的装置而使其符合将整流线性电压降压转换为电流源或充电器之小电压所需的技术要求；同时，电能机械能转换器(压电变压器)亦符合在一无负载状态中升压转换之需求，而可实现较便宜的无负载状态指针(例如经由白热放电(glowdischarge)方式)。在白热放电状态中，这样的灯代表非常高的电阻，当电压因应力而崩溃时，便再也不能观察到白热放电现象。
此外，利用一负载电流与一开关电流之间的负载相关相位偏移即可调整此一额定负载点，使其可经由锁相循环(phase-locked loop，PLL)而加以调变；藉由压电变压器之有效频宽，即可使用一种简单的集成控制电路，在此，由于相位偏移的相关参数已小至足以经由该相位偏移之一目标值调整来单独地粗略调整输出功率，因此对于工作点之调整而言，已不需要输入或输出电压之侦测；其次，由于负载改变时，转换比率亦随之改变，因而不须再基于近似功率调整之故而取样输出电流值，即可将额定功率精确映像至该开关与该负载电流的电流零交叉点的相位偏移；对于输出电压之调变而言，可以利用输出电压的回复讯号来更精确调整工作点，并因而达成精确调变且不会产生任何不稳定性。输出电压讯号仅用于在可允许的边界内、以及藉由可允许的速度来改变该开关与负载电流间的相位偏移，以调整所需的输出电压；藉此，经由开关与负载电流的相位偏移之快速强健调变(robustregulation)即可立即平衡电位输入电压或负载变化，而不会强烈改变转换器的能量内容而致使不稳定性产生。接着，经由具有一定义之时间常数的讯号而产生输出电压调变，其改变了相位偏移的目标值；藉此，所进行之调变即可大幅度的转向于所使用架构之稳定性准则，M.Radecker已将其设定于文献“Effiziente Berechnung undEntwicklung energieübertragender Systeme”(“Efficientcalculation and development of energy-transferringsystems”)，Technische Universitt Chemnitz(TechnicalUniversity Chemnitz)，Dissertation(doctoral thesis)，May12，2000，part I，chapter 2.4 and part II，chapter 3.3.3(可见于Leistungelektronik(power electronics)或Elektrotechnik(electrical engineering)www.dissertation.de中)。
图标简单说明本发明将藉由所伴随的参考图式进一步说明本发明之较佳实施例，其中

图1为一简单方块电路图，用以说明本发明之共振转换器的主要架构；图2为共振转换器电路图，其中并未标示出用于控制开关的切换频率的控制装置；图3为图2所示之共振转换器的详细电路图；图3A为压电变压器在低负载操作与负载操作时的频率相关电压转换函数；图4说明开关电流IS与负载电流IL的定性特性曲线；图5与图5A分别说明相位角ΦLT与频率之关系曲线以及频率相关电压转换函数与输出负载及输入电压之关系曲线；图6说明了在一固定电压时的相位角ΦLT与输入电压Uin关系图；图7说明了根据本发明另一较佳实施例之用以驱动可变负载的电路；图7A说明如图7所示之电路的修饰类型；图8说明了根据本发明另一实施例之控制电路；以及图9说明了一具有负载电路之电流源的二级侧整流器实施例。
具体实施方式图1表示根据本发明的一共振转换器的简单图标说明，其中，该共振转换器包含一来源101，一开关103、一压电变压器105、一可变负载107以及一控制装置109。该来源101所提供的一电压或一电流透过该开关103在一切换频率时进行切换，藉以一输入信号得已出现在该压电变压器105，并且随即转换成具有一频率的一输出信号，其中该频率与该开关103的切换频率相关。这个输出信号用来驱动该负载107，其中该负载107的负载特性是随时可变的。用以切换该开关103的该切换频率是透过该控制装置109所控制，且其控制是根据介于流经该开关103电流与流经该负载107电流间的一相位偏移。所述的相位偏移可以进一步从几个信号来决定，例如，从进出该压电变压器105前后与进出该开关107前后分流出来的信号中来决定。
图2表示一共振转换器的一具体实施例，其中前述用以控制该切换频率的控制装置没有表示于图中。该来源101连接到一输入扼流圈(choke)201的一第一端点2011。而该输入扼流圈201的一第二端点2013连接到该开关103的一第一输入1031。该开关103的该第一输入1031连接到该压电变压器的一输入栅1052的一第一端点1051。该来源101更连接该开关103的一第二输入1033，而该第二输入1033则进一步连接到该压电变压器105的该输入栅1052的一第二端点1053。该可变负载107连接到介于该压电变压器的一输出栅1056的一第一端点1055与该输出栅1056的一第二端点。该开关103更包含一控制输入1035，接收一控制信号，以控制该开关103的切换频率。在下面的内容中，如图2所示的共振转换器的功能将更进一步详细说明。
该来源101可能是一DC电压源，用以提供一近乎稳定或锯齿型的直流信号进入该输入扼流圈201。该开关103以一相对的激活时间D与一操作频率f来操作，因而使得该变压器105的共振得以产生，而且一输出信号，例如一电压，得以驱动该可变负载107，例如一欧姆-电容负载。
图3表示包含一E类放大器的一共振转换器的一详细电路架构图。该来源101在其第一端连接到该输入扼流圈201的一第一端点2011。该扼流圈电感的第二端点2013连接到该开关103的该第一输入1031，而该第一输入再连接到该变压器105的该第一端点1051。该来源101同时也连接到该开关103的该第二输入1033，而该第二输入再连接到该变压器105的该第二端点1053。该负载107排列在介于该变压器105的该输出栅的第一端点1055与第二端点1057之间。在这个具体实施例中，该开关103包含一电压控制功率开关1037，该电压控制功率开关1037的源极或射极端连接到该开关103的第一输入1031，而该电压控制功率开关1037的漏极或集极端连接到该开关103的第二输入1033。该开关103的该控制输入1035在这个具体实施例中则同时具体化为该电压控制功率开关1037的栅极。一二极管1039顺向配置于该第二输入1033与该第一输入1031间。
除此之外，在图3的具体实施例中，该压电变压器105的一简化的等效电路图也详细表示于图中。该等校电路图包含一输入电容10501切换于该压电变压器105的输入栅的该第一端点1051与第二端点1053间，因此也与该开关103平行排列。此外，该变压器105的等效电路图包含一共振电路，该共振电路由一电容10502、一电感10503以及一电阻10504串接构成。除此之外，该变压器105的等效电路图包含一发射机装置10505，其中该发射机装置10505的反电压传送比例1/ü(1/ü＝有效输入电压/有效输出电压)是频率相关的，而且在本发明的实施例中，在额定负载操作下介于5∶1到100∶1，在这个情况下反应产生的功率比例远小于有效功率比例。该共振电路更进一步以其具有高品质著称，其除了包含该电容10502、该电感10503与该电阻10504外，更连接于该变压器105的第一端点1051以及该发射机装置10505的一主要部分的一另一端点10506之间。一输出电容10508平行连接于该发射机装置10505的一次要部分。
该压电变压器105的特征在于其传送比例u随着该负载变化而改变。连接介于该端点1055与1057间的该负载107接到该变压器以作为一负载。该电压控制功率开关1037在一实施例中可以是一快速的IGBT(绝缘栅双极晶体管)或一MOS晶体管(例如一cool MOS晶体管)，用来与一反向并联的反向二极管连平行连接。在下面的内容中，如图3所示的电路的功能将进一步详细说明。
