专利名称：自激式电源供应器的过功率保护装置的制作方法
技术领域：
本发明是关于一种过功率保护装置，特别是指自激式电源供应器的过功率保护装置。
背景技术：
按，在目前桌上型电脑的电源供应器中，自激式电源供应器已经广泛地被使用，以提供稳定调整的输出电压与电流。自激式电源供应器以自激式半桥型电源供应器为主要应用电路，其电路图如图1所示。习知自激式半桥型电源供应器包含有一一次侧电路、一主变压器T1、一二次侧电路、一过功率侦测电路与一驱动变压器T2，其中一次侧电路包含有一稳压电容C1、一稳压电容C2、一上桥功率电晶体Q3、一上桥驱动电路32、一下桥功率电晶体Q4、一下桥驱动电路42与一阻隔电容CB；二次侧电路则包含有一输出电感LO、一输出电容CO、一分压电阻R01、一分压电阻R02、一PWM控制器100与补偿网路，补偿网路包含有一补偿电阻RC与一补偿电容CC；过功率侦测电路则有一滤波二极体22、一滤波电容CPD、一分压电阻RP1与一分压电阻RP2。
自激式半桥型电源供应器使用具有高压特性的双极性电晶体(上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4)作为切换功率开关，并且使用自激式驱动方式来驱动上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4，再藉由主变压器T1将能量由一次侧传递到输出侧，自激式驱动方式是利用具有电流变压器特性的驱动变压器T2来达成，此驱动方式又称为比例驱动(proportional drive)。
请参考图2A，其为习知自激式半桥型电源供应器于启动期间的电路图。配合图3所示，自激式半桥型电源供应器于启动瞬间，PWM控制器100送出高准位的一切换讯号S2使一电晶体Q2导通，一供电电压VDD透过一二极体12与一电阻RD对驱动变压器T2的绕组N22B进行充电。由于绕组N22B与N11A的极性相同，绕组N11A感应到正电位而产生基极电流IB3，该基极电流IB3透过功率电晶体具有放大的特性，而对应产生一次侧电流IP＝hfe×IB3，而hfe为电晶体的电流增益，这里特别是指上桥功率电晶体Q3。
请参考图2B，其为习知自激式半桥型电源供应器于能量转换期间的电路图。上桥功率电晶体Q3为高压电晶体，其电流增益hfe较小，因而需要更大的基极电流IB才能驱动。驱动方式是利用具有电流变压器特性的驱动变压器T2，并使用自我驱动的方式来达成自激式驱动。驱动变压器T2的感测绕组NP是用以侦测主变压器T1的一次侧电流IP，透过绕组N11A与感测绕组NP的匝数比关系可以得到IB=IP×N11ANP---(1)]]>绕组N11A与感测绕组NP具有正比例的关系，而一次侧电流IP流过感测绕组NP可以得到更大的基极电流IB，该基极电流IB也相对产生更大的一次侧电流IP，这种类似正回授的机制使得上桥功率电晶体Q3完全导通。配合图3所示，此时的切换讯号S3即为高准位，此时的基极电流IB3×hfe＞IP，主变压器T1即传递能量至输出侧。
此外，由于驱动变压器T2的绕组N22B与N11B的极性相反，绕组N11B即感应到负电位，下桥功率电晶体Q4截止，因此，一次侧电流IP流动方向由稳压电容C1的正端到上桥功率电晶体Q3，经过驱动变压器T2的感测绕组NP到主变压器T1，再经过阻隔电容CB最后回到稳压电容C1的负端，输入端的能量藉由主变压器T1转换至输出侧。
另外，驱动变压器T2的感测绕组NP除了可用以侦测一次侧电流IP，同时亦具有侦测输出电流的参数及特性，因此可作为限制输出电流的感测元件，透过滤波器(滤波二极体22与滤波电容CPD)可以得到过功率检测电压VPDVPD=VB×N22N11=IP×N11NP×ZB×N22N11---(2)]]>VB为绕组N11A或N11B两端的电压；N11为绕组N11A或N11B；N22为绕组N22A或N22B；ZB为上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4的输入阻抗，得到过功率检测电压VPD后，再透过分压电阻RP1与RP2，即可以得到过功率讯号VOP。
