专利名称：绿色不间断电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种绿色不间断电源。
背景技术：
传统不间断电源UPS，在有市电的时候，先把市电通过AC/DC变换器，变成直流电压，接着是通过DC/DC变换器，进行功率因数校正，然后再通过DC/AC变换器，逆变成交流电压，提供给用户设备；没有市电的时候，蓄电池的直流电压先通过DC/DC变换器升压，再通过DC/AC变换器，逆变成交流电压，提供给用户设备，还要进行DC/DC变换，对蓄电池充电。市电和蓄电池的电压都必须通过二次或三次功率变换，才能到达用户设备，因此电能损耗大，整机效率低。同时，由于电路复杂，功率变换环节多，故障率高，给整个系统引入了现实的和潜在的不安全因素。
综上所述，传统不间断电源成本高、效率低、电路复杂、故障率高。
近期发明的无逆变器不间断电源UPSWI，免除了传统不间断电源中的逆变器，成本、体积、重量、功耗都是传统UPS的十分之一，提供给用户设备的是直流电压，免除了传统UPS所固有的、对用户设备产生的谐波干扰，因此，大大提高了整个系统的可靠性和安全性。但UPSWI不包括逆变器，输出的是直流电压，不能带感性负载，这在某种程度上，减小了其应用范围；同时，UPSWI只有电压低端补偿功能，没有电压高端补偿功能，当市电电压过高时，输出电压不能保持恒定，给用户设备带来潜在的安全隐患。例如当市电为280V时，输出直流电压空载时可达400V。如果要使输出直流电压保持恒定，必须在输出级另外增加全功率直流稳压器，其成本、体积、重量、功耗将会变得比传统UPS还在高得多。
另外，UPSWI没有进行功率因数校正，其网侧功率因数仅为0.6左右，在世界范围内强制执行IEC555-2、IEEE519、EN60555-2、EN61000-3-2等国际标准以后，既不能接入国内电网，也不能进入国际市场。
接入电网的用电设备所产生的谐波，对电网构成污染，是电力系统的大敌。直流输出的设备，都有一个采用二极管整流、大电容滤波的整流环节，使输入的交流电流严重畸变，所产生的谐波，使得电力系统本身，和电力系统的通信、继电保护以及接入电力系统的所有仪器仪表产生误测量、误动作。随着用电设备日益增多，谐波污染引起了越来越广泛的关注。显然，使用有效的校正技术把谐波污染控制在较小范围是当务之急。谐波对电网产生严重的污染的同时，还造成电源功率因数的降低。不加功率因数校正的容性负载，其网侧功率因数仅为0.6以下，其实际意义是电网每发电1000瓦，只有600瓦被用电设备所吸收，其中有400瓦被白白浪费掉。因此，为了有效地消除谐波和提高功率因数，接入电网的各类用电设备必须采用有源功率因数校正器(APFC)。
有源功率因数校正器一般采用的电路拓朴，是一种非隔离的、工作在连续导电模式(CCM)的Boost变换器电路，其成本约为全功率变换器的20％左右。UPSWI采用了这种电路以后，增加了PFC功能和低压补偿功能，可以代替原来的电压补偿稳压器，UPSWI的成本增加并不很多。但这种有源功率因数校正器没有电压高端补偿功能，当输入交流电压低于220VAV时，APFC可以有稳定的直流电压输出，并且输出直流电压可以调整到308VDC，UPSWI可以正常工作；但当输入交流电压变化到280VAC时，APFC输出的直流电压会随着输入交流电压变化到400VDC，因为这种PFC电路是一种升压电路，只有电压低端补偿功能，而没有电压高端补偿功能，其输出的直流电压不可能低于输入交流电压的峰值。如果要使输出直流电压保持恒定，必须在输出级另增加全功率直流稳压器，其成本、体积、重量、功耗将会变得比传统UPS还在高得多。
有源功率因数校器可以采用的另一种电路拓朴，是一种隔离的、工作在非连续导电模式(DCM)的反激式变换器电路。这种电路有高频变压器隔离，其输出的直流电压可以任意调节，在性能上完全适合UPSWI输出级的要求。但是，这种隔离的电路拓朴，是100％全功率变换器，用以取代UPSWI原有的电压补偿稳压器(10％的全功率变换器)，必然增加了90％的成本、体积、重量和功耗，采用这种隔离电路拓朴的结果，和采用上述非隔离电路拓朴的结果相同，其成本、体积、重量、功耗将会变得比传统UPS还在高得多。