假如一电压控制功率开关1037透过施加一控制信号到该控制输入而导通，流经该电压控制功率开关的电流由于输入扼流圈201的作用而避免急速提升。除此之外，该变压器105的输入电容10501也进行放电。假如该电压控制功率开关1035关闭，亦即，透过提供一对应的控制信号导通反向偏压的情况下，跨接该电压控制功率开关的电压仅会缓慢的增加，因为该输入电容10501正在充电。
透过该变压器105的共振电路在稳定状态下的效应，在该开关中的一电流回转可以达成，尽管期间正电流仍持续地流经该扼流圈201，藉以该电容10501也得以再次放电。因此，该开关103的跨接电压可以再一次回到零电压而一负电流开始流经该开关。
该飞轮二极管1039在该电压控制功率开关1037打开之前，具有指引或导引一反向电流的任务。这里，该开关的一相对或绝对的激活时间可能几乎维持在一定值，因为该二极管并不需要开关，而仅是受限于所操作的一电流引导模式。只要该二极管导引反向电流，该电压控制功率开关可能就会因此关闭该集极-射极或源极-漏极，因而不会有激活损失发生。这样的一电流控制的反向并联二极管并不需要具体化为一快速的二极管，因此这里只是需要使用一不昂贵的慢速二极管。
假如该开关103操作在一预定的频率下，该共振电路包含电容10502、电感10503以及电阻10504都会被激发。假如该共振电路的一共振频率达到的话，该变压器105便达到一最大的电压传送比例ü。再一压电变压器的应用例中，例如，在一定义的输入电压101与一定义的负载107在对应的频率下，一电压传送的函数可能得以近似高斯函数(Gaussian function)或钟形函数来描述，如图3A所示。在共振频率fR下，该电压传送函数在负载状态下达到一最大值。假如该共振频率fR过高而达到一对应的过共振情况下，所述的电压传送函数ü将会降低，以使其能符合高斯曲线。例如，在一共振频率f1超过共振频率的情况下，该电压传送函数ü必须取为一明显低于共振情况下所对应的电压传送函数值的一修正数值。假如该频率再一次低于该过共振操作情况下，该电压传送比例ü将再次增加。
假如电压传送函数ü藉由该变压器105的适当设计而选择成较宽范围，以使得该电压传送比例的降低发生于与该共振频率发生偏移时，该负载上的电压可能会抵销电压的增加。假如该变压器105的第一输入1055与第二输入1057间的输出电压增加时，该压电变压器运作成类似具有一显著电容输出负载的E类转换器，因为电容10508的电容性输出。因此，整个所传送的功率不会降低到像一固定欧姆电阻在相等频率改变下运作为一负载的程度一样。所有的传送功率将分成由电容10508随指引的反应功率以及由该负载107所指引的有效功率。藉由负载电路的降低，但该负载电压的同步提升，所传送的整体功率在共振频率的偏差下可以相较固定欧姆电阻在相同变压器的条件下的功率降的程度稍微不那么强烈，因为随着更大的输出电压所变大的电容反应功率是由该电容10508所指引。
除此之外，在图3A中，在一低负载操作下的传送曲线以表示于图中，用以与正常负载操作下的传送曲线做比较。当该可变负载107改变成高欧姆数值时，该输出电压在过共振操作的情况下可以藉由调整一高频率而维持不变，因为该电压传送比例也维持不变。因此，一压电变压器可以设计成使得在负载改变与输入AC电压的情况下，所述的传送曲线的过电压分支落在与不及共振频率分离的情况。如图3A所示的一低负载操作与一正常负载操作的情况。藉由压电变压器的对应设计，再过共振频率情况下的一大频率频宽可以达成，其是藉由该压电变压器发明参数的选择而达成。这些有效的发明参数包含一具发明性的小输入电容，大反向电压传送比例1/ü，以及该压电变压器的一大输出电容。
图4表示流经该开关的电流IS、流经该负载的电流IL以及所侦测到的相位角ΦLT的量值特性曲线图。除此之外，一工作周期T、一关闭时间toff、一反向电流时间trev以及一激活时间ton都表示于图中。该相位角ΦLT是由流经该开关电流IS与该负载电流IL为零时的差值所决定，在本实施例中，因为流经该负载的电流IL具有较大的电容负载成分，也就是处于低负载的操作情况下，因而该相位角ΦLT具有相对较大的数值。
假如本发明的转换器转变到一负载操作的条件下，前述的相位角ΦLT可能就会变得越来越小或甚至随着该负载107的增加而变为零。同时，该反向电流时间trev也变得越来越小，甚至也会变成几乎为零，因此流经该二极管1039的反向的负电流就不再出现。
一压电变压器的频率相关电压传送比例根据本发明的如图3的具体实施例加以实施，以实现与一可变负载相关的一频率相关电压传送比例，这样的特性已详细说明于图3A中。而这里将根据前述的基础再进一步参照图5的图标来详细说明一压电变压器105的电压传送比例的基础。
在多数的压电变压器中，该共振频率在没有负载操作的情况下是高于负载情况下(例如最大负载功率或最佳效率时)的最佳频率值。为了实现这个在一电流供应下的控制特性，该电能机械能的转换器在没有负载情况下的共振频率在负载的情况下必须实现于高于该共振频率的条件下，这样着要求对于压电变压器的设计不会任何技术上的问题。因此，这样可以避免变压器运作于不对应余额定负载操作下的一操作频率，而避免两个或更多个邻近的共振位置发生。因此，该压电变压器只包含一共振位置，即使在无负载时也是只有一个共振位置。不过，该额定负载下操作的额定频率并不符合无负载或低负载状态下的共振频率。除此，所输出的电流总是需要外部地电容耦接以避免过电压的产生。或者是，一过电压侦测装置可能会加入该负载中，因而得以立即使负载移除而形成该转换器的关闭。在激活时，该转换器的频率首先大约控制在该无负载情况下的共振点下可变，其慢慢地降低以及开始有效率地超过技术上预期的共振频率。在侦测到该开关的一下降地反向电流与一够大的负载电流时，一负载或至少一输出侧的负载电容的出现可能就可以判定。
根据本发明的构想，为了控制与调整以这样电路架构设计的转换器，将侦测该介于流经该负载与该开关电流间的一相位角ΦLT，以实现例如一过共振点的调整。
在图5中，一与频率相关的额定负载的相位角分布曲线507也出现在该图中，该曲线507更结合一无负载情况下与一负载状态(额定负载)下的电压传送函数一起出现于该图中。从图中可知，该相位角ΦLT不断地降低直到达到一最大功率传送点为止，也就是说该图形随着一无负载操作的方向而增加。该负载的改变使得额定负载或甚至较大的一负载发生于低于一fOPT情况下(小电压传送比例ü)，而一较小的负载高于一fOPT情况下(大传送比例ü)。藉由定义频率偏移506，该可变负载透过在输出端的电压维持在一定值而得以平衡，但该功率改变对应到该负载。
为了控制或调整提供到该负载的功率，举例来说，在超过频率fOPT下的一过共振区域可能会加以利用。根据这个构想，这个方法并不需要去侦测该控制或调整个转换器的该负载电流的一最大值。只要取样该开关与该负载电流间的相位角ΦLT而调整其到一额定值就已足够。同时，该信号回馈到该输出电压并且对应所需要的量值轻微地改变该相位偏移的目标值。假如该频率变得越小，该有效功率传送便可在共振频率下增加到最大值。
这使得负载电流的电容负载成分降低而且负载电流大致上与负载电压同相位，并且也与流经该开关的电流的相位相当接近。在激活期间，流经该开关的电流大致上是该压电变压器的输入电流，这部分的电流透过转换比例直接贡献到负载与该变压器105的输出电容10508。
除此之外，在图5A中，该输出功率传送在输入电压在固定输出阻抗情况下的相关性也表现于该图中。该功率可以随着该输入电压从一最小额定电压505’经过一较高的输入电压503’而升高到一最大负载特性曲线501’。除此之外，该输出功率基本上可以不再增加，这部分只要与所使用的压电变压器的容量相关。一个较小的容量只允许较小的最大负载产生。因此，必须注意的是该压电变压器至少必须设计成大于该额定功率值，而使得如图8所示的本发明的调整电路维持超过额定负载操作下的功能。