配合图3，请参考图2C，其为习知自激式半桥型电源供应器于飞轮期间的电路图。当PWM控制器100同时送出高准位的切换讯号S2与S1时，将同时使电晶体Q1与Q2导通，驱动变压器T2的绕组N22A与N22B形成短路，绕组N11A与N11B无法感应产生驱动用的基极电流IB，同时感测绕组NP也无法侦测一次侧电流IP。因此，上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4为截止状态。配合图3所示，切换讯号S3与S4为低准位，此时，主变压器T1无法传递能量至输出侧。
配合图3，请参考图2D，其为习知自激式半桥型电源供应器于能量转换期间的电路图。当PWM控制器100送出高准位的切换讯号S1使电晶体Q1导通，由于驱动变压器T2的绕组N22A与N11B的极性相同，绕组N11B感应到正电位而产生基极电流IB4，接着透过绕组N11B与感测绕组NP的匝数比来得到更大的基极电流IB4，因而下桥功率电晶体Q4完全导通。配合图3所示，切换讯号S4为高准位，此时的基极电流IB4×hfe＞IP，主变压器T1即传递能量至输出侧。
此外，由于驱动变压器T2的绕组N22A与N11A的极性相反，绕组N11A感应到负电位，上桥电晶体Q3截止，即切换讯号S3为低准位，下桥功率电晶体Q4导通后，一次侧电流IP流动方向由稳压电容C2的正端到阻隔电容CB，经过主变压器T1到驱动变压器T2的感测绕组NP，再经过下桥功率电晶体Q4最后到稳压电容C2的负端，输入端的能量藉由主变压器T1传递至输出侧。
上述配合图3说明，习知自激式半桥型电源供应器的PWM控制器100是以切换讯号S2，作为电源供应器刚开始动作的启动讯号，习知自激式半桥型电源供应器的PWM控制器100亦可以切换讯号S1作为电源供应器刚开始动作的启动讯号，而此时切换讯号S2即为低准位讯号。
请一并参考图4，其为习知自激式半桥型电源供应器的PWM控制器的电路图。PWM控制器100包含有一脉宽调变单元110、一误差放大器120、一比较器130与一计时器140。该脉宽调变单元110又包括有两D型正反器1101与1102、一振荡器1103、两反及闸1104与1105以及一比较器1106。振荡器1103用以产生一锯齿波讯号VSAW与一时脉讯号CLK，该锯齿波讯号VSAW可以决定切换讯号S1与S2的切换频率；误差放大器120的正端连接至一参考电压VR，负端连接至回授端FB，接收一回授讯号VFB，用以输出一补偿讯号VCOM；比较器1106的正端与负端分别连接至该误差放大器120的输出端与该振荡器1103，接收该补偿讯号VCOM与该锯齿波讯号VSAW，经由比较运算后输出结果，再透过D型正反器1101、1102与反及闸1104、1105的逻辑运算，输出并决定该切换讯号S1与S2的脉波宽度。
基于符合安规(safety)的考量，电源供应器必须提供过功率保护电路来限制功率输出以保护电源供应器本身与电源系统端，避免短路与过载的误动作发生。当电源供应器的输出端发生短路与过载时，输出电流与功率会大量增加，用以侦测输出电流的参数及特性的一次侧电流IP也增加，进一步造成过功率讯号VOP增加。
当过功率讯号VOP超过临界讯号VT时，透过比较器130的比较运算，比较器130的输出端与计时器140的重置端为高准位，此时计时器140开始计数，一段延迟时间Td以后，计时器140的输出端将送出高准位的栓锁讯号LATCH，经过PWM控制器内部的保护电路使得切换讯号S3与S4完全截止。上述设置延迟时间Td的目的是为了避免负载瞬间改变造成误动作，该延迟时间Td必须大于动态负载的反应时间。
当电源供应器的输出端短路时，输出电压VO下降，回授端FB接收到的回授讯号VFB降低，由于参考电压VR为一固定电压，而回授讯号VFB与参考电压VR之间的电压差太大，因此，回授讯号VFB与参考电压VR经过误差放大器120的放大作用，将输出一很大的补偿讯号VCOM(A)给比较器1106，也就是补偿讯号VCOM增加为VCOM(A)。当电源供应器发生过载时，输出功率增加，补偿讯号VCOM也随之增加为VCOM(A)。补偿讯号VCOM(A)与锯齿波讯号VSAW透过比较器1106的比较运算输出结果后，再经过D型正反器1101、1102与反及闸1104、1105的逻辑运算，将会输出切换讯号S1(A)与S2(A)。
