专利名称：自适应同步整流控制电路及方法
技术领域：
本发明是指一种自适应同步整流控制电路及方法，尤指一种应用于电源转换电路(POWER CONVERTER)的自适应同步整流控制电路及方法。
背景技术：
随着电力电子的发展，对于某些电子装置如个人计算机以及通讯器材所要求的输出电压越来越低、所要求的输出功率也越来越大。传统的电力电子转换电路至少会采用一个二极管以进行整流转换，显而易见地，在低电压输出的场合下，二极管的正向导通压降便成为限制转换器效率提升的主要原因。
一般的解决方法是用一个晶体管代替二极管以进行整流，也就是所谓的同步整流技术。目前被用作为同步整流之用的晶体管多半为金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。
请参阅图1，其为常用的半桥串联谐振转换电路的电路图。
图1的半桥串联谐振转换电路(LLC-SRC)10是使用同步整流的金属氧化物半导体场效应管。在图1中，Q1和Q2为两个金属氧化物半导体场效应管，谐振电容Cs和谐振电感Ls则共同构成了一个谐振网络；Tr是一个以次级为中间抽头的变压器；S1和S2分别是变压器Tr次级的同步整流晶体管，其中D1和C1分别是同步整流晶体管S1的寄生体二极管和寄生节电容，而D2和C2则分别是同步整流晶体管S2的寄生体二极管和寄生节电容；Co为输出电容。
金属氧化物半导体场效应管Q1和Q2是交错导通，其占空比分别为50％。当晶体管Q1获得控制脉冲而导通时，正向的电压Vr会加在谐振电容Cs及谐振电感Ls所共同构成的该谐振网络上，正向的电压Vr的电压极性如图1中所标注。此时，变压器Tr次级的同步整流晶体管S1导通，于是变压器Tr初级的电压被输出电容Co的电压箝位，谐振电容Cs和谐振电感Ls便产生谐振。如果谐振时间小于晶体管Q1的导通时间，便代表了转换电路10的谐振频率高于工作频率，则必须在该谐振结束之时关断同步整流晶体管S1以避免形成反向电流。
同样地，当晶体管Q1关断、晶体管Q2导通以后，同步整流晶体管S2便导通，进入下半个谐振周期；同步整流晶体管S2在谐振结束的后即关断，以防止反向电流。
请参阅图2，其为图1的LLC-SRC转换电路10在谐振频率高于工作频率的情况下的波形图，其中，Vgp为变压器Tr初级的金属氧化物半导体场效应管Q1及Q2的控制脉冲，Vgs为变压器Tr次级同步整流晶体管S1及S2的控制脉冲，Vr为加在该谐振网络上的电压，ir和im分别是通过该谐振网络的谐振电流和变压器Tr的激磁电流，而is1和is2分别为通过同步整流晶体管S1和S2的电流。
由图2可看出，在t0至t1时刻，变压器Tr初级的晶体管Q1导通，该谐振网络承受正向电压而谐振，变压器Tr次级的同步整流晶体管S1导通，其电流值为谐振电流与变压器激磁电流的差值(在此假设变压器Tr的匝数比为1∶1)。在t1时刻，同步整流晶体管S1的电流过零，同步整流晶体管S1被关断，此时该谐振网络和变压器Tr的激磁电感Lm共同构成了另一个谐振网络，由于新的谐振网络的谐振周期很长，所以在t1-t3时刻内，可以将其谐振电流视为近似地保持不变。在t3时刻，变压器Tr初级的晶体管Q2和次级的同步整流晶体管S2导通，负向电压加在谐振电容Cs和谐振电感Ls所构成的该谐振网络上，进入下一个谐振周期。
从LLC-SRC 10的工作过程可以看出，如果串联谐振转换电路工作在其谐振周期小于开关周期的情况下，则必须适当地控制变压器次级的同步整流晶体管的关断时间，整个电路才能正常运作。
传统的LLC-SRC电路中常用来进行同步整流的控制方法有(1)采样同步整流晶体管的电流过零点来关断；以及(2)控制整流晶体管的固定导通时间。
(1)采样同步整流晶体管的电流过零点来关断采样同步整流晶体管上的电流，并在电流过零时将同步整流晶体管关断；这种方法的优点是可以实现对同步整流晶体管的最佳控制，缺点是电流采样方法比较困难。
(2)控制整流晶体管的固定导通时间相较于前一个方法，控制同步整流晶体管的固定导通时间的方法的实现比较简单；但缺点是适应能力差，如果电路参数不同，便无法达到对同步整流晶体管的最佳控制。