从图5A中可以看出，在额定负载下的频率fopt可能位在远离该最小额定输入电压的曲线505’的共振点的位置，其中在过共振点下的过负载操作是可能的，以使得一短时间的过负载情况得以在一过共振型态的调整功能下以另一反应降低来因应。
相位角ΦLT在固定频率下的曲线再一次图标说明于图6中，该曲线与出现在该负载上的一输入电压Uin有关。随着该电压Uin的增加，该相位角变得更低，因为在这个情况下更多的有效功率传送到该负载cf，例如在图5A中的过共振情况下的操作。这样的结果使得该负载电流的有效成分增加。在这个具体实施例的基础下，很明显的在输入电压Uin上的变化反应出该相位角ΦLT在量值上的改变。除此之外，该电压Uin这样的可变可能会透过更多起初藉由该频率随着操作在过共振模式下的低输入电压Uin的操作降低而通过该负载的更多的功率而加以平衡。然而，随着输入电压的提升，跟随着频率增加而传送到负载的功率将会更少。藉由这样的频率偏移506’，所述的输出电压以及额定功率到最后都维持不变。
在图7中，根据本发明包含切换频率控制的一共振转换器详细表示如图中。因为这个具体实施例是根据前面图3所述的具体实施例的更详细说明，下面内容中很多符号说明将沿用前述的数字来表示。
除了如图3所说明的具体实施例以外，图7中所示的具体实施例包含具有一第一线性端70101与第二线性端70103的一输入整流器701。在该输入放大器701的一输出端7015与一输入端7017间，一电容703，举例来说可以是一充电电容，与该输入放大器701并联连接。一控制部705，以及串接的一电阻70501进一步与该电容703并联连接。所述的输入整流器701的输出端7015更连接到该输入扼流圈201的呆第一端点2011。该控制部705更包含一控制输入7051连接到根据本发明前述的该开关103的控制输入1035，其中在本实施例中，该开关103更包含前述的电压控制功率开关1037。该控制部分705更包含一第一输入7053与一第二输入7055。该第一输入7053连接到该开关的第二输入1033。介于该控制部705的第一输入7053与该输入整流器701的输入7017间，一感应电阻707设置于其间。而一第二感应电阻709则排列于该负载107与该变压器105的第二端点1057之间。该控制部705的第二输入7055则连接介于该负载107与该第二感应电阻709之间。
该控制部705包含一电流供应输入7057透过一电容70111连接到该输入整流器701的输入7017，该电容70111举例来说可以具体化为一阻滞电容。一第一二极管70131顺向偏压的连接于该变压器105的第二端点1053与该控制部705的功率供应输入1057之间。一并联连接的外部电容17151以及一二极管70171操作于顺相方向并且连接到该输入整流器701的输入7017与该变压器105的输入栅的第一端点1051之间。在下面的内容中，如图7所示的该共振转换器的功能将会进一步详细说明。然而，已在图3的具体实施例中说明的功能在这里将不再赘述。
在本实施例中，该控制部705的任务在于适时地侦测如图7中箭头所示的流经该开关的电流IS与流经该负载的电流IL，以决定该二电流间的一相位差并输出一控制信号来控制该开关103在该控制输出7051下的切换信号。为了这个目的，首先产生与关开关电流IS相关的一量值，该量值可以先供应到该控制部705的第一输入7053。在这个具体实施例中。该开关电流IS在该地一感应电阻707上转换成一电压出现在该第一输入7053。然而，这个时候需要注意的是该与开关电流相关的量值可能是在任何功能协助下产生，例如，藉由一电流镜或藉由一电流控制电压源而产生。
在输出侧，具有一电压传送比例ü的压电变压器105驱动具有一负载电阻107的一负载，因此该负载电流IL即为流经该负载电阻的电流。为了在图7的具体实施例中侦测与该负载电流IL相关的一量值，一第二感应电阻709必须用于该负载端上，以使得流经该电阻709的负载电流IL得以产生一电压出现在该控制部705的该第二输入7055上。在这两个电压的基础上，该开关电流IS与负载电流IL间的相位差便得以透过该控制部705而决定，而且如前面所述，用以控制该开关103切换频率的一控制信号因而得以输出。
该电阻70501提供该控制部705的一激活供应。该控制部701电流供应藉由该压电变压器105经过该二极管70131与70171，以及该外部电容器7151的推送而得以实现，其中该电容70111(阻滞电容)平顺化该控制部701的供应电压。因此，根据本发明的一简化的能量供应装置只包含三个电容703、70111与70151，而不特别需要电磁兼容性与其它用于功率因子校正的选项，以及举例来说，一输入整流器701(线性整流器)、一输入扼流圈201、一压电变压器105，例如具有一反向二极管1039的一快速IGBT 1037、一可能的集成控制部705、两个二极管70131与70171以及某些小电阻。
在图7A中，如图7所示的电路的一个变异型表示于该图中，其中该压电变压器105具有一电流分离，以使得来自该输出7055的相位信号能够透过电流分离反馈发射器710回到该控制电路。该反馈发射器710可能只简单地藉由传送该负载电流IL的零点作为一脉冲来运作。或者是，该感应电阻709不连接到该负载107与该变压器输出1057而是将其第一端点连接到接近该变压器的次要侧的接地端1057以及将其第二端连接到主要侧的接地端，其中该接地关由该输入整流器701的输出7017所决定。因此，流经这个感测电阻的电流与在由该压电变压器适当设计而成的变压器的负载输出上的交流电流同相位。藉由这样，所述的反馈发射器710可以省略，而该相位偏移的估算可以反抗该感应电阻707与709的均一接地电动势而产生。
因此，电流供应装置可能因此适应于非常小的空间的架构，甚至举例来说，约10mm高的架构都很容易达成。对于输入扼流圈201(扼流圈电感)来说，例如一EF 13到高达18瓦的架构尺寸是足够的。对于压电变压器105来说，例如一圆柱型架构在高度9mm以及直径20mm下也视为足以应付短暂的最大18瓦的功率。所调整的额定功率选择成相对微小，大约为最大范围输入下的1/3。该晶体管1037，例如一电场截止IGBT，可能适用于一小SOT封装，而该控制电路705的控制IC(集成电路)可以封装于一8极的标准封装中。反向二极管1039的一完整架构，例如一电场截止IGBT 1037与一控制IC也可以较便宜的方式实现于8极的多芯片封装方式中。
在图8中，本发明的控制装置109的一具体实施例结合该开关103与该负载电阻107一起呈现于图中。该控制装置109包含用以侦测与关开关电流IS有关的一量值的装置801、用以侦测与关开关电流IS有关的一量值的装置801、用以侦测与该负载电流IL有关的一量值的装置803以及包含一积算器装置809的一锁相回路805。该锁相回路805更包含分别由该装置801与803所侦测该开关电流与该负电流的量值以决定相位偏移的装置807。装置807包含一第一输入8071、一第二输入8073以及一输出8075。该装置807的该输出8075连接到一比较器815的一第一输入81501。该比较器815更包含一第二输入81503以及一第三输入81505，以及一输出81507。该比较器815的输出81507透过一电阻8091与一电容8093连接到一参考电动势，例如接地电动势。