综上所述，UPSWI没有电压高端补偿功能，也没有功率因数校正功能，更不能输出交流电压，只要具备上述三种功能中的一种，则其成本、体积、重量、功耗将会变得比传统UPS还在高得多。
发明内容
本发明的目的旨在克服传统UPS成本高、效率低、电路复杂、故障率高的缺点，克服UPSWI没有电压高端补偿功能，没有功率因数校正功能，也不能输出交流的缺点，推出一种成本低、效率高、电路简单、故障率低，安全可靠，对用户设备无干扰的绿色不间断电源，这种电源具有电压高端补偿功能，具有功率因数校正功能，既可输出交流，也可输出直流电压，输出交流和直流电压的比例，可由用户自选，同时保持无逆变器不间断电源UPSWI相对于传统UPS的所有优越性，其成本、体积、重量、功耗都是传统UPS的十分之一。
本发明的目的是以下述方案实现的免除传统不间断电源中的逆变器，市电通过整流器倒相而不滤波，得到单边脉动正弦电压(即馒头波)后，保持其中的基波成份。当市电小于或等于额定值时，用功率校正级对馒头波进行功率因数校正和低端补偿；当市电过高时，采用正弦切割级，把馒头波中高出额定输出电压部份的电能反馈到输入端，以此进行输入电压的高端补偿，然后进行功率因数校正；当市电中断时，通过正弦切割级把蓄电池的直流切割成馒头波，同时通过功率校正级对切割出来的馒头波进行电压低端补偿，而把蓄电池电压中，切割下馒头波剩余部份的电能反馈到输入端。通过低压补偿后的馒头波，再通过倒相级还原成正弦波输出电压，通过滤波级平滑成直流输出电压。
可同时输出交流和直流的机型，其中包括蓄电池(1)、整流器(2)、正弦切割级(3)、功率校正级(4)、倒相级(5)和滤波级(6)，其特征是交流输入电压(AC)进入整流器(2)，整流器(2)的输出接正弦切割级(3)，并向蓄电池(1)充电，蓄电池(1)的输出接正弦切割级(3)，正弦切割级(3)之后依次接功率校正级(4)和倒相级(5)，功率校正级(4)接滤波级(6)；交流输出电压(Va)由倒相级(5)引出，直流输出电压(Vd)由滤波级(6)引出。
只输出交流的机型，其中包括交流输入电压(AC)进入整流器(2)，整流器(2)的输出接正弦切割级(3)，并向蓄电池(1)充电，蓄电池(1)的输出接正弦切割级(3)，正弦切割级(3)之后依次接功率校正级(4)和倒相级(5)，交流输出电压(Va)由倒相级(5)引出。
只输出直流的机型，其中包括交流输入电压(AC)进入整流器(2)，整流器(2)的输出接正弦切割级(3)，并向蓄电池(1)充电，蓄电池(1)的输出接功率校正级(4)，正弦切割级(3)之后依次接功率校正级(4)和滤波级(6)，直流输出电压(Vd)由滤波级(6)引出。
图1可同时输出交直流电压的框图。
图2只输出交流电压的框图。
图3只输出直流电压的框图。
图4可同时输出交直流电压的电路图。
图5只输出交流电压的电路图。
图6只输出直流电压的电路图。
图7弦切割级场效应管的驱动电路。
图8倒相级可控硅的驱动电路。
图9市电电压高于额定输出电压部份经切割后的波形图。
图10蓄电池电压切割成馒头波电压的波形11各点电压波形图(11-1)输入市电波形，(11-2)整流后的馒头波，(11-3)功率校正后的波形，(11-4)电容C2滤波后的波形，(11-5)输出交流电压波形，(11-6)输出直流电压波形。
在图4的电路中，蓄电池(1)由第一可控硅(SCR1)和蓄电池组(E)组成，第一可控硅(SCR1)的负极接蓄电池组(E)的正极，第一可控硅(SCR1)的正极接整流桥(REC)的2脚，蓄电池组(E)的负极接地(GND)。正弦切割级(3)由变压器(TRN)、第一二级管(D1)、第一电容(G1)、继电器(RL)、第二可控硅(SCR2)、第一场效应管(Q1)及其驱动电路组成；变压器(TRN)的1脚、第一二级管(D1)的负极、第一可控硅(SCR1)的正极和第一可控硅(SCR1)的负极接在一起，第一电容(C1)的一端和继电器(RL)的一个触头接第一二极管(D1)的负极，变压器(TRN)的4脚和第一电容(C1)的另一端接地(GND)，继电器(RL)的另一触头接第一场效应管(Q1)的源极(S1)，第二可控硅(SCR2)的正极接蓄电池(E)的正极，变压器(TRN)的3脚接第一二极管(D1)的正极，其2脚接第一场效应管(Q1)的漏极(D1)，第一场效应管(Q1)的源极(S1)接第一电感(L1)的1脚。