此外，美国专利US6,870747号案件也提出另一种自适应性控制方法，其是采用数字控制方式，主要适用于脉宽调制(PWM)转换器的同步整流控制之中，通过检测同步整流晶体管的寄生体二极管是否导通，来针对同步整流晶体管作相应的控制。
这种方法虽然在某些PWM转换器中可以实现对同步整流晶体管的良好控制，但在串联谐振电路中却不能实现对同步整流晶体管的最佳控制。这是因为在同步整流晶体管导通的后半期其电流接近于零，因此透过判断寄生体二极管是否导通的方式很难实现对同步整流晶体管在电流过零时关断的控制。此外，由于该案件所采用的是数字控制方法，因定时器的计数精度受限的缘故，较难应用到高频场合。再者，当PWM转换器工作在电流断续模式(DCM)下，同步整流晶体管的关断也需要在电流过零时执行，而与主PWM信号的关断信号没有直接联系，因此，这种方案对转换器工作在DCM时无法做到同步整流晶体管的最佳关断。
请参阅图3(a)，其为同步整流晶体管S1或S2的等价模型的示意图。
在图3(a)中，晶体管有三个端点，分别是源极s、漏极d以与门极g，Cp为其漏-源极间寄生节电容，Dp为其寄生体二极管。在PWM转换器中，若转换器工作在电流连续模式(CCM)下，可以假设流经同步整流晶体管的电流为恒定。
请参阅图3(b)，其为PWM转换器工作在电流连续模式(CCM)下时、同步整流晶体管的主要电流及电压的示意图。
在图3(b)中，isd为流经同步整流晶体管的电，Vgs为同步整流晶体管的控制脉冲，而Vds为同步整流晶体管的压降(也即，寄生节电容上Cp的电压)。
如图3(b)所示，为同步整流晶体管的导通时间小于最佳导通时间；也即在t1时刻、同步整流晶体管上还有电流流过时就将同步整流晶体管关断。当同步整流晶体管关断以后，电流首先对同步整流晶体管的节电容Cp进行充电，因此电容电压会上升，上升的斜率由Cp的电容值和电流的大小所决定。而当电容电压上升到一定值以后，即被同步整流晶体管的体二极管Dp箝位，因此其具体值便是体二极管Dp的正向压降，电流透过体二极管导通，节电容电压一直保持一个恒定电位水平。在这种情形下，若是提早关断同步整流晶体管将会将降低转换器的运作效率。
请参阅图3(c)，其为PWM转换器工作在电流连续模式(CCM)下，同步整流晶体管提早关断时主要电流及电压的示意图。
同样地，在t1时刻，当同步整流晶体管关断时，电流便对寄生节电容充电。由于在谐振转换电路中，当同步整流晶体管关断时，其电流已经是一个接近于零的较小值，因此这一较小电流对节电容充电会使得电容电压缓慢上升，其斜率也逐渐减小。在t2时刻电流过零时，寄生节电容Cp上的电压还没有上升到体二极管Dp的箝位值。从这个过程也可以看出，美国专利US6,870747号案件所提出仅仅透过体二极管Dp的是否导通以作为同步整流晶体管的控制方法，并不能达到同步整流晶体管的最佳控制。
请参阅图3(d)，其为PWM转换器工作在电流断续模式(DCM)下，同步整流晶体管提早关断时主要电流及电压的示意图。
如图3(d)所示，与串联谐振电路相类似，流经同步整流晶体管的电流线性下降，当在t1时刻过早关断同步整流晶体管时，小电流就对同步整流晶体管的节电容Cp时行充电，因此电容电压缓慢上升，同样其斜率也逐渐减小。当t2时刻电流过零时，电容Cp电压低于体二极管Dp的箝位值。因此，当PWM转换器工作在DCM下时，仅仅透过判断体二极管是否导通以作为同步整流晶体管相应的控制方法也无法达到同步整流晶体管的最佳控制。
因此，申请人鉴于现有技术中所产生的缺失，经过悉心试验与研究，并一本锲而不舍的精神，终构思出本发明“自适应同步整流控制电路及方法”，以下为本发明的简要说明。
发明内容
本发明的主要构想是在电流对节电容充电的过程当中，采样节电容电压来优化同步整流晶体管的导通时间。