装置805更包含一电压控制震荡器811(VCO)以及一栅极驱动器813。该电压控制震荡器811的输入81101连接到该该电阻8091与该电容8093间。该电压控制震荡器811的一输出81103连接到该栅极驱动器813的一输入，而该该栅极驱动器813的一输出则连接到该开关103的控制输入1035。在这个具体实施例中，装置801包含一比较器8011，该比较器8011更进一步包含一第一输入80111、一第二输入80112以及一输出80113。该比较器8011的第一输入80111连接到该开关的103的第二输入1033。该第二输入80112则连接到一参考来源8013的一输出80131。该比较器8011的输出80113连接到该装置807的第一输入8071。装置803包含一比较器8031，该比较器8031具有一第一输入80311与一第二输入80312以及一输出80313。该比较器8031的第一输入80311连接到该电阻107与709。该比较器8031的第二输入80312连接到该参考来源8013的输出80131。该比较器8031的输出80313则进一步连接到该装置807的第二输入8073。
该锁相回路805进一步包含另一比较器817，该比较器817具有一第一输入81701、一第二输入81703以及一输出81705。除此之外，该锁相回路805包含一调整器819连接到介于该另一比较器817的输出81705与该比较器815的第三输入81505之间。
在下面的内容中，如图8所示的具体实施例的功能将会再进一步详细说明。
在图8中，该锁相回路调整电路以一典型的区块电路图来表示。该流经该负载与该开关的电流IL与IS的零交叉分别透过感应电阻707与709藉由与该参考来源8013接近零点的比较所取样，其中藉由两个比较器801与803分别在其输出80113与80313产生相位信号而传送到装置807。透过该相位侦测器807，两电流的相位差得以决定并且可用以与一目标值比较，其中所产生的差值信号经过该相位侦测器807的输出80501而通过该比较器815而传送到该积算器(滤波器)809。在该输出端80501上的差值信号的函数与该相位差角ΦLT有关且被视为代表相位侦测器807方块中的趋势。该信号UP随着相位差角的增加而降低。这个函数可以，举例来说，用以侦测从该负载电流的一零交叉点开关到该开关电流的另一零交叉点的时间，也就是说，例如例如(T-ΦLT)，并且转换该数值到一成比例的电压信号。T为该转换器切换周期的工作周期。这样的信号侦测的优点在于相较于如根据图4所示的直接侦测该相位差角ΦLT方法能具有较大的时间窗口。
藉由比较器815，以一负信号所发展信号分别由该比较器815的两个输入81503与81505加入两个信号。对于该第二输入81503来说，用以侦测来自如图2所示的能量来源101所提供输入电压的信号将被提供。该信号通常不等于该输入电压但可以以一较简便的方式，例如该输入电压的一比例成分量值的方式来提供。而在该比较器815的第三输入81505，该调整器819的一调整器输出电压、或是与该电压相关的一电压值，例如该电压值的一比例成分的量值将出现在该第三输入。所述的调整器输出电压可以更进一步具体化为该转换器提供给该负载107的输出电压的函数，该函数在这个特殊的实施例中可以藉由比较器817与调整器819来导引。
除此之外，在该比较器817的第一输入81701上，举例来说该整流输出电压将会出现，而在该比较器817的第二输入81703上，一目标值将会被提供，而藉由该目标值，出现在该第一输入81701上的电压值将得以进行比较。而这个比较的结果将输出到该比较器817的输出81705而提供给该调整器819，藉由该调整器819得以适当地调整到足够的放大范围。在这个调整器的输出上，出现在该比较器815第三输入81503上的信号因此得以输出。藉由加上出现在该输入81503与81505的电压并减去出现在输入81501的信号，一比较信号得以获得，并且从该比较器815的输出81507输出到该积算器装置809(滤波器)。该滤波器809也可能针对每一信号切换上述上游的三个信号的产生，例如藉由一延迟电路或微电子电路等。
作为一下游的滤波器，该积算器装置807藉由限制调整速度到一可允许的范围内以确保所需要的稳定度。该调整器819可能在不损失系统稳定性的情况下搭配可变参数。藉由这样，不同的调整策略得以实现。例如，一较慢的调整可以用于当一系统运作于低能量时，因而一处理器或微控制器的时脉因此都很低的情况下。而出现在输入81503与81505的信号可以是时脉信号(例如是一为控制器的PWM(脉冲宽度调变)输出)，该时脉信号藉由积算器装置809加以平顺化后而转换到一结果的DC信号。
再最简单的例子中，该滤波器809可能包含一RC组成，该组成包含一电阻8901与一电容8903。然而，在这里值得注意的是该积算器装置809也可以藉由其它具有积算运作的装置，例如一适当连接的运算放大器的协助来实现。
该滤波器输出信号正向传送到一VCO 811以产生一适当的频率f以及伴随的工作周期Df。该输出信号透过一栅极驱动器813而传送到例如一IGBT或MOSFET 1037的一栅极1035。出现在该比较器817的第一输入81701的电压Uout是直接产生或由在该负载107的整流输出电压中分流出来的电压。藉由本发明这样的整个系统架构，不管世界由一控制IC的整个集成方法或是藉由伴随一微控制器的部分集成的模拟控制方法，只有一低侧控制电路是需要的，其中该调整器的所有丅要的电路部分可以在低操作电压来实现。一微控制器的与一模拟控制IC的结合使得一增加接口(例如一总线连接)得以增强一充电器的电池管理或更有弹性的调整性质。
根据图8所示的调整器，其操作如下。当输出负载增加时(小欧姆电阻值)，根据图5的具体实施例，一较小的传送比例将会产生。然而，在同一时间，该相位角ΦLT降低，因而在输出端81501上的电压输出加总成具有一负号，而该负载电压由于输出侧透过该电容703(充电电容)的缓冲而还不会降低。这样，该滤波器809将先分配到一较小的整体电压。因此，该频率透过该VCO 811而降低，因此，较大的功率得已如图5所示的操作一样来传送，而且该传送比例ü再次增加。因此，引起该传送功率增加因而使该输出电压不管较大的功率消耗仍维持不变的一小频率在该晶体管1037的栅极上藉由该滤波器809透过VCO 811的一时间延迟而加以调整。藉由这样，根据图5所示的过共振特性曲线下，一几乎不变或提升的传送比例ü藉由一频率降低506而实现。因此，沿着图5中的一传送特性曲线，较大的功率以及另一个降低相位角ΦLT便可达到，直到该输出电压稍微的增加。藉由调整器819的一放大因子，其中在该VCO的加总信号再一次藉由该滤波器放大。藉由这样，该调整藉由频率在过共振模式下不再进一步降低而得以维持。因此，该信号81501产生一不及的相位电流调整，其藉由一功率改变而立即抵销一负载电流，以使得该输出电压维持大致固定的程度，这样的结果是有益的而且对于该调整器的锁相回路来说几乎不再需要后段的调整。
相对地，相同的方法也应用于负载降低(负载电阻的增加)以及输入电压的改变。当该转换器的输入电压提升时，根据图6所示的该相位角ΦLT将会藉由根据图5A所示的提升输出功率而变得更小。然而，随着在该装置807的输出81501所输出的电压中加入一较大的负值，该功率将因为频率的降低而进一步增加。但随着出现在该比较器815的第二输入81503的加大信号的抵销，这个方法将会过度补偿因而使得一固定的输出功率随着由该滤波器809与该VCO 811所增加的频率而产生，如图5A中，藉由图形506而产生。如图5A所示，假如一较大或较小的输出功率因而被传送时，透过稍微改变该输出信号的调整机制再一次由该调整器819抵销功率的改变，在这个例子中，相当于一输出电压的改变。这再一次承担该相位角ΦLT的适应，使得该调整维持停滞。该调整器819的调整应用必须符合该调整电路在所有调整电路的时间延迟上的稳定标准，这个标准总是比该滤波器809的时间长述还要长。这里需要说明的是该出现在该比较器815的第二输入81503的信号可能会由如图2或图3所示的输入电压101中所产生，并且藉由例如一比较器以及一参考电压的协助来产生，例如，前面所述连接到该装置817的参考电压。