由图3所示，可知切换讯号S1(A)与S2(A)的脉波宽度比S1与S2的脉波宽度小，如此将会产生较大脉波宽度的切换讯号S3(A)与S4(A)，如此将造成功率电晶体Q3与Q4的工作周期增加，同时主变压器T1两端电压VT1的波形将转变为VT1(A)，而主变压器T1两端电压VT1(A)的工作周期大于VT1的工作周期，此种情形将持续到这段延迟时间Td结束。由于这段延迟时间Td将造成过功率保护难以控制，而电源供应器元件必须承受很大的电压与电流应力，容易造成损坏。
因此，本发明即在针对上述问题而提出一种自激式电源供应器的过功率保护装置，因此，在自激式电源供应器的过功率保护装置中，可达到定电流控制与周期性的限流，以解决上述问题。
发明内容
本发明的主要目的，在于提出一种自激式电源供应器的过功率保护装置，当自激式电源供应器的输出端发生短路、过载时，藉由将补偿讯号降低，使得上下桥功率电晶体的工作周期降低，以达成周期性的限流与输出功率限制。
本发明自激式电源供应器的过功率保护装置，其包含有一柔性启动单元，接收自激式电源供应器的一回授讯号，产生一补偿讯号，供自激式电源供应器的一脉宽调变单元产生切换讯号，切换讯号控制自激式电源供应器输出的功率。此外，柔性启动单元连接有一调整单元，该调整单元接收该自激式电源供应器的一过功率讯号与一第二临界讯号，当自激式电源供应器的输出端发生短路与过载，而使过功率讯号大于第二临界讯号时，该调整单元驱使该柔性启动单元，进而驱使脉宽调变单元调变切换讯号。一计时单元，其接收该过功率讯号与一第一临界讯号，过功率讯号大于第一临界讯号时，该计时单元进行计数，计数一段时间后，将送出一拴锁讯号，使得自激式电源供应器停止供应电源。
图1为习知自激式半桥型电源供应器的电路图；图2A为习知自激式半桥型电源供应器于启动期间的电路图；图2B为习知自激式半桥型电源供应器于能量转换期间的电路图；图2C为习知自激式半桥型电源供应器于飞轮期间的电路图；图2D为习知自激式半桥型电源供应器于能量转换期间的电路图；图3为习知自激式半桥型电源供应器的锯齿波讯号、补偿讯号、切换讯号与主变压器两端电压的波形图；图4为习知自激式半桥型电源供应器的PWM控制器的电路图；图5为本发明自激式电源供应器的PWM控制器的电路图；图6为本发明自激式电源供应器的过功率保护装置的启动电压VSS与过功率讯号VOP的波形图；图7为本发明自激式电源供应器的锯齿波讯号、补偿讯号、切换讯号与主变压器两端电压的波形图。
图号说明12 二极体 2101D型正反器22 滤波二极体 2102D型正反器32 上桥驱动电路 2103振荡器42 下桥驱动电路 2104反及闸100 PWM控制器2105反及闸110 脉宽调变单元 2106比较器1101D型正反器220 柔性启动单元
1102D型正反器 2201运算放大器1103振荡器 2202误差放大器1104反及闸 2203箝位二极体1105反及闸 2204第一电源1106比较器 230 计时单元120 误差放大器 2301第一比较器130 比较器 2302计时器140 计时器 240 调整单元200 PWM控制器 2401第二比较器210 脉宽调变单元2402第二电源2403第一开关RP1 分压电阻2404第二开关RP2 分压电阻CO 输出电容S1 切换讯号C1 稳压电容S1(A) 切换讯号C2 稳压电容S1(B) 切换讯号CB 阻隔电容S2 切换讯号CC 补偿电容S2(A) 切换讯号CPD 滤波电容S2(B) 切换讯号CSS 启动电容S3 切换讯号CLK 时脉讯号S3(A) 切换讯号IB 基极电流S3(B) 切换讯号IP 一次侧电流 S4 切换讯号N11A绕组S4(A) 切换讯号N11B绕组S4(B) 切换讯号