根据本发明的构想，提出一种自适应同步整流控制电路，是应用于电源转换电路中变压器初级的主开关以及次级的至少一个同步整流晶体管，该自适应同步整流控制电路包括信号预处理器、信号调节器及控制脉冲产生器。该信号预处理器是用以接收该同步整流晶体管的源-漏极电压，并输出预处理信号。该信号调节器是用以接收该预处理信号，并输出同步整流控制信号。该控制脉冲产生器是用以接收该同步整流控制信号，并根据同步于该主开关的同步脉冲信号而产生同步于该主开关的控制脉冲信号，再通过该控制脉冲信号控制该同步整流晶体管。
本发明得通过下列图式及详细说明，从而得到更深入的了解图1是一常用的半桥串联谐振转换电路的电路图；图2是图1的LLC-SRC转换电路10在谐振频率高于工作频率的情况下的波形图；图3(a)是同步整流晶体管的等价模型的示意图；图3(b)是PWM转换器工作在电流连续模式(CCM)下时、同步整流晶体管的主要电流及电压的示意图；图3(c)是PWM转换器工作在电流连续模式(CCM)下，同步整流晶体管提早关断时主要电流及电压的示意图；图3(d)是PWM转换器工作在电流断续模式(DCM)下、同步整流晶体管提早关断时主要电流及电压的示意图；图4是本发明所提自适应同步整流控制电路的方块图；图5是转换电路采用图4的控制电路后的波形图；图6是图4的控制电路的第一具体实施电路图；图7(a)是采样整形电路的工作波形图；图7(b)是谷值检测电路的工作波形图；以及图8是控制脉冲的工作波形图；图9是图4的控制电路的第二具体实施电路图；以及图10是同步整流晶体管开通控制脉冲产生的工作波形图。
主要组件符号说明
10半桥串联谐振转换电路Q1、Q2、S1、S2晶体管Cs谐振电容Ls谐振电感Tr变压器D1、D2寄生体二极管C1、C2寄生节电容Co输出电容Vr正向电压ir谐振电流im激磁电流is1、is2、isd晶体管电流s源极g闸极d漏极Cp寄生节电容Dp寄生体二极管Vgs晶体管控制脉冲Vds晶体管压降Vgp驱动信号P10第一输入信号P20第二输入信号P30信号预处理器P40信号调节器P50控制脉冲产生器
P60控制信号P70控制脉冲信号P90同步整流控制信号iSD小电流X10采样整形电路X20谷值检测电路X30比例积分控制回路X40控制脉冲产生电路X11二极管X13(Va)正向电压X21比较器X22(Vb)谷值信号X31运算放大器X33电阻电容电路X34(Vc)电压信号X41三角波产生电路X42晶体管X44(Vtriangle)三角波信号X46比较信号X47与门X48或门X50电位调节器X60延迟电路Vref参考电位
具体实施例方式
请参阅图4，其为本发明所提自适应同步整流控制电路的方块图，该控制电路需要两个输入信号，第一个输入信号P10是为晶体管漏极d与源极s的电压差Vds；也即，晶体管寄生节电容上的电压Vcp。第二个输入信号P20是初级开关的同步脉冲信号，用以让同步整流晶体管的导通与主开关同期相互同步。值得一提的是，本发明是使用图2中的初级开关Q1、Q2的驱动信号Vgp来说明，但是只要与驱动信号Vgp同步的任何信号都可以实现本发明。
在图4中，信号预处理器P30接收同步整流晶体管的寄生节电容电压Vds，并且对其进行适当的处理以便于检测控制。信号调节器P40接收预处理过的信号，其是透过一个模拟的闭回路控制来作相应的调节，最终得出一个反映能最佳控制同步整流晶体管的信号P60。控制脉冲产生器P50就是根据信号调节器P40输出的控制信号P60来产生同步整流晶体管的控制脉冲信号P70，同时控制脉冲信号P70也与主开关同期相互同步。
请参阅图5，其为转换电路采用图4的控制电路后的波形图。
由图5可看出，在第一个开关周期中，同步整流晶体管在t1时刻关断，由于关断过早，此时同步整流晶体管上还有小电流Isd通过，此一小电流Isd会对同步整流晶体管的寄生节电容进行充电，而产生t1-t2时段内的小尖峰，图4的控制电路透过检测同步整流晶体管的寄生节电容的电压Vcp，通过闭回路进行调节以得到优化的控制脉冲。而在下一个周期t2-t4中，同步整流晶体管便在t3时刻关断，但是该关断还是过早，因此本发明的控制电路便再次进行优化……，最后在经过了几个周期的后便可得到最优化的控制脉冲。以此实施例来看，在t4-t5这一周期内便不再出现电压尖峰，因此同步整流晶体管的控制便得到了最优化。