如同前面所述，该VCO 811的特征在于其可以调整的工作周期Df，为了解释该震荡器的功能，必须再回到图4的说明。所发明的E类放大器运作成使该开关激活，假如需要的话，在该切换电压变成零之后需再加上一时间延迟。这里所述的典型激活时间的结果是D＝0.25...0.45，以获得该切换电压的最佳化限制。根据本发明的构想，这样激活时间藉由该电压控制震荡器811所提共，也就是说在该开关的电流只有在激活时间时增加，如同在图4中以ton标示的IS图形所示。该VCO 811因此设计成使其提供一个针对这种情况所需要的工作周期Df。而这样可以藉由例如没有表示于图8中的一振动器811的输出信号的一预定工作周期的调整装置来实现。所述的工作周期可以一频率相关的方法来调整，并且也可以选择性地与其它数值相关，例如输入或输出电压。
图9表示一电流供应器的第二整流器901的具体实施例。该整流器901的第一输入90101连接到该变压器105的第一输出1055。一709则于该整流器901的第二输入90103与该变压器105的第二输出之间。一电容903则连接于该第一输出90105与第二输出90107之间。该负载电阻107与该电容903并联连接。
该变压器105(压电变压器)产生一AC输出电压于该二输出1055与1057之间。这里，负载端的AC电流通透该感应电阻709所传导。在下游端则是连接该整流器，该整流器可以具体化为一全桥式整流器或其它整流器电路。该连接该整流器901第二侧输出的电容也可以是一充电电容。该电阻107可以具体化为一输出端的欧姆电阻，也可以是一电池或电子装置。所述的输出DC电压呈现在该负载107的两侧，藉此该输出直流电流Iout表现出流经该负载107的欧姆效应电流。而在图8中的跨接该负载107上的电压Uout是直接产生或透过信号所产生，例如的成比例的信号所产生。
从本发明前面所述的具体实施例中可以清楚的了解，本发明相对于先前技术中的改进即为一包含一自激(self-excited)或外激(externally-excited)的E类放大器的共振转换器，其允许高性能的能量转换并且以在高频下调整一共振频率的操作模式来承受负载变化与输入电压的改变，并且使用具有负载电路品质的一电能机械能的能量转换器，藉由利用具有相对于最大输入DC电压只少三倍反向偏压的一快速开关以及一够小的输入扼流圈来完成上述电路的操作。因为在电路架构中只需要一开关以及一相对简单的控制电路，该电路架构可以在单一芯片上实施(意即智能型功率技术)，或在一习知的不昂贵的多芯片技术中实施，而且不需要桥式技术的控制电路。在使用高压功率开关下(例如，电厂截值IGBT、cool MOS)，操作在整流的线性电压下是可能的。所需要的控制电路可以在非常低损失的状态下进行操作，尤其是当使用MOS晶体管或快速IGBTs作为开关或电能机械能转换器的组件，这些组件相对于文献(10)中所提到的限制可以制作地非常微小，特别是在定义与适应的压电变压器参数下。藉由使用MOS晶体管或快速IGBTs，快速的切换速度因而可以达到。由于一频率由切换过程中产生，整装装置的电容与电感装置可以变得比较小，例如输入的扼流圈只需要输入部分的交流电。因此，后者负责输入侧的线性电流的平顺化，藉此额外的线性滤波器的预设额度也可以降低。因此，一共振电感不再需要，像是高侧的驱动装置相较于载频带半桥式的能量转器不再或仅局部受限于控制的精确性。除此之外，在负载电路上不再需要反应式装置(例如电容、电感)而且可以完全由压电变压器所取代。
相对于传统的反驰式转换器架构，传统电路架构中耗费成本的低分散变压器由较不昂贵的一压电变压器与一输入扼流圈来取代，因而也降低线性滤波器的费用。藉由具有一中央分流点压电变压器输出电路的对称设计，所述的输出电流可以分布到两个整流二极管。藉由这样，他们所产生的热能便能降低，因而在大输出电流下的功率损失可以相较于反驰式变压器的电路架构更均匀的分布，而且该二极管也必须传送整个负载电流。
相对于根据文献(3)中对用于额定功率调整的负载电流的一密集评估，对于所选择的E类电路来说，只有负载与开关电流间零交点时的相位比较需要用来粗略调整该额定功率。因此，该调整电路便可以简化而且可以整合成在一小芯片面积上的模拟电路，就像是昂对的评估电路用于负载电路流(振幅)。藉由一额外的覆盖调整而调整该输出电压调整到目标值，相对于直接电压调整方式可以较佳地避免不稳定性，而且不会放弃最大可能的调整速度。这样的方法尤其是可应用于第二侧平顺电容器的充电以及应用于快速负载的改变。因此，藉有上述的方法，如文献(6)中，例如E类放大器的电压偏移操作而产生的调整电路的不稳定性便可以避免。
所述具有相对于正弦波传递与共振频率的电能机械能转换器的电压传送比例选择成5∶1到100∶1之间，以适应典型的电流供应器与充电器(例如PCs)的线性应用。所输入的线性电压可能介于80到260AC的范围。从该电能接谢能转换器(例如一压电变压器)的电性率波特性，一负载电压随后产生一典型范围内的电流供应(例如1.5V到20V)。在其它转换比例中，具最佳切换电压限制的一负载适应将无法达成这电流架构中所述的其它线性应用，这也是为什么在额定负载操作下正确规格的转换比例是本发明方法的基本概念。
除此之外，电能机械能转换器的输入容量必须选择成与该转换器的输入并联连接的半导体开关分离，已使得该转换器不再需要其它的并联电容。该输入电容的量值可介于100pF到1nF之间，并且根据该输入电压在100kHz与20-20瓦特的功率而定。在小输入电压(80-160V AC)下，电容的数值比需选择成500pF到1nF，而在一大输入电压的情况下(160-260V AC)，这个电容数值则选择成100pF到500pF之间。
这里并联作动的的电容值得量值介于小于200pF的数量级。而对于其它功率等级来说，输入电容的数值可以往上提升(更大功率)或往下降低(更低功率)。这样的适应性可以藉由压电压便器的架构而变得可能。较佳者，这里所使用的是一环状或横向震动的压电变压器。但以厚度震动为基础或上升型变压器则较不适合用于这些应用，因为他们在指定的功率范围以及一足够效率的输入容量范围内并不允许一对应的降压转换比例。然而，这里需特别说明的是，这两类型的压电变压器还是可以应用于根据本发明的构想中。
除此之外，一压电变压器的输出端容量在空载操作时能够有助于稳定E类的零电压电流同时也适合用于连接这样负载的窄频带电能机械能转换器。因此，该压电变压器设计成使其传送函数具有一足够的频带宽度，如前面所述，该函数大约依循着随着频率改变的一高斯函数，而因为其设计成宽频带因而在偏离该共振频率的情况发生时，电压传送比例的降低便会发生。因此，输出功率调校的控制与调整可能会以一技术上可靠的方案来实施，而且在不固定的输出电压下当频率宽度为至少为额定频率的5-10％时，透过一负载电流的侦测，直到功率降低到一半为止。在这个应用例中，该额定频率约为50-200kHz。在这个范围内，藉由在提升的负载电压下或有效功率降低时输出电容的效应，参照零电压电路的E类电路特性与开关电流重要性很难去改变，因此，相对于最大的开关电流，开关反向电流与在固定的激活时间内的最大激活电压值都几乎没有改变发生。藉由本发明中所选择的转换比例以及该压电变压器的输入容量，足够的频率宽度藉该压电变压器的适当技术而得以实现。
所述的E类转换器以增加反应电流的成分来因应电容值的增加或欧姆输出负载的减少，以避免违反零电压的状态。这里，该压电变压器的内在电容值在这个概念上具有一稳定化的效应。