功率校正级(4)由第一电感(L1)、第二二极管(D2)和第二场应管(Q2)及其驱动电路组成；第一电感(L1)的2脚、第二二极管(D2)的正极和第二场应管(Q2)的漏极(D2)接在一起，第二二极管(D2)的负极接第三可控硅(SCR3)的正极，第二场效应管(Q2)的源极(S2)接地(GND)。倒相级(5)由第二电容(C2)、第三电容(C3)和第三到第六可控硅(SCR3-SCR6)及其驱动电路组成；第三可控硅(SCR3)和第四可控硅(SCR4)的正极接第二电容(C2)的一端，第五可控硅(SCR5)和第六可控硅(SCR6)的负极接第二电容(C2)的另一端，第三可控硅(SCR3)的负极和第五可控硅(SCR5)的正极接第三电容(C3)的一端，第四可控硅(SCR4)的负极和第六可控硅(SCR6)的正极接第三电容(C3)的另一端，第三可控硅(SCR3)的负极接输出电压的火线(Va)，第六可控硅(SCR6)的负极接(GND)，其正极接输出交流电压的零线(Var)。滤波级(6)由第三二极管(D3)和第四电容(C4)组成；第三二极管(D3)的正极接第二二极管(D2)的负极，其负极接第四电容(C4)的正极，第四电容(C4)的负极接地(GND)，输出直流电压(Vd)由第五电容(C4)的正极引出。
图5和图6的电路结构与此相同，交流输出的机型，没有滤波级，只有倒相级；直流输出的机型，没有倒相级，只有滤波级。
图7是正弦切割级。正弦切割级(3)的第一场效应管(Q1)栅极(G1)的驱动电路，由第一到五电阻(R1-R5)、第三场效应管(Q3)、稳压管(ZD)和电位器(VR)组成；第二电阻(R2)并在第一场效应管(Q1)的漏极(D1)和栅极(G1)之间，第三电阻(R3)、电位器(VR)和第四电阻(R4)依次串联，串联后的支路和第五电阻(R5)并联，并联后电路的一头接第一场效应管(Q1)的源极(S1)，另一头接地(GND)，稳压管(ZD)的负极接第一电阻(R1)的一端，其正极接地(GND)，第一电阻(R1)的另一端接第一场效应管(Q1)的源极(S1)，第三场效应管(Q3)的漏极(D3)接第一场效应管(Q1)的栅极(G1)，其源极(S3)接稳压二极管(ZD)的负极，其栅极接电位器(VR)的中心抽头；正弦波信号(Vsin)加在第三场效应管(Q3)的源极(S3)和地(GND)之间，脉冲方波信号(PLS)加在第一场效应管(Q1)的栅极(G1)和其源极(S1)之间。
图8是倒相级。倒相级(5)的第三到第六可控硅(SCR3-SCR6)的驱动电路由方波发生器和四个结构相同的隔离电路组成。方波发生器由集成电路(U1)及其周围元件组成，集成电路(U1)的1脚接地(GND)，其2脚接6脚，同时通过第五电容(C5)接地(GND)，其3脚通过第六电阻(R6)接2脚，同时通过第八电阻(R8)接三极管(Q4)的基极，其4脚和8脚接辅助电源(+12V)，并通过第九电阻(R9)接三极管(Q4)的集电极，第七电阻(R7)接在三极管(Q4)的基极和发射极之间，三极管(Q4)的发射极接地(GND)。第一个隔离电路由第二光耦(U2)及其周围元件组成，第六电容(C6)和第十三电阻(R13)串联，第六电容(C6)接第三可控硅(SCR3)的负极，第十三电阻(R13)接第三可控硅(SCR3)的正极，第二光耦(U2)的1脚通过第十八电阻(R18)接集成电路(U1)的3脚，其2脚接第五光耦(U5)的1脚，其4脚通过第十二电阻(R12)接第六电容(C6)和第十三电阻(R13)串联支路的中点，其6脚接第三可控硅(SCR3)的栅极。