请参阅图6，其为图4的控制电路的具体实施电路图。在图6中，该控制电路主要包括采样整形电路X10、谷值检测电路X20、比例积分控制回路X30以及控制脉冲产生电路X40。整个控制电路有两个输入信号；信号P10为同步整流晶体管的节电容的电压Vcp，信号P20为初级晶体管的控制信号Vgp。P70则是该控制电路最后输出的同步整流晶体管的最佳控制信号Vgs。
X10为一个采样整形电路，当同步整流晶体管的节电容电压Vcp为负时，也即有电流通过同步整流晶体管时，三个二极管X11便正向导通，得到了偏置后的正向电压Va(即X13)，适当偏置后以方便采样。需要注意的是，只要能达到实现电压偏置的目的，二极管X11的数量无须限定为图中的三个；也即，任何数量的二极管皆可。
当同步整流晶体管反向关断时，其节电容承受很高的正向电压，此时三个二极管X11就承受反压而关断，此举阻断了同步整流晶体管S1、S2在关断时Vcp的高压，可以防止图中的控制组件发生损坏。
图7(a)是为采样整形电路X10的工作波形图。由图中可看出，当同步整流晶体管S1、S2有电流通过时，节电容的电压Vcp(图中的W10)为一负值，当同步整流晶体管反向关断时，Vcp则为一高压正值，该值的大小是由电路参数所决定。Va(图中的W20)为整形后的采样电压的波形，Vd为三个二极管X11的正向导通压降，当同步整流晶体管承受正电压时，由于三个二极管承受反向电压而阻断，采样电压便仅是控制电压VCC。
图6中的X20为一个谷值检测电路，用来检测信号Va的最低值，比较器X21是用来比较输入信号Va与谷值信号Vb(图6的X22)；倘若输入信号Va的值大于谷值信号Vb，比较器X21的输出即为高电位，此时谷值信号保持不变；倘若输入信号Va的值小于谷值信号X22，比较器X21的输出即为低电位，从而将谷值信号迅速拉低，以达到输入信号Va的最低值。
请参阅图7(b)，其为谷值检测电路X20的工作波形图。
在图7(b)中，Va为整形后的采样信号波形，Vb(图6的W40)即为X22端的谷值信号波形。当谷值信号高于检测电路的输入信号时，Vb被拉低至输入信号的谷值，而当谷值信号低于检测电路的输入信号时，Vb便不会对输入信号进行响应。
X30为一个比较积分控制电路。运算放大器X31接收谷值检测电路X20所检测谷值信号Vb与一个固定的参考电位Vref(图6的X32)，以进行误差的比例放大，实现一个闭回路的电路控制，最后输出控制电压Vc(图6的X34)。Vref(图6的X32)为一个固定的参考电位，其值的大小决定了同步整流晶体管工作时的优化程度；具体而言，其值是三个二极管X11的偏置电位减去一个较小值(例如0.1V)，这样透过比例积分的闭回路控制，同步整流晶体管的寄生节电容的值将可被控制在-0.1V。因此可实现同步整流晶体管的优化控制。此外，作为比例积分环节的电阻电容电路X33的引入是为了加强此闭回路是统的稳定性与动态性能。
由于闭回路输出结果将在下一个周期作用于同步整流晶体管，因此，运算放大器X31以及谷值检测电路中的比较器X21都可以利用低速组件而不会影响控制性能。
X40为同步整流晶体管的控制脉冲产生电路，由于比例积分控制回路只产生了一个控制的电压信号Vc(X34)，因此必须将它转换成相应的同步整流晶体管的导通时间。在这里，我们采用了将电压信号与一个三角波进行比较以产生控制脉冲的方法。X41为一个三角波产生电路，它由一个RC充电网络和一个晶体管X42所组成。当晶体管关断时，RC充电网络就充电，于是电容电压逐渐上升，当晶体管X42开通时，电容就立刻透过晶体管X42放电，电容电压迅速下降。此处，我们用了初级的开关脉冲来作为同步控制信号，晶体管X42的开通就由此同步控制信号(即初级晶体管的控制信号)Vgp所控制，控制信号Vgp经过一个非闸反向后作为晶体管X42的控制电位，如此不但产生了三角波信号Vtriangle(X44)，而且此三角波信号Vtriangle(X44)被初级的控制信号Vgp所同步。三角波信号Vtriangle(X44)与比例控制回路产生的控制信号Vc(X34)经过比较器X45得到了比较信号X46，X46信号再与初级的控制信号Vgp透过与门X47，而生成最终的同步整流控制信号Vgs(P70)。