除此之外，一小外部电容负载是需要的，而这部分的电容值可能已藉由整流二极管的电容所提供，以为了避免输出电压的增加超过一允许的限制范围而同时符合零电压的状态。因此，该开关电压持续回到零电压，甚至当负载变小或移除时仍是。藉由这样，只有开关的反向电流部分增加。在没有更多有效功率传送到负载的情况下，该最大反向电流相当于该开关的最大的激活电流。因此，负载电路中断的侦测可能会藉由取样在该开关上的反向电流而产生，而不需要监控该负载电压而获得。不过，最佳的相对激活时间随着频率而改变，而且必须在频带宽度内较大频率改变下追踪。但这样的方式对于一PLL调整电路内的一固定点负载来说是罕见的或者是根本不需要的，因而只需要应用于较大范围内的一功率位置或一较广的输入电压范围。
当输入电压具有一可变范围时，该电能机械能转换器的转换比例仅是小幅度的可变，因此该功率几乎只随着输入电压的平方而改变。假如该转换器的输入DC变得更小时，在负载电路上的有效电流与反应电流也相对应的减少，而该开关的反向电流也降低。假如该开关的反向偏压反向很大，该压电变压器的输入容量可能会设计的更小以达到一零电压切换(ZVS)到较小的输入电压。然而，假如该开关的反向电压够小，该输入电压必定不会掉到某一最小值下。但这个数值已经够小足以平衡节点平常的电压浮动，并且额外地允许在输入充电电荷的一较大电压可变，因为具下降欧姆负载的一压电变压器具有够大的输出电容。假如该负载被移除的话，该压电变压器不变的或稍微增加的电容输出负载一方面造成零电压切换藉由提升反应电流成分补偿损失的负载电流成分而维持。另一方面，该最大的开关电压并不会变大，因为有效输入电流会降低而且必须藉由小部份的负载电流所补偿，其中整个相对的激活时间则维持不变。
假如所述的欧姆负载变得更大，所述的反应电流成分将会下降到更小的数值，因此该最大的开关电压在这个情况下也不会超出。假如该欧姆负载太大时，所述的零电压特性将不再达成，因而在开关中额外的功率消耗因而会开始转变成热能。因此，该开关的最大电压也因不再增加该传送功率而不再超出。在负载太大的情况下，这个情况可以藉由在开关中的回复电压而确认，因此，开关的过负载情况可以藉由关闭该转换器或将其调整成更小的输出电压而避免。因此，对一开关来说，其可能会使用一装置，以确保最大的电压在具有一电能机械能转换器(压电变压器)任何可能的操作状态下都不会超过。为了达成这个目的，一个不会崩溃的电阻开关(MOSFET或IGBT)都是适合这个应用目的，因为在输入端作用回去的转换器的输出容量具有一具降低欧姆负载的补偿效应。这样的性质在多数的情况下藉由使用本发明规格中的压电压变器都可以获得。
藉由使用不会崩溃的电阻装置时，尤其是电场截止IGBTs作为开关时，本发明的构想将因为不需使用保护组件来防止在开关的过电压现象而得以节省成本，因为在输出电路中已经保证这类的开关藉由其电机特性以提供保护能力，因此也具有较佳的电子特性。
如同前面已经提到的，为了控制与调整以这样方式架构的一转换器，通常可以藉由评估在该负载电流与开关电流之间的相位角来达成控制与调整的目的。所述的开关电流只是藉由输入扼流圈的直接成分所涵盖，其中该扼流圈以一固定量值来改变相位的偏移，因而没有或仅稍微与功率或输入电压相关。假如该转换器的输入扼流圈选择得够小而使得该扼流圈电流可以衰减到零或变得比零更小，涵盖的直流电流部分可以大幅度地降低或几乎在从扼流圈侧变为零，因为那时扼流圈在该开关激活时几乎达到零的程度。甚至当该输入扼流圈选择成较大的扼流圈时，功率调整的相位侦测是可能的而且必须稍微地适应该输入扼流圈的个别数值，因为有效地输入电流在这个应用下大幅度地小于该负载电流。
输入电压的可变也可以藉由相位侦测以及对应的频率改变而达到平衡，因为在该转换器输出电流的电容成分在该有效功率由于下降的输入电压而变小时反而增加。
当太小的输入电压出现时，当负载阻抗变得太大时，预定的转换比例并不是在额定频率下达到。所述的电能机械能转换器在下降的输入电压下通常具有传送二次方下降功率的性质。
另一方面，假如该欧姆输出阻抗变得更大，该转换器只对一增加的输出电压产生反应，即使在很小的输入电压的情况下也是一样。因此，该转换比例偏移到一更大的数值而且该转换器内部损失也稍微增加。但同一时间，该转换器内部的输出电容遭受到一更大电压，藉以该电容电流成分开始增加而该欧姆电流成分则减少。该转换比例的放大可以藉由该电能机械能转换器的设计而加以调整，因而该输出电压从最大负载(最小可能的负载阻抗)增加到最小的负载(较大的负载电阻)，以使得所得到的替代电阻相对于该输入仍维持不变或仅稍微变化而已。
因此，该E类转换器在可变负载下可以操作于宽输入电压范围而不违反零电压情况，而且得以在小幅度的频率改变下只能够可变所传送的功率。因此，其也同时能够大致维持负载与开关电流之间的相位角不变而因此平衡在输入电压与输出负载的改变，也符合ZVS的条件。这样的可能性不无法完成于大范围的负载可变以及输入电压可变，尤其是再具有固定参数的发射器上，特别是固定的传送比例。假如输出电压维持不变的话，电压的自然限制可能会由外部的小额外电容所决定。该变压器是设计用于动态的最大要求输出功率与额定输出电压。假如该功率因为降低的负载而降低，在相同输出电压下的更小的输出功率可能会因频率改变而有所调整。藉由这样，在开关的一回复电压再一次藉由降低该有效电流以及增加或维持该第二侧的主动电流而获得保证。
由于该传输特性曲线像是随着频率增加而很快的下降，该输出额定电压总是以一小频率改变调整。一方面因为该功率转换比率减少，且另一方面因为该欧姆负载消失并以一电容负载代替，该电压转换比率便在此情况中大概保持为定值。可看到的是在无法消耗足够的有效功率时，一压电变压器中的损失功率便上升，且在同时该输出电压也上升。为了此理由，在一没有负载状态中也需要由一频率改变所造成的该输出电压极限。大多数电流供应器或多或少需要定值的输出电压，因此在所有负载情况中，是假设为一种低损失操作。
该输入扼流圈的尺寸可进一步用来调整在一给定频率下特定边界之中的功率。如果该输入扼流圈被制造的较大，因为传递至该负载电路的该E类转换器电特性，该传输功率便由于在相同频率下该输入扼流圈中的有效储存能量而增加。然而，因为该电能机械能转换器的限制带宽，透过该输入扼流圈所进行的功率调整便只可能在较小的边界中，并且几乎不影响在该感应装置通用容限中的整体功率。另一方面，如果没有任何其它的调整产生时，该输入扼流圈的调整可以用于该工作点。该输入扼流圈的有限实作的优点，便是具有调整该负载功率的可能性。如果该输入扼流圈被实作的过大，其事实上可能造成该格点电流和谐的平滑改善(假电压)，也造成该转换器输入电容的必要调整，成为在功率增加与一固定转换比率时的较小数值，或是成为一较小的下降转换比率以及该转换器的一固定或较大的输入电容。
典型的下降转换比率，在一额定负载操作中为5∶1至100∶1，且其它的电性资料为，用于本发明一典型实作所需要的该输入扼流圈的数值，是像是100kHz的典型频率下，是介于3mH至20mH之间。
为了该个别要求额定功率的调整，在一目前负载侦测过后，一PLL调整电路便开始操作，其中取样该开关与该负载电流的零交会，并传递至一相位侦测器。。此外，此相位差异是送至一滤波器，以产生平滑的输出电压。这是切换至一适当的电压控制震荡器，其用以调整为目标数值(目标数值对照)，并包括一适当的振幅。该电压控制震荡器的输出讯号透过一驱动器被送回至该开关(IGBT或MOSFET的栅极)，成为带有该伴随的工作周期(在提到的范围中为定值或轻微地变化)的频率信号。在此，该工作周期可以轻微地随着下降的频率增加，也可以轻微地随着增加的频率下降，或是保持定值。