第二个隔离电路由第三光耦(U3)及用其周围元件组成，第七电容(C7)和第十七电阻(R17)串联，第七电容(C7)接第四可控硅(SCR4)的负极，第十七电阻(R17)接第四可控硅(SCR4)的正极，第三光耦(U3)的1脚通过第十九电阻(R19)接三极管(Q4)的集电极，其2脚接第四光耦(U4)的1脚，其4脚通过第十六电阻(R16)接第七电容(C7)和第十七电阻(R17)串联支路的中点，其6脚接第四可控硅(SCR4)的栅极。第三个隔离电路由第四光耦(U4)及其周围元件组成，第八电容(C8)和第十五电阻(R15)串联，第八电容(C8)接第五可控硅(SCR5)的负极，第十五电阻(R15)第五可控硅(SCR5)的正极，第四光耦(U4)的2脚接地(GND)，其4脚通过第十四电阻(R14)接第八电容(C8)和第十五电阻(R15)串联支路的中点，其6脚接第五可控硅(SCR5)的栅极。第四个隔离电路由第五光耦(U5)及其周围元件组成，第九电容(C9)和第十一电阻(R11)串联，第九电容(C9)接第六可控硅(SCR6)的负极，第十一电阻(R11)接第六可控硅(SCR6)的正极，第五光耦(U5)的2脚接地(GND)，其4脚通过第十电阻(R10)接第九电容(C9)和第十一电阻(R11)串联支路的中点，其6脚接第六可控硅(SCR6)的栅极。
具体实施例方式
实施方式一既可输出交流，也可输出直流，交流电压和直流电压的比例，可由用户自选。
当市电在正常范围时，继电器RL处在常闭接点，输入电压只经过整流器、功率校正级和倒相级。整流器把市电的正弦交流电压倒相成馒头波，便于进行单边功率因数校正。对交流电压进行单边功率因数校正的目的，是为了使交流和直流电压可以通过相同的功率通道，从而简化电路结构，节约整机成本。功率因数校正后的馒头波电压，经过电容C2以后，滤去了其上迭加的、由功率因数校正器所产生的高频脉冲，然后由倒相级把馒头波电压还原成正弦交流输出电压Va。倒相级的电路结构与逆变器类似，其区别在于，逆变器是把直流变换成正弦波或方波，如果用高频变换器，会产生很大的开关损耗，如果用工频变换器，需要庞大的工频变压器和滤波电感，总之，逆变器是成本高而效率低；这里的倒相级却不然，其输入的电压已是单边正脉动弦波，既不必高频变换，也不需庞大的工频变压器和滤波电感，其功率损耗，和整流器完全一样。功率校正后的馒头波电压，经倒相级还原成交流输出电压Va，其中一部份经电解电容C4平滑滤波，变成直流输出电压Vd。这里的二极管D3起隔离作用。输出交流电压，需要可控硅倒相，输出直流电压，需要电解电容滤波，用户自选直流和交流输出电压的比例，实际上并不影响整机成本。
当市电大于正常范围时，继电器RL处在常开接点，正弦切割级起作用。市电经过整流器把交流电压倒相成馒头波，经过正弦切割级，把馒头波中高出额定输出电压部份切割下不，把切下来的这部份电能反馈到输入端，然后经过功率校正级对切去多余部份的馒头波进行功率因数校正，通过倒相级输出正弦波电压Va，同时通过滤波级输出直流电压Vd。这时市电被分成二部份，一部份在场效应管Q1的漏极电路上产生压降，另一部份就是输出电压。由于输出电压是恒定的，所以馒头波中高出额定输出的电压，将全部降落在Q1的漏极电路上，这时正弦切割级会把这部份电压所包含的电能，经高频功率变换后反馈到输入端。在调整正弦切割级时，必须保证其输出的馒头波电压的平均值，小于或等于整机额定输出电压的平均值，因为功率校正级是一个升压变换器，只有输入电压小于或等于其输出电压，才能保持输出馒头波电压有效值的恒定，从而保证输出的交流电压Va和直流电压Vd的恒定。
倒相级中的四个可控硅的驱动电路(见图8)，还起到隔离作用，从NE555的3脚和7脚获得的对称方波信号，驱动四个光耦，从而控制四个可控硅轮流适时导通，把经C2滤波后的恒定馒头波倒相成交流电压。
功率校正级对交流输入的作用有两个一是进行有源功率因数校正，二是保持输出电压的恒定(低端补偿)，对直流输入的作用只一个，就是保持输出电压的恒定(低端补偿)。有源功率因数校正APFC是在基波为单边脉动正弦波之上叠加一个高频脉冲波，由C3将此高频脉冲波滤去以后，就还原成单边脉动正弦波，这里的单边脉动正弦波，就是馒头波。