N22A绕组 T1 主变压器N22B绕组 T2 驱动变压器NP 感测绕组 VCOM 补偿讯号Q1 电晶体 VCOM(A) 补偿讯号Q2 电晶体 VCOM(B) 补偿讯号Q3 上桥功率电晶体 VDD 供电电压Q4 下桥功率电晶体 VFB 回授讯号LO 输出电感 VPD 过功率检测电压RO1 分压电阻 VO 输出电压RO2 分压电阻 VOP 过功率讯号RC 补偿电阻 VR 参考电压RD 电阻 VSAW 锯齿波讯号VSS 启动电压 VT 临界讯号VT1(A) 主变压器两端电 VT1(B) 主变压器两端电压VT1 主变压器两端电压 VTH1 第一临界讯号VTH2第二临界讯号实施方式兹为使贵审查员对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，谨佐以较佳的实施例图及配合详细的说明，说明如下请参考图5，其为本发明自激式电源供应器的PWM控制器的电路图；本发明的过功率保护装置可设于自激式电源供应器的一PWM控制器200，且连接于PWM控制器200的一脉宽调变单元210，本发明的过功率保护装置亦可不须设于PWM控制器200。本发明过功率保护装置包含有一柔性启动单元220、一计时单元230与一调整单元240。该柔性启动单元220包含有一运算放大器2201、一误差放大器2202、一箝位二极体2203与一充电单元，充电单元包含有一第一电源2204与一启动电容CSS，第一电源2204连接启动电容CSS，以对启动电容CSS进行充电。
运算放大器2201，其正端接收一参考电压VR，而负端则连接至运算放大器2201的输出端与启动电容CSS，以作为单位增益缓冲器，进而于运算放大器2201的输出端输出启动电压VSS时，具有稳压作用为稳压单元；误差放大器2202，其正端连接至启动电容CSS与该运算放大器2201的输出端，接收启动电压VSS，误差放大器2202的负端系连接至自激式电源供应器的回授端FB，接收回授讯号VFB，误差放大器2202的输出端则连接至脉宽调变单元210，误差放大器2202接收启动电压VSS与回授讯号VFB，用以输出补偿讯号VCOM；箝位二极体2203，其连接于误差放大器2202的负端与输出端之间，于自激式电源供应器启动时，用于箝制补偿讯号VCOM的电压准位。
脉宽调变单元210，其包含有两D型正反器2101与2102、一振荡器2103、两反及闸2104与2105以及一比较器2106，振荡器2103用以产生一时脉讯号CLK与一锯齿波讯号VSAW，可用以决定切换讯号S1与S2的切换频率；比较器2106的正端连接至柔性启动单元220的误差放大器2202的输出端，接收补偿讯号VCOM，而负端连接至该振荡器2103，接收锯齿波讯号VSAW，经由比较运算后输出结果，再透过D型正反器2101、2102与反及闸2104、2105的逻辑运算，输出并决定该切换讯号S1与S2的脉波宽度。
当自激式电源供应器在启动瞬间，第一电源2204会对启动电容CSS充电，启动电压VSS由零伏开始上升。由于运算放大器2201为单位增益缓冲器，因此启动电压VSS的最大值为参考电压VR时，即进入正常状态。起初误差放大器2202的正端为零伏时，因箝位二极体2203具有箝制电压准位的作用，所以误差放大器2202的输出端会被箝位在箝位二极体2203的导通压降VF(一般约0.7V)，之后，随着误差放大器2202的正端接收的启动电压VSS逐渐上升，误差放大器2202输出的补偿讯号VCOM也逐渐增加，如此在充电过程中，切换讯号S1与S2的脉波宽度将随启动电压VSS改变而改变，直到启动电压VSS达到参考电压VR，此时切换讯号S1与S2的脉波宽度达到预设值，而自激式电源供应器的输出电压VO将随着启动电压VSS的逐渐上升而增加，最后完全建立输出电压VO，因而达到柔性启动的作用。
上述的第一电源2204为一电流源，用于自激式电源供应器启动时，对启动电容CSS提供充电电流，使启动电压VSS逐渐上升，使自激式电源供应器的输出电压VO逐渐增加。启动电容CSS可藉由本身电容值用以规划自激式电源供应器的启动时间，较大的启动电容CSS将增加启动时间，并且可以降低功率开关的电压与电流额定。因此，藉由合理的选择启动电容CSS的电容值，使得启动瞬间所造成的延迟时间能在适当的范围内。