为了更精确的调整输出电压，输入电压变化与负载变化的个别考量较为方便。但在此介于该负载与开关电流之间的相位信号，使一相反的极性加至该输入电压侦测的信号与该负载电压侦测的信号之中。该形成的电压现在可能透过一滤波器，以描述的方式与一下端电压控制震荡器反应。该负载电压侦测的信号可能从该负载电压与一目标数值之间的差异产生。在同时也增加一足够大的振幅至该相位差异信号中，以尽可能地保持较小的调整差异。一适当的振幅也分配给该输入电压侦测信号，以在一特定输入电压变化处，大致平衡该预期功率的改变。该信号的振幅可因此小于该输出电压侦测的振幅。因此，总是有一个底部相位差异调整，其立即地与负载及输入电压变化反应。此调整是由该外部调整电路增补为一固定的输出电压。此调整电路可根据要求，实作成为一种PID调整器，或是成为一种P型调整器的最简单情况。代替不承认在该输出端有效功率上陈述的底部电流调整，该相位差异调整总是一种对于有效功率改变快速反应的可信赖量测。举例而言，如果在该输出处连接电容吸收(capacitive sinks)，电流侦测将也报告该增加的有效电流为用于反向调整的信号。为了不发生此现象，该有效电流必须在一输出处透过平滑与整流所滤波，以获得用于该电流调整的一合宜信号。然而，此意义为额外的时间延迟，因为该调整器与该目前的相位差异调整器相比之下，反应的更慢。
本描述发明特别适用于电流供应，其中通常只需要与该负载无关的一固定输出电压。为了获得该电压，侦测一相位角度并依此产生一相位电压。举例而言，当该负载变的较小，换言之一吸收突然地”吸取较少的电流”，该相位角度便变的较大。依此，该相位电压便根据在该相位侦测器的装置807中的图标所改变。如果在此其反向切换至该比较器815，在该比较器其它输入处，从较正向数值所减去的负向数值便减少，而依此在该电压控制震荡器处所形成的电压便变地稍大。依此，该频率便增加，且因此该传输功率便减少。依此，在该负载处的电压便免于增加，因为该负载已经变的更高阻抗的。如果当该负载改变时，并不在”同方向”中调整，该电压可能无法保持定值。
然而，此相位比较调整可能是不精确的，这便是为什么在一正确要求输出电压处改善是较为有利的。如果以定义的频率增加，透过该转换器的传输函数下降曲线并无法达成足够的功率下降，该输出电压将的确稍稍改变。其可能因为已经由对应该较小负载的频率增加所足够减少的功率而突然地变大。也可能因为该功率已经减少太多而变地太小。然而，这些改便可能不够大，因为该系统在例如该电压控制震荡器的振幅被正确选择时，大致上是可正确调整的。但该系统为非线性，因此其难以找出一正确固定的大振幅，以平衡由该相位调整所改变的所有负载。所以，可以透过该调整器，给定在像是上升电压处的一第二信号，其更加强烈地改变，并已经由明显的频率改变抵销微小的输出电压改变。
但是在此必须注意的是该系统并不开始振荡。如果该输出电压尽管经过相位差异调整仍然变的有点过大，该信号便与图8中的目标数值相比，并提供一大于零的小数值至该调整器。依此其产生一较大的正向数值，且依此该频率甚至进一步由在该电压控制震荡器上升处的电压所概要地增加。依此，该频率进一步地增加，直到该输出电压再一次地达到该目标数值，且该处理便停止。如果需要从该调整器提供一改变数值至该比较器81505，此可以透过一PI调整器实行，其在该81505输入的此新数值处停止，并使得该调整差异为零。
关于该输入电压，最初是在一种产生不良后果(counter-productive)的状态。当其上升，由于在图5A中的特性曲线便很快的传输更多的功率。但现在该相位角度变的较小。此造成在该比较器上的一较大但带有负向符号的切换电压。藉此，在该比较器输出处的总和便减少，且该频率也进一步减少，因此传输更多的功率。但在同时，由该信号81503所阻止的信号现在变的较大，且再一次地增加在一均匀过度比例方法中于该电压控制震荡器输入处的电压。依此，该效果是由与该相位差异信号相比之下，在该比较器处所具有较大振幅的输入电压信号所过度补偿。因此，在此也达成初步的调整，因为该输入电压信号与透过该E类增幅器，换言之先前的输入扼流圈，的动态时间常数，以时间延迟所产生的改变相位差异信号相比之下为较早存在。
同样的在刚刚描述的情况中，该输入电压信号与该相位差异信号的信号改变，并不完全地以该形成的输出电压所彼此补偿。接着该调整器819再一次作用，并藉由透过其增幅器切换至该比较器决定均匀小的输出电压改变，直到该调整差异消失。
关于一调整器的时间常数与调整振幅的稳定标准，便考虑到以下陈述。
假设该调整器是以一非常大振幅(P部分)的方式提供，该形成的信号将在该电压控制震荡器处，产生过度比例化的强烈频率改变。依此，像是如果根据奈奎斯特(Nyquist)取样定理，如果使用该波德图(Bode diagram)所有设定的延迟与振幅，该调整电路当然在某些时候变的不稳定。一最小延迟时间总是由该延迟单元所给定，以保持该调整电路，对于相位差异调整为稳定，该相位差异调整则与输入电压调整为一种不完全彻底调整噪音的延伸结合。这样的”噪音”是例如已经由每个周期期间进行一次的相位差异取样所产生。依此，只能形成一种离散，甚至是尖锐的相位电压上升。这样的可能跳跃并不导致对该电压控制震荡器的立即反应，其至少对于一周期期间，以该RC单元(或是另一低通过滤波器)所平滑化。同样地，该输入电压也可能是”受扰(noisy)”的。举例而言，该转换器因为其动态惯性(该输入扼流圈作用像是一低通过滤波器)，并不注意到短突波。其并不要求产生这些短突波。但是如果用于该输出电压819的调整器产生够大的改变，该调整电路的整体时间常数也会过大，因此该输出电压便开始振荡，便必须降低振幅。该整体时间常数总是大于该滤波器819的常数，因为会加入后续的时间延迟电压控制震荡器、驱动器、该E类转换器的半周期期间，以及之前只谈到一部份在该负载处的所有平滑电容器。为此，必须在不同的操作情况中，建立一种考虑该时间常数并只使用接受振幅的(线性化)调整线圈模块。如果该(两个)锁定回路的时间常数等于零，也与不同的输入电压有关，当然可以使用任意的高调整器振幅，因为该系统的确会立即反应。但如果该电压锁定回路的总体时间常数较大，便必须减少该振幅，否则会随频率产生一种来回跳跃，而该相位信号却不实时反应。目前，并没有为此的正确模块，所可以给定的也只有定性的描述。该相位差异的底部调整与该输入电压平衡调整差异的较佳结合，便可选择819上的较高输出电压调整器振幅。因为藉此只有较小的输出电压差异做出具有较大振幅的反应，因此该调整似乎变的”较快”。如果该在该输出的充电电容器非常的小，便只能与一较小的调整器振幅工作，因为接着一负载改变是再一次较快地识别，并可能过度的反调整，因此剩下的该调整路径的时间参数也太大，并产生振荡。
有关该输入电压相关的量，其透过该输入81503所供应。其可被另外表示代表此量的该信号，将大致上与该输入信号成比例。替代地，此量也可以不与该输入电压值接成比例，或是与一目标数值相比之下获得，并接着反向切换。在此，也可以再次实作一目标数值比较与接着的负向切换，因此保持该比例趋势，也可以考虑主成分、最终数值等等。
图标说明101 来源103 开关105 变压器107 可变负载109 控制装置201 扼流圈2011第一端点2013第二端点1031第一输入1033第二输入1035控制输入1051第一端点1052输入栅1053第二端点1055第一端点1056输出栅1057第二端点1037电压控制功率开关1039二极管10501 输入电容10502 电容10503 电感10504 电阻10505 发射机装置10506 端点10508 输出电容501 最小功率传送506 频率降低曲线507 与频率相关的额定负载的相位角501’ 最大负载特性曲线503’ 较高输入电压
505’ 最小额定电压506’ 频率偏移701 输入整流器7015 输出端7017 输入端70101 第一线性端70103 第二线性端703 电容705 控制部70501 电阻7051 控制输入7053 第一输入707 第一感应电阻7055 第二输入709 第二感应电阻70131 第一二极管70111 电容7057 电流供应输入70151 外部电容70171 二极管710 电流分离反馈发射器801 比较器(侦测装置)803 比较器(侦测装置)807 比较器815 比较器(组合部)817 比较器8011 比较器8103 参考来源8031 比较器80111 第一输入80112 第二输入80113 输出