可控硅SCR1控制对蓄电池E的充电，当蓄电池电压充到额定值时，SCR1自动关断，停止充电。可控硅SCR2控制蓄电池的适时接入，当市电停电的时候，SCR2开通，蓄电池接入，当市恢复的时候，SCR2自动关断。可控硅SCR1和SCR2以及继电器RL的检测、控制，以及功率因数校正器的驱动，均为现有技术。只输出直流的实施方案三，实际上是增加了电压高端补偿、有源功率因数校正和输出交流电压这三项功能的无逆变器不间断电源UPSWI。
本实施方式的各点波形，请参考图11。
实施方式二只输出交流电压的方式。
如果只输出交流电压，去掉实施方式一中接在功率校正级后面的滤波级即可，工作过程和工作原理和实施方式一相同。
实施方式三只输出直流电压的方式。
如果只输出直流电压，可去掉实施方式一中接在功率校正级后面的倒相级，工作过程和工作原理与实施方式一基本相同，这时候，蓄电池电压不经过正弦切割级，而直接进入功率校正级，因为输出电压本来就是直流，不必把直流切割成正弦波。
几点说明一、正弦切割级中的场效应管Q1所组成的电路(见图7)，结构简单，器件少而功能多1)射极跟随器，2)线性直流稳压器，3)低频功率放大器，4)高频功率变换器，场效应管Q1的前置放大级的Q3，把从源极进入的单边脉动正弦波参考信号Vsin放大到输出电压的额定值，此信号从Q3的漏极进入Q1的栅极，由于此单边脉动正弦波参考电压是恒定的，所以，进入Q1栅极的单边脉动正弦波电压也是恒定的，使得从Q1源极输出的单边脉动正弦波电压也保持恒定，因此，Q1所组成的电路是一个射极跟随器；R3、VR和R4组成的检测电路，把Q1源极输出电压的变化反映到前置级，形成强烈负反馈，使得Q1源极的输出电压相对负载变化和输入电压的变化保持恒定，因此，Q1所组成的电路又是一个线性直流稳压器；前置放大级Q3组成的电路，把单边脉动正弦波参考电压放大，然后由Q1的源极输出，Q1和Q3漏极的供电电压是市电经整流后的单边脉动电压，或者是蓄电池输出的直流电压，因此，Q1所组成的电路也是一个低频功率放大器；在Q1的漏极接有一个高频变压器及其滤波电路，同时在栅极和源极之间接有高频方波驱动信号，高频变压器次级输出的电压和输入电压并联，由于滤波电容只滤除高频部份，基波是正弦波，输出仍然是正弦波，基波是直流，输出仍然是直流，同时，此输出电压是隔离的，和输入电压并联，并不产生冲突，因此，场效应管Q1所组成的电路同时是一个高频功率变换器。
场效应管Q1组成的电路，无论有多简单，也无论具有多少功能，其主要目的是把其输入电压(馒头波或直流电压)中高于额定输出电压平均值的多余部份切割下来(即进行所谓的电压高端补偿)，并将切割下来这部份的电能反馈到输入端，而能保持切割后的剩余部份是标准的单边脉动正弦波，因此，将其命名为正弦切割级比较贴切。
不难理解，Q1的源极输出的是单边脉动正弦波电压，漏极接有一个高频功率变换器，这个高频功率变换器的供电电压的低端，就在单边脉动正弦波的包络上滑动，其幅值等于输入市电的单边脉动电压或者蓄电池直流电压，减去Q1源极的输出电压，由于Q1漏极上高频功率变换器的存在，使得Q1在运行的全过程中，一直处于饱和状态。如果输入市电比额定输出电压高，则Q1会把高出额定电压部份切割下来(见图9)，经漏极的高频功率变换器反馈到输入端；同样道理，如果输入的是蓄电池的直流电压，Q1会把直流切割成正弦波(见图10)，而把正弦波以外的部份，经漏极的高频功率变换器反馈到输入端。正弦切割级的元件少，功能多，效率高。由于Q1在工作的全过程中，一直处在饱和状态，其全部功率损耗只相当一个饱和管压降所产生的功率损耗，二、本发明每一个环节的电路，都采用了非常规的应用方式1)输入蓄电池直流电压，要想在输出端得到交流正弦波电压，必须进行DC/AC逆变，要么利用工频变压器和滤波电感进行工频逆变，要么利用PWM进行高频逆变；本发明在输出端获得交流正弦波电压，而不必进行工频或高频逆变。
2)整流滤波器，在整流桥后面接有大容量电解电容组成的滤波器，目的是滤掉正弦波中包括基波在内的所有谐波分量；本发明是整流而不滤波，目的是保留和利用输入电压中的基波分量。