配合图1，复参考图5，计时单元230包含有一第一比较器2301与一计时器2302，第一比较器2301的正端与负端分别接收过功率讯号VOP与第一临界讯号VTH1，而第一比较器2301的输出端系与计时器2302的重置端相连接。当过功率讯号VOP低于第一临界讯号VTH1时，第一比较器2301的输出端与计时器2302的重置端为低准位，此时计时器2302不计数，计时器2302的输出端送出的栓锁讯号LATCH为低准位，自激式电源供应器正常操作。
当自激式电源供应器的输出端发生短路或过载时，输出电流与功率大量增加，用以侦测输出电流的参数及特性的一次侧电流IP也增加，进一步造成过功率讯号VOP增加。过功率讯号VOP超过第一临界讯号VTH1时，第一比较器2301的输出端与计时器2302的重置端为高准位，此时计时器2302开始计数，一段延迟时间Td以后，计时器2302的输出端送出的栓锁讯号LATCH为高准位，经过PWM控制器内部的保护电路，使得上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4完全截止，主变压器T1无法传递能量至输出侧，即自激式电源供应器停止供应电源。
复参考图5，调整单元240包含有一第二比较器2401、一第二电源2402与一第一开关2403，第二比较器2401的正端与负端分别接收过功率讯号VOP与第二临界讯号VTH2；第二电源2402连接于第一开关2403与一接地端之间，而第一开关2403连接至第一电源2204与启动电容CSS。
同样当自激式电源供应器的输出端发生短路或过载时，过功率讯号VOP增加，当过功率讯号VOP超过第一临界讯号VTH1，计时器2302会开始计数，若过功率讯号VOP亦超过第二临界讯号VTH2时，经过第二比较器2401的比较运算，第二比较器2401的输出端为高准位，驱使第一开关2403为导通状态，启动电容CSS以固定的第二电源2402开始放电。虽然第一电源2204仍然对启动电容CSS充电，但是第二电源2402的放电电流值IDCH远大于第一电源2204的充电电流值ICH，因而造成如图6所示，启动电压VSS相当快速的放电。
由于自激式电源供应器透过回授一定有些许延迟，将造成如图6所示，过功率讯号VOP超过第二临界讯号VTH2时仍会持续一小段时间，此时启动电压VSS下降，计时器2302也仍然在计数。相对而言，因为启动电压VSS下降所以误差放大器2202的输出如图7所示的补偿讯号VCOM(B)，由图示可知补偿讯号VCOM(B)的准位较小于补偿讯号VCOM的准位，所以经过比较器2106的比较运算后，将使得反及闸2104与2105，输出较大脉波宽度的切换讯号S1(B)与S2(B)，进而产生较小脉波宽度饿切换讯号S3(B)与S4(B)，造成上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4的工作周期减少，降低主变压器T1两端电压VT1(B)的工作周期，使得过功率讯号VOP下降。
当过功率讯号VOP下降到低于第二临界讯号VTH2时，启动电容CSS的放电动作结束，启动电压VSS维持在一个较低的电压准位。此时由于过功率讯号VOP仍然高于第一临界讯号VTH1，计时器2302也仍然在计数，当过功率讯号VOP下降到低于第二临界讯号VTH2时，第二比较器2401停用，第一开关2403为截止状态，此时，第一电源2204又开始对启动电容CSS进行充电，接着启动电压VSS由一个较低的电压准位开始缓慢上升。启动电压VSS的缓慢上升使得上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4的工作周期也缓慢增加，造成过功率讯号VOP又超过第二临界讯号VTH2。
