专利名称：功率因数改善电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及在高效、低噪、高功率因数的开关电源中使用的功率因数改善电路。
背景技术：
图1是日本专利公报特开2000-37072号中记载的现有的功率因数(power factor)改善电路的电路结构图。图1所示的功率因数改善电路中，在对交流电源Vac1的交流电源电压进行整流的全波整流电路B1的两输出端P1、P2，连接有由升压电抗器L1(boost reactor)、MOSFET构成的主开关Q1和电流检测电阻R所构成的串联电路。在主开关Q1的两端，连接有由二极管D1和平滑电容器C1(smoothing capacitor)构成的串联电路。在平滑电容器C1的两端，连接有负载RL。主开关Q1通过控制电路100的PWM(PulseWidth Modulation)控制来进行导通(ON)/断开(OFF)。电流检测电阻R检测流入全波整流电路B1的输入电流。
控制电路100具有误差放大器111、乘法器112、误差放大器113、振荡器(OSC)114和PWM比较器116。
在误差放大器111中，基准电压E1输入到+端子，平滑电容器C1的电压输入到-端子。误差放大器111通过放大平滑电容器C1的电压和基准电压的误差，生成误差电压信号并输出到乘法器112。乘法器112将来自误差放大器111的误差电压信号和来自全波整流电路B1的正极侧输出端P1的全波整流电压相乘，将乘法输出电压输出到误差放大器113的+端子。
在误差放大器113中，与用电流检测电阻R检测到的输入电流成比例的电压输入到-端子，来自乘法器112的乘法输出电压输入到+端子。误差放大器113放大电路检测电阻R的电压和乘法输出电压的误差，生成误差电压信号，将该误差电压信号作为反馈信号FB输出到PWM比较器116。OSC(Oscillator)114生成固定周期的三角波信号。
PWM比较器116中，来自OSC114的三角波信号输入到-端子，来自误差放大器113的反馈信号FB输入+端子。PWM比较器116生成用于在反馈信号FB的值大于等于三角波信号的值时为导通、在反馈信号FB的值小于三角波的值时为断开的脉冲信号，将该脉冲信号施加到主开关Q1的栅极(gate)。
即，PWM比较器116提供给主开关Q1与误差放大器113的电流检测电阻R的输出和乘法器112的输出的差信号对应的占空脉冲(duty pulse)。该占空脉冲是，对于交流电源电压以及直流负载电压的变化，以固定周期连续补偿的脉冲宽度控制信号。通过这样的构成，控制交流电源电流波形，使其与交流电源电压波形一致，大大改善功率因数。
图2表示现有的功率因数改善电路的交流电源电压波形和整流输出电流波形的时序图。图3是图2所示的时序图的A部的详细表示。即，图3表示交流电源电压的最大值附近的100kHz的切换波形。图4是图2所示的时序图的B部的详细表示。即，图4表示交流电源电压低的部分的100kHz的切换波形。
接着，参照图3所示的时序图，说明这样构成的功率因数改善电路的动作。此外，图3对主开关Q1的两端间的电压Q1v、流入主开关Q1的电流O1i、流入二极管D1的电流D1i进行了表示。
首先，在时刻t31，主开关Q1导通，电流Q1i从全波整流电流B1通过升压电抗器L1流入主开关Q1。该电流随时间的流逝线性增大，直到时刻t32。此外，从时刻t31到时刻t32之间流入二极管D1的电流D1i变为零。
接下来，在时刻t31，主开关Q1从导通状态变为断开状态。此时，通过升压电抗器中蓄积的能量，开关Q1的电压Q1v上升。另外，从刻t32到时刻t33之间主开关Q1为断开，因此流入主开关Q1的电流Q1i变为零。此外，从时刻t32到时刻t33之间，电流D1i流经B1→L1→D1→C1→R→B1的路径，为负载RL提供电力。
发明内容
通常，为了使升压电抗器L1小型化，需要将频率设为高频(例如100kHz)。但是，在对应于交流电源电压的最大值附近的电流较大的A部，即使频率为高频，升压电抗器L1中蓄积的能量在主开关Q1断开时也通过二极管D1提供给负载RL。
但是，在像B部那样的电压低的部分，电流也小，主开关Q1断开时的电流低。另外，MOSFET构成的主开关Q1具有未图示的内部电容(internalcapacotance)(寄生电容(parasitic capacitance))。主开关Q1发生功率损耗，其大小为由内部电容C0和加载到主开关Q1上的电压V所决定的(C0V2/2)。该功率损耗与频率成比例增大。
另外，由于主开关Q1的内部电容，升压电抗器L1中蓄积的能量少。因此，主开关Q1断开时的电压Q1v如图4所示，成为正弦波波形，不上升到输出电压，功率损耗增大。即，效率降低。
本发明的目的在于，提供功率因数改善电路，其降低输入电流低的部分的切换频率(switching frequency)或者停止动作，来降低该输入电流低的部分的功率损耗，能够实现小型化、高效率和低噪声化。