3)由Boost电路拓朴组成的有源功率因数校正器，是一种输出直流电压的预稳压器，接有大容量电解电容组成的滤波电路，目的是滤去由PWM所产生的高频分量和正弦波中所包含各次谐波分量，如果应用在直流输出的场合，在功率因数校正后要进行DC/DC变换，如果应用在交流输出的场合，功率因数校正后要进行DC/AC变换。本发明在有源功率因数校正器后，并不采用大容量电解电容滤波，只用小容量电容滤去由PWM所产生的高频分量而保留弦波中的基波分量，因此，尽管是交流输出的应用场合，输出的是正弦波电压，但在功率因数校正后却不必进行DC/AC变换。
4)直流线性稳压电源，其功能是稳定直流电压，和现在大行其道的开关稳压电源相比，以其成本、体积、重量、功耗过大而早已经被遗忘和淘汰。本发明的正弦切割级却正是采用了直流线性稳压的电路拓朴，但所稳定的并不是直流而是正弦波，而其成本、体积、重量、功耗却比开关电源减少了90％。
5)低频功率放大器，实际上是一种音频专用放大器，是消费类电子产品，所放大的是话音或乐声，主要指标是高保真度而有意忽略效率，其效率一般是50％左右，本发明的正弦切割级却正是采用了低频功率放大电路，目的是取代逆变器而从蓄电池的直流电压中获得正弦波电压，但其效率却高达95％以上。
6)三极管、场效应管所组成的电路，都是直流方式供电，而且对工作电压的纹波电平，都有相应要求，本发明中的所有三极管和场效应管，都采用馒头波供电，自始至终都保持正弦波中的基波分量。
三、本发明对各环节的电路都采用了非常规的应用，虽然是反其道而行之，却获得意想不到的技术效果。全功率变换器(单位为U)，表征了一台UPS的复杂性、可靠性和设计的合理性，应用全功率的概念，可以衡量一台UPS的成本、体积、重量、功耗(见“传统不间断电源即将功成身退”一文，郁百超中国电源学会第十六届年会论文集)。
以下是传统UPS中最具代表性的几种机型，根据表1可计算出它们的全功率值如下表1UPS常用部件的全功率值
1)在线式大功率工频UPS，包括整流滤波器(0.01U)、功率因数校正器(0.2U)，逆变器(1U)、充电器(0.5U)，是一个1.71U的UPS。
2)在线式大功率高频UPS，包括整流滤波器(0.01U)、功率因数校正器(0.2U)，逆变器(1U)、充电器(0.5U)，是一个1.71U的UPS。
3)Delta双变换UPS，包括Delta逆变器(0.2U)，主逆变器(1U)，是一个1.2U的UPS。
从表1可以计算出无逆变器不间断电源和绿色不间断电源的全功率值1)无逆变器不间断电源，包括整流滤波器(0.01U)、电压补偿稳压器(0.10U)，是一个0.11U的UPS。
2)绿色不间断电源包括整流滤波器(0.01U)、正弦切割级(0.1U)、功率因数校正器(0.2U)，倒相级)(0.01U)，是一个0.31U有UPS。
绿色不间断电源中的滤波级合并在整流器滤波器内，倒相级和整流级相同，而正弦切割级的全功率值和电压补偿稳压器相同。
以上计算出来的全功率值，都具有可比较性，因为各款电源的输出电压都是交流，同时具有功率因数校正功能。传统双变换不间断电源包括1.71U的功率变换器，Delta双变换不间断电源包括1.2U的功率变换器，而绿色不间断电源只包括0.31U的功率变换器。Delta双变换UPS的各项性能之所以大大优于传统双变换UPS，是因为减少了0.5U的功率变换器。计算结果表明，绿色不间断电源比Delta双变换UPS又减少了0.89U的功率变换器，其各项性能和技术指标的提高，可想而知。
无逆变器不间断电源没有功率因数校正功能，也不能输出交流电压，不具备比较性，如果一定要进行平等的比较，可在无逆变器不间断电源中增加功率因数校正器(0.2U)和逆变器(1.0U)，减去电压补偿稳压器(0.1U)，如此一来，无逆变器不间断电源就是一个包括1.21U的UPS，其性能比Delta双变换不间断电源略差。
权利要求
1.一种绿色不间断电源，包括蓄电池(1)、整流器(2)、正弦切割级(3)、功率校正级(4)、倒相级(5)和滤波级(6)，其特征是交流输入电压(AC)进入整流器(2)，整流器(2)的输出接正弦切割级(3)，并向蓄电池(1)充电，蓄电池(1)的输出接正弦切割级(3)，正弦切割级(3)之后依次接功率校正级(4)和倒相级(5)，功率校正级(4)接滤波级(6)；交流输出电压(Va)由倒相级(5)引出，直流输出电压(Vd)由滤波级(6)引出。