紧接着，第二比较器2401的输出端为高准位，第一开关2403又为导通状态，启动电容CSS以固定的第二电源2402又开始放电，如此进行重复循环的充放电动作直到一段延迟时间Td以后，计时器2302的输出端送出的栓锁讯号LATCH为高准位，经过PWM控制器内部的保护电路，将使得上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4完全截止。
当自激式电源供应器的输出端短路时，输出电压VO下降，回授端FB接收到的回授讯号VFB降低，补偿讯号VCOM也随之增加。当自激式电源供应器发生过载时，输出功率增加，补偿讯号VCOM也随之增加。本发明过功率保护装置藉由过功率讯号VOP的增加，并且透过启动电容CSS的放电来降低启动电压VSS，进而使得误差放大器2202输出较小的补偿讯号VCOM(B)给比较器2106，也就是补偿讯号VCOM减少为VCOM(B)。补偿讯号VCOM(B)与锯齿波讯号VSAW经比较器2106、D型正反器2101、2102与反及闸2104、2105的逻辑运算，产生较小脉波宽度的切换讯号S3(B)与S4(B)，造成上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4的工作周期减少，同时主变压器T1两端电压VT1(B)的工作周期减少，并且持续到这段延迟时间Td结束。
由于这段延迟时间Td已启动过功率保护的机制，同时达成周期性的限流与最大输出功率限制。透过本发明的过功率保护装置，可避免当自激式电源供应器的输出端短路与过载发生时，输出过高的补偿讯号VCOM，增加自激式电源供应器的输出功率，且使用本发明时，上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4的电压与电流额定值可以选择较低的，电路成本也可以因此降低。
复参考图5，调整单元240更包含有一第二开关2404，其连接于启动电容CSS与接地端之间，第二开关2404与启动电容CSS并联连接，是受控于一重置讯号RST，用以对启动电容CSS进行放电。当自激式电源供应器未提供输出功率时，本发明柔性启动单元220从回授端FB检测回授讯号VFB，经过PWM控制器200内部的保护电路，用以输出该重置讯号RST。重置讯号RST的启用，可使启动电容CSS快速放电，让启动电压VSS快速降低，进而造成补偿讯号VCOM的准位下降。
因为补偿讯号VCOM快速减少，补偿讯号VCOM与锯齿波讯号VSAW透过比较器2106的比较运算后，使得输出极小脉波宽度的切换讯号，将造成上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4的工作周期减少，即降低主变压器T1两端电压VT1的工作周期。当启动电压VSS持续下降，而补偿讯号VCOM也下降到低于锯齿波讯号VSAW时，电晶体Q1与Q2完全导通，上桥功率电晶体Q3与下桥功率电晶体Q4几乎完全截止，因而达成重置与适当的保护作用。
综上所述，本发明提出一种过功率保护装置，其使用于自激式电源供应器中，当输出端发生短路与过载的情形时，可藉由调整单元降低启动电容上的启动电压，进而降低补偿讯号，如此即可让上桥功率电晶体与下桥功率电晶体的工作周期降低，并降低主变压器两端电压的工作周期，如此即可达成周期性的限流与最大输出功率限制。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用来限定本发明实施的范围，凡依本发明申请专利范围所述的形状、构造、特征及原理的等变化与修饰，均应包含于本发明的申请专利范围内。
权利要求1.一种自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该装置包含有一柔性启动单元，接收该自激式电源供应器的一回授讯号，产生一补偿讯号，供该自激式电源供应器的一脉宽调变单元产生切换讯号，该切换讯号控制该自激式电源供应器输出的功率；一调整单元，耦接于该柔性启动单元，该调整单元接收该自激式电源供应器的一过功率讯号与一第二临界讯号，该过功率讯号大于该第二临界讯号时，该调整单元驱使该柔性启动单元，进而驱使该脉宽调变单元调变该切换讯号，以降低该自激式电源供应器的输出；一计时单元，接收该自激式电源供应器的该过功率讯号与一第一临界讯号，该过功率讯号大于该第一临界讯号时，该计时单元进行计数，计数一段时间后，将送出一拴锁讯号，使得该自激式电源供应器停止供应电源。