80131 输出80311 第一输出80312 第二输入80313 输出8073 第二输入8071 第一输入8075 输出81501 第一输入81503 第二输入81505 第三输入81507 输出819 调整器8091 电阻8093 电容809 积算器装置805 封闭回路(锁相回路)811 震荡器813 栅极驱动器81701 第一输入81703 第二输入81705 输出90101 第一输入901 整流器903 电容
权利要求
1.一种用以驱动可变负载的共振转换器，其包含一变压器(105)，其具有一输入栅与一输出栅，用以提供一输出信号以驱动可变负载(107)；一开关(103)，用以提供来自一来源(101)的一输入信号到该变压器(105)的输入栅；用以控制该开关的一切换频率的控制装置(109)，；其中该变压器(105)经过规格调整并连接成当提供额定功率到该可变负载(107)时，所述的输入信号与输出信号间的一向下转换比例介于5∶1到100∶1；以及其中用以控制该开关(103)切换频率的控制装置(109)是根据一开关电流与一负载电流间在可变负载及/或可变输出电压时的一相位偏移而设计。
2.如权利要求1所述的共振转换器，其中该变压器为一压电变压器。
3.如权利要求1或2所述具有一输入栅连接到一来源(101)的共振转换器，其中该来源(101)提供一输入电压，且该开关(103)从该输入电压中产生该变压器(105)输入栅的输入信号，其中该变压器(105)的一输入容量根据该输入电压与额定输出功率的大小而调整。
4.如权利要求3所述的共振转换器，其中该变压器(105)的输入容量是固定地调整到介于100pF到1nF间的一数值。
5.如权利要求3或4所述的共振转换器，其中该输入电压介于80到160伏特且该压电变压器(105)的输入容量介于500pF到1nF。
6.如权利要求3或4所述的共振转换器，其中该输入电压介于160到260伏特，且该变压器(105)的输入容量介于100pF到500pF。
7.如权利要求1-6任一项所述的共振转换器，其更包含一输入扼流圈(201)连接到介于该来源(101)以及该与变压器(105)的输入栅平行排列的开关(103)之间。
8.如权利要求7所述的共振转换器，其中该输入扼流圈(201)的电感值包含3mH到20mH间的一数值。
9.如权利要求1-8任一项所述的共振转换器，其中该开关(103)包含一电压控制功率开关(1037)，可以是一电场截止绝缘栅双极晶体管或一高压功率金属氧化物半导体晶体管，其具有一第一输入、一第二输入以及可以提供一控制信号的一控制输入。
10.如权利要求9所述的共振转换器，其中一二极管(1039)连接到介于该电压控制功率开关(1037)的第二输入与第一输入间。
11.如权利要求3-10任一项所述的共振转换器，其中该控制装置(109)经设计以根据与该输入电压相关的一量值及/或与该跨越该负载端的输出电压降有关的一量值而调整该开关(103)的切换频率。
12.如权利要求11所述的共振转换器，其中该控制装置(109)包含一组合部(815)用以结合与该相位偏移相关的一量值、与该输入电压相关的一量值、以及与该跨越该负载端的输出电压降有关的一量值，以产生一组合信号，且该开关根据该组合信号而控制其切换频率。
13.如权利要求1-12任一项所述的共振转换器，其中该控制装置(109)包含用以侦测与该开关电流有关的一量值的装置(801)、用以侦测与该负载电流有关的一量值的装置(803)以及用以从所侦测的量值中决定该开关电流与该负载电流间一相位偏移的装置(807)。
14.如权利要求11或12所述的共振转换器，其更包含用以产生与出现在负载的输出电压有关量值的装置(817)，其中所产生的量值为以该输出电压或其一修正值与该参考电压比较为基础的一组合信号。
15.如权利要求12所述的共振转换器，其中该控制装置(109)包含一封闭回路(805)以调整该组合信号到一额定值。
16.如权利要求15所述的共振转换器，其中该控制装置(109)更包含一震荡器(811)，该震荡器根据该组合信号而调整其频率且其输出信号用以控制该开关(103)。
17.如权利要求16所述的共振转换器，其更包含用以调整该震荡器(811)预定工作周期的装置。
18.如权利要求1-17任一项所述的共振转换器，其中该可变负载代表一装置的电压供应。
19.如权利要求1-18任一项所述的共振转换器，其中该变压器为在输入栅与输出栅间具完整电流隔离的一压电变压器。
20.如权利要求19所述的共振转换器，其具有从该输出栅电流分离出来的一分接点，用以提供与相对于该输入栅其中一端点有关的输出电流同相位的一信号。
21.一种藉由包含具一输入栅的一变压器(105)的一共振转换器驱动可变负载的方法，其中该变压器(105)尺寸化使得当提供一额定功率到该可变负载(107)、一开关(103)与控制装置(109)时，该输入信号与输出信号间的降压转换比例介于5∶1到100∶1之间，所述的方法包含下列步骤藉由该控制装置(109)根据在可变负载及/或可变输入电压的时、介于一开关电流与一负载电流间的一相位偏移控制该开关(103)的一切换频率，以为了提供一输入信号到该变压器(105)的输入栅，因而产生驱动该可变负载的一输出信号。
22.如权利要求21所述的方法，其中一压电变压器用来作为该变压器。
23.如权利要求21或22所述的方法，其包含下列步骤侦测与该开关电流有关的一量值；侦测与该负载电流有关的一量值；从所侦测的数值中，决定该开关电流与该负载电流间的相位偏移。
24.如权利要求21到23任一项所述的方法其包含下列步骤侦测与在该负载(107)的输出电压降有关的一量值，及/或侦测与该输入电压有关的一量值；侦测与该相位偏移有关的一量值；从至少其一及最大所有侦测的数值中决定一组合信号。
25.如权利要求24所述的方法，其包含使用一锁相回路(805)调整该组合信号到一额定值的步骤。
26.如权利要求24或25所述的方法，其包含下列步骤根据该组合信号控制一电压控制震荡器(811)；以及利用该震荡器的输出信号作为该开关(103)的一控制信号。
27.如权利要求26所述的方法，其包含调整该震荡器(811)的输出信号的一预定工作周期的步骤。
28.如权利要求21到27任一项所述的方法，其中用以被供给电压的一装置为一可变负载。
29.如权利要求24与25任一项所述的方法，其中用以组成该组合信号的一个或多个量值是从包含输出电压、输入电压、以及相位偏移群组中所选择出来的原始信号与个别的目标值比较后的一目标值中获得。
全文摘要
在用以驱动可变负载(107)的一共振转换器中，首先一输入信号藉由控制装置(109)所控制的一开关所提供的一输入信号藉由一变压器(105)转换成一输出信号。该变压器经尺寸化并连接成当提供额定功率到该可变负载时，输入信号与输出信号间的一降压转换比例介于5∶1到100∶1之间。该开关(103)的切换频率根据在可变负载(107)及/或可变输入电压下的一开关电流与一负载电路间的一相位偏移、与输入电压有关的一量值、以及与该输出电压有关的一量值来控制。本发明的共振转换器更进一步能藉由一变压器(105)的协助而有效地驱动可变负载。
文档编号H02M3/28GK1729613SQ200380106630
公开日2006年2月1日 申请日期2003年12月17日 优先权日2002年12月17日
发明者M·拉德克, G·德博伊 申请人:弗劳恩霍弗实用研究促进协会, 因芬尼昂技术股份公司