2.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是交流输入电压(AC)进入整流器(2)，整流器(2)的输出接正弦切割级(3)，并向蓄电池(1)充电，蓄电池(1)的输出接正弦切割级(3)，正弦切割级(3)之后依次接功率校正级(4)和倒相级(5)，交流输出电压(Va)由倒相级(5)引出。
3.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是交流输入电压(AC)进入整流器(2)，整流器(2)的输出接正弦切割级(3)，并向蓄电池(1)充电，蓄电池(1)的输出接功率校正级(4)，正弦切割级(3)之后依次接功率校正级(4)和滤波级(6)，直流输出电压(Vd)由滤波级(6)引出。
4.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是蓄电池(1)由第一可控硅(SCR1)和蓄电池组(E)组成，第一可控硅(SCR1)的负极接蓄电池组(E)的正极，第一可控硅(SCR1)的正极接整流桥(REC)的2脚，蓄电池组(E)的负极接地(GND)。
5.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是正弦切割级(3)由变压器(TRN)、第一二级管(D1)、第一电容(C1)、继电器(RL)、第二可控硅(SCR2)、第一场效应管(Q1)及其驱动电路组成；变压器(TRN)的1脚、第一二级管(D1)的负极、第一可控硅(SCR1)的正极和第一可控硅(SCR1)的负极接在一起，第一电容(C1)的一端和继电器(RL)的一个触头接第一二极管(D1)的负极，变压器(TRN)的4脚和第一电容(C1)的另一端接地(GND)，继电器(RL)的另一触头接第一场效应管(Q1)的源极(S1)，第二可控硅(SCR2)的正极接蓄电池(E)的正极，变压器(TRN)的3脚接第一二极管(D1)的正极，其2脚接第一场效应管(Q1)的漏极(D1)，第一场效应管(Q1)的源极(S1)接第一电感(L1)的1脚。
6.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是功率校正级(4)由第一电感(L1)、第二二极管(D2)和第二场应管(Q2)及其驱动电路组成；第一电感(L1)的2脚、第二二极管(D2)的正极和第二场应管(Q2)的漏极(D2)接在一起，第二二极管(D2)的负极接第三可控硅(SCR3)的正极，第二场效应管(Q2)的源极(S2)接地(GND)。
7.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是倒相级(5)由第二电容(C2)、第三电容(C3)和第三到第六可控硅(SCR3-SCR6)及其驱动电路组成；第三可控硅(SCR3)和第四可控硅(SCR4)的正极接第二电容(C2)的一端，第五可控硅(SCR5)和第六可控硅(SCR6)的负极接第二电容(C2)的另一端，第三可控硅(SCR3)的负极和第五可控硅(SCR5)的正极接第三电容(C3)的一端，第四可控硅(SCR4)的负极和第六可控硅(SCR6)的正极接第三电容(C3)的另一端，第三可控硅(SCR3)的负极接输出电压的火线(Va)，第六可控硅(SCR6)的负极接(GND)，其正极接输出交流电压的零线(Var)。
8.根据权利要求1所述的绿色不间断电源，其特征是滤波级(6)由第三二极管(D3)和第四电容(C4)组成；第三二极管(D3)的正极接第二二极管(D2)的负极，其负极接第四电容(C4)的正极，第四电容(C4)的负极接地(GND)，输出直流电压(Vd)由第五电容(C4)的正极引出。