请参阅图8，其为控制脉冲的工作波形图。由图8可看出，透过初级晶体管控制信号Vgp的控制，三角波产生电路就产生了如图8中Vtriangle(Z20)所示的三角波形，透过比较器X45与VC(Z30)和一个与门X47，最终得到了同步整流的控制信号波形，如Vgs(Z40)所示。由图中可以看出，同步整流的控制信号的开通与初级控制信号同步，关断则由闭回路控制电路所控制。
通过在串联谐振电路中引入本发明所提出的自适应同步整流控制方法的后，就可以对同步整流关断时间作最佳优化。由于控制方法采样了同步整流寄生节电容的电压，并取样了其谷值电压，因此提升了控制方法的控制精度。此外，比例积分环节的引入则加强了该控制方法的稳定性，并且优化了控制，具有自调节功能。
本发明的自适应同步整流控制方法的优点在于所使用的组件较少，电路架构简单，同时电路对部份组件的性能的要求也不高；再者，由于整个控制方法所采用的是模拟控制方式，因此不存在数字控制方法所具有的计时精度的问题，因此本发明方法也适用于高频的应用场合。
需要说明的是，实施例中所列举的控制方法不仅仅适用于串联谐振电路(LLC-SRC)，也适用于其它型态的谐振转换电路、以及工作在电流断续模式(DCM)下的脉宽调制(PWM)电路(如回扫式(flyback)拓扑)。如前所述，当PWM电路工作在DCM时，通过同步整流晶体管的电流逐渐下降，其关断时间和初级的控制信号并没有直接联系，而是由转换器的电路参数所决定，因此利用本发明所提出的方法就可以随着电路参数的变换而控制同步整流晶体管、使其在电流过零时被关断。
此外，同样需要指出的是，实施例中虽然只描述了控制同步整流脉冲的关断时刻，但本发明所提出的方法也同样适用于转换器的开通时刻。请参阅图9，其为本控制方法应用于开通时的控制原理图。
与图6相同，该电路同样包括采样整形电路X10、谷值检测电路X20、比例积分控制环X30以及控制脉冲产生电路X40。但与图6不同的是，图9还增加了电位调节器X50和延迟电路X60；此外，控制脉冲产生电路中原先的与门X47换成了或门X48。在图9中，电位调节器X50的作用是将电位进行调整以保证控制电路的正确性，延迟电路的引入是为了使控制信号得到正确的同步脉冲信号。经过整个开通的优化控制，最终可得到开通优化后的同步整流控制信号P90。
请参阅图10，其为同步整流晶体管开通控制脉冲产生的工作波形图。
由图中可看出，初级控制信号Vgp经过一个延迟电路X60的后得到了图10中所示延迟的后的信号Vgp-delay，延迟时间为t-delay。三角波产生电路所产生的三角波如图中所示的Vtriangle2，此信号被Vgp-delay所同步，也即受初级晶体管的信号Vgp所同步。信号VC2为透过电位调整后的比例积分控制信号，透过比较器X45及一个或门X48，最终得到了同步整流的控制信号波形，如Vgs2所示。从图中可以看出，同步整流的控制信号的开通由闭回路控制电路所控制，关断则与初级控制信号同步。如此便可达到优化开通控制的目的。
综上所述，将本发明提出的控制方案同时用于开通与关断的优化控制，就能够得到最优化的同步整流控制方案。
本发明可由本领域普通技术人员做出修改和改变，但是并不脱离所附权利要求所保护的范围。
权利要求
1.一种高自适应同步整流控制电路，是应用于电源转换电路中变压器初级的主开关以及次级的至少一个同步整流晶体管，该自适应同步整流控制电路包括信号预处理器，用以接收该同步整流晶体管的源-漏极电压，并输出预处理信号；信号调节器，用以接收该预处理信号及预定电压，并输出同步整流控制信号；以及控制脉冲产生器，用以接收该同步整流控制信号，并根据同步于该主开关的同步脉冲信号而产生同步于该主开关的控制脉冲信号，再通过该控制脉冲信号控制该同步整流晶体管，其中该预定电压的选择使得该同步整流晶体管的该源-漏极电压不大于该同步整流晶体管的寄生二极管的导通电压。