2.根据权利要求1所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该柔性启动单元更包含有一充电单元，产生一启动电压；一稳压单元，耦接于该充电单元，用于稳定电压；一误差放大器，其正端耦接于该充电单元与该稳压单元，接收该启动电压，该误差放大器的负端接收该自激式电源供应器的该回授讯号，该误差放大器的输出端输出该补偿讯号；一箝位二极体，耦接于该误差放大器的输出端与负端之间。
3.根据权利要求2所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该稳压单元可为一单位增益缓冲单元，其可为一运算放大器，该运算放大器的正端接收一参考电压，该运算放大器的负端耦接于输出端和该充电单元，接收该启动电压，该运算放大器的输出端耦接于误差放大器的正端。
4.根据权利要求2所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该充电单元包含有一第一电源与一启动电容，该第一电源耦接于该启动电容，对该启动电容充电，产生该启动电压。
5.根据权利要求2所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，用于驱使该柔性启动单元，进而驱使该脉宽调变单元调变该切换讯号的该调整单元，其包含有一第二电源，耦接于一接地端；一第一开关，耦接于该充电单元与该第二电源之间；一第二比较器，其正端与负端分别接收该自激式电源供应器的该过功率讯号与该第二临界讯号，该过功率讯号大于该第二临界讯号时，该第二比较器的输出端输出一讯号，驱使该第一开关导通，使该充电单元放电，降低该启动电压。
6.根据权利要求5所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该调整单元更包含有一第二开关，其耦接于该充电单元与该接地端之间，该第二开关接收一重置讯号而导通，使该充电单元进行放电，降低该启动电压。
7.根据权利要求1所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该计时单元包含有一第一比较器与一计时器，该第一比较器与该计时器相耦接，该第一比较器的正端与负端分别接收该自激式电源供应器的该过功率讯号与该第一临界讯号，该过功率讯号大于该第一临界讯号时，该第一比较器输出高准位讯号至该计时器，使该计时器进行计数。
8.根据权利要求1所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，该调整单元接收的该过功率讯号大于该第二临界讯号时，该调整单元驱使该柔性启动单元，降低该补偿讯号的准位，以降低该自激式电源供应器的输出。
9.根据权利要求1所述的自激式电源供应器的过功率保护装置，其特征在于，可设于该自激式电源供应器的一PWM控制器。
专利摘要本实用新型自激式电源供应器的过功率保护装置，其包含有一柔性启动单元、一调整单元与一计时单元，柔性启动单元用于产生一补偿讯号，供自激式电源供应器的一脉宽调变单元产生切换讯号，以控制该自激式电源供应器输出的功率。柔性启动单元与调整单元相耦接，当自激式电源供应器的输出端发生短路与过载，调整单元驱使柔性启动单元，进而驱使脉宽调变单元调变切换讯号，以减少切换讯号的脉波宽度，降低自激式电源供应器输出的功率，同时计时单元将进行计数，如输出功率过大维持一段时间后，计时单元驱使自激式电源供应器停止供应电源。
文档编号H02H7/10GK2817169SQ20052001152
公开日2006年9月13日 申请日期2005年4月7日 优先权日2005年4月7日
发明者杨大勇 申请人:崇贸科技股份有限公司