9.根据权利要求6所述的绿色不间断电源，其特征是正弦切割级(3)的第一场效应管(Q1)栅极(G1)的驱动电路，由第一到五电阻(R1-R5)、第三场效应管(Q3)、稳压管(ZD)和电位器(VR)组成；第二电阻(R2)并在第一场效应管(Q1)的漏极(D1)和栅极(G1)之间，第三电阻(R3)、电位器(VR)和第四电阻(R4)依次串联，串联后的支路和第五电阻(R5)并联，并联后电路的一头接第一场效应管(Q1)的源极(S1)，另一头接地(GND)，稳压管(ZD)的负极接第一电阻(R1)的一端，其正极接地(GND)，第一电阻(R1)的另一端接第一场效应管(Q1)的源极(S1)，第三场效应管(Q3)的漏极(D3)接第一场效应管(Q1)的栅极(G1)，其源极(S3)接稳压二极管(ZD)的负极，其栅极接电位器(VR)的中心抽头；正弦波信号(Vsin)加在第三场效应管(Q3)的源极(S3)和地(GND)之间，脉冲方波信号(PLS)加在第一场效应管(Q1)的栅极(G1)和其源极(S1)之间。
10.根据权利要求8所述的绿色不间断电源，其特征是倒相级(5)的第三到第六可控硅(SCR3-SCR6)的驱动电路由方波发生器和四个结构相同的隔离电路组成；1)方波发生器由集成电路(U1)及其周围元件组成，集成电路(U1)的1脚接地(GND)，其2脚接6脚，同时通过第五电容(C5)接地(GND)，其3脚通过第六电阻(R6)接2脚，同时通过第八电阻(R8)接三极管(Q4)的基极，其4脚和8脚接辅助电源(+12V)，并通过第九电阻(R9)接三极管(Q4)的集电极，第七电阻(R7)接在三极管(Q4)的基极和发射极之间，三极管(Q4)的发射极接地(GND)；2)第一个隔离电路由第二光耦(U2)及其周围元件组成，第六电容(C6)和第十三电阻(R13)串联，第六电容(C6)接第三可控硅(SCR3)的负极，第十三电阻(R13)接第三可控硅(SCR3)的正极，第二光耦(U2)的1脚通过第十八电阻(R18)接集成电路(U1)的3脚，其2脚接第五光耦(U5)的1脚，其4脚通过第十二电阻(R12)接第六电容(C6)和第十三电阻(R13)串联支路的中点，其6脚接第三可控硅(SCR3)的栅极；3)第二个隔离电路由第三光耦(U3)及用其周围元件组成，第七电容(C7)和第十七电阻(R17)串联，第七电容(C7)接第四可控硅(SCR4)的负极，第十七电阻(R17)接第四可控硅(SCR4)的正极，第三光耦(U3)的1脚通过第十九电阻(R19)接三极管(Q4)的集电极，其2脚接第四光耦(U4)的1脚，其4脚通过第十六电阻(R16)接第七电容(C7)和第十七电阻(R17)串联支路的中点，其6脚接第四可控硅(SCR4)的栅极；4)第三个隔离电路由第四光耦(U4)及其周围元件组成，第八电容(C8)和第十五电阻(R15)串联，第八电容(C8)接第五可控硅(SCR5)的负极，第十五电阻(R15)第五可控硅(SCR5)的正极，第四光耦(U4)的2脚接地(GND)，其4脚通过第十四电阻(R14)接第八电容(C8)和第十五电阻(R15)串联支路的中点，其6脚接第五可控硅(SCR5)的栅极；5)第四个隔离电路由第五光耦(U5)及其周围元件组成，第九电容(C9)和第十一电阻(R11)串联，第九电容(C9)接第六可控硅(SCR6)的负极，第十一电阻(R11)接第六可控硅(SCR6)的正极，第五光耦(U5)的2脚接地(GND)，其4脚通过第十电阻(R10)接第九电容(C9)和第十一电阻(R11)串联支路的中点，其6脚接第六可控硅(SCR6)的栅极。
全文摘要
本发明是一种绿色不间断电源，免除了传统不间断电源中的逆变器，却能同时输出交流电压和直流电压，在保持传统不间断电源和无逆变器不间断电源所有优点的同时，完全克服了它们的缺点；具有功率因数校正功能，对网侧无干扰，总谐波畸变THD在3％以下，而输入功率因数在99％以上；具有电压高端补偿功能，可工作在市电160－280V的条件之下；电路简单，故障率低，安全可靠，其成本、体积、重量、功耗都是传统UPS的十分之一。
文档编号H02M7/48GK1750355SQ20051009685
公开日2006年3月22日 申请日期2005年9月9日 优先权日2005年9月9日
发明者郁百超 申请人:郁百超