2.根据权利要求1所述的自适应同步整流控制电路，其中，该电源转换电路是选自谐振电路及工作在DCM的脉宽调制电路其中之一。
3.根据权利要求1所述的自适应同步整流控制电路，其中，该信号预处理器包括采样整形电路，当该源-漏极电压为负时导通，并输出正向电压；以及谷值检测电路，用以接收该正向电压并将其与谷值信号作比较而输出该预处理信号，其中该采样整形电路是由至少一个二极管串联所构成；及/或该谷值检测电路是由比较器及二极管反向串联所构成。
4.根据权利要求1所述的自适应同步整流控制电路，其中，该信号调节器为比例积分控制回路，其中，该比例积分控制回路包括运算放大器，用以接收该预处理信号，并将其与参考电位作比较而输出该同步整流控制信号；或更包括电阻电容电路，并联于该运算放大器，用以稳定该比例积分控制回路及增进其动态性能。
5.根据权利要求1所述的自适应同步整流控制电路，其中，该控制脉冲产生器包括反相器，用以接收并将该同步整流控制信号反相；三角波产生电路，根据被反相的该同步整流控制信号以产生同步于该主开关的三角波信号；比较器，用以比较该同步整流控制信号与该三角波信号，而输出比较信号；以及与门，用以针对该同步整流控制信号及该比较信号执行与运算，而产生该控制脉冲信号，其中该三角波产生电路可包括晶体管，根据被反相的该同步整流控制信号而开启及关闭；以及电阻电容电路，当该晶体管开启时，该电阻电容电路放电，而当该晶体管关闭时，该电阻电容电路充电。
6.根据权利要求1所述的自适应同步整流控制电路，其中该控制脉冲产生器包括延迟电路，用以接收并延迟该同步整流控制信号；三角波产生电路，根据被延迟的该同步整流控制信号以产生同步于该主开关的三角波信号；电位调节器，用以接收并调节该同步整流控制信号；比较器，用以比较被调节的该同步整流控制信号与该三角波信号，而输出比较信号；以及或门，用以针对该同步整流控制信号及该比较信号执行或运算，而产生该控制脉冲信号，其中该三角波产生电路可包括晶体管，根据被延迟的该同步整流控制信号而开启及关闭；以及电阻电容电路，当该晶体管开启时，该电阻电容电路放电，而当该晶体管关闭时，该电阻电容电路充电。
7.一种自适应同步整流控制方法，是应用于电源转换电路中变压器初级的主开关以及次级的至少一个同步整流晶体管，该自适应同步整流控制方法包括步骤如下(A)当该同步整流晶体管的节电容进行充电时，针对该同步整流晶体管的源-漏极进行电压采样；(B)比较该同步整流晶体管的该采样电压与特定电压，而获得同步整流控制信号；以及(C)根据该同步整流控制信号和该主开关的同步信号得到同步整流驱动信号，使得该同步整流晶体管的寄生电容的充电时间最小，其中该特定电压的选择是小于该同步整流晶体管的寄生二极管的导通电压。
8.根据权利要求7所述的自适应同步整流控制方法，其中，该电源转换电路是选自谐振电路及工作在DCM的脉宽调制电路(PWM)其中之一。
9.根据权利要求7所述的自适应同步整流控制方法，其中，步骤(A)还包括步骤如下(A1)接收该同步整流晶体管的源-漏极电压，并进行预处理；以及(A2)根据该预处理输出同步整流控制信号。
10.根据权利要求7所述的自适应同步整流控制方法，其中，步骤(B)还包括步骤如下(B1)根据同步于该主开关的同步脉冲信号而产生同步于该主开关的控制脉冲信号；以及(B2)通过该控制脉冲信号控制该同步整流晶体管。
全文摘要
本发明是指一种自适应同步整流控制电路及方法，是应用于电源转换电路中变压器初级的主开关以及次级的至少同步整流晶体管，该自适应同步整流控制方法包括步骤如下于该同步整流晶体管的节电容进行充电时，采样该同步整流晶体管的源－漏极电压，以防止其寄生二极管导通，以此优化对该同步整流晶体管的开关控制。
文档编号H02M7/217GK1964173SQ200510117678
公开日2007年5月16日 申请日期2005年11月8日 优先权日2005年11月8日
发明者陈立烽, 刘腾, 甘鸿坚, 应建平 申请人:台达电子工业股份有限公司