本发明的功率因数改善电路具有升压电抗器，其输入通过整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流的整流电压；主开关，其经过所述升压电抗器输入所述整流电压导通/断开；变换部，其将通过所述主开关导通/断开得到的电压变换为直流的输出电压；控制部，其通过控制所述主开关导通/断开，在使交流电源电流成为正弦波状的同时，将所述变换部的输出电压控制为规定电压，而且，根据流入所述交流电源的电流或流入所述整流电路的电流或流入所述主开关的电流的值，控制所述主开关的切换频率。
另外，本发明的功率因数改善电路具有升压电抗器，其具有主绕组、与所述主绕组串联且与主绕组松耦合(loosely coupled)的反馈绕组；第1串联电路，其连接在对交流电源的交流电源电压进行整流的整流电路的一个输出端和另一输出端之间，包括所述升压电抗器的所述主绕组、第1二极管和平滑电容器；第2串联电路，其连接在所述整流电路的所述一个输出端和所述另一输出端之间，包括所述升压电抗器的所述主绕组、所述反馈绕组和主开关；第2二极管，其连接在所述主开关与所述升压电抗器的所述反馈绕组的连接点和所述平滑电容器之间；控制部，其通过控制所述主开关导通/断开，在使交流电源电流为正弦波状的同时，控制所述平滑电容器的输出电压为规定电压，且根据流入所述交流电源的电流或流入所述整流电路的电流或流入所述主开关的电流的值，对所述主开关的切换频率进行控制。
图1是表示现有的功率因数改善电路的电路结构图。
图2是现有的功率因数改善电路的交流电源电压波形和整流输出电流波形的时序图。
图3表示在图2所示的时序图的A部的100kHz的切换波形。
图4表示在图2所示的时序图的B部的100kHz的切换波形。
图5是表示实施例1的功率因数改善电路的电路结构图。
图6是实施例1的功率因数改善电路的输入电流波形和切换频率的时序图。
图7表示在图6所示的时序图的A部的100kHz的切换波形。
图8表示在图6所示的时序图的B部的20kHz的切换波形。
图9是在实施例1的功率因数改善电路中设置的VCO的详细的电路结构图。
图10是实施例1的功率因数改善电路的输入电流波形、输入磁滞比较器(hysteresis comparator)的电压、由于该电压而变化的切换频率的时序图。
图11表示实施例1的功率因数改善电路的VCO的特性。
图12表示根据实施例1的功率因数改善电路的VCO的频率的变化，PWM比较器的脉冲频率变化的情况。
图13是实施例2的功率因数改善电路的输入电流波形和由于输入磁滞比较器的电压而变化的切换频率的时序图。
图14是实施例3的功率因数改善电路的VCO的详细电路的结构图。
图15是实施例3的功率因数改善电路的输入电流波形和电容器的电压和由于该电压而变化的切换频率的时序图。
图16表示对于升压电抗器的电流的电感(inductance)特性。
图17是表示实施例4的功率因数改善电路的电路结构图。
图18表示实施例4的功率因数改善电路中，在轻负载时使切换频率下降的情况。
图19是表示实施例5的功率因数改善电路的电路结构图。
图20是表示实施例6的功率因数改善电路的电路结构图。
图21是表示实施例7的功率因数改善电路的电路结构图。
图22(a)是表示实施例7的功率因数改善电路内的控制电路中设置的脉冲宽度调制器的第1例的结构图。图22(b)是表示实施例7的功率因数改善电路内的控制电路中设置的脉冲宽度调制器的第2例的结构图。
图23表示脉冲宽度调制器的输入输出波形。
图24(a)表示脉冲宽度调制器的输入输出特性的第1例。图24(b)表示脉冲宽度调制器的输入输出特性的第2例。
图25表示实施例7的功率因数改善电路的各部分的波形。
图26表示实施例7的功率因数改善电路的输入电压和输入电流的波形。
具体实施例方式
下面，参照附图详细说明本发明涉及的功率因数改善电路的实施方式。
实施方式的功率因数改善电路，通过根据流入交流电源的电流或流入整流电路的电流或流入主开关的电流的值，即输入电流的值，使主开关的切换频率发生变化，来降低输入电流低的部分的切换频率或者使切换动作停止。由此，减小输入电流低的部分的功率损耗，实现小型、高效和低噪声化。
(实施例1)图5是表示实施例1的功率因数改善电路的电路结构图。图6是实施例1的功率因数改善电路的输入电流波形和切换频率的时序图。在图6中表示在输入电流Ii从零变化到最大值的情况下，主开关Q1的切换频率f从零变化到例如100kHz。
在实施例1中，当输入电流小于等于下限设定电流时，将主开关的切换频率设定为下限频率(例如20kHz)，当输入电流大于等于上限设定电流时，将主开关的切换频率设定为上限频率(例如100kHz)。当输入电流处于从下限设定电流到上限设定电流的范围内时，主开关的切换频率从下限频率逐渐变化到上限频率。
在图5所示的功率因数改善电路中，控制输入电流，使其成为与输入电压近似的正弦波型。因此，在电压的最大值附近，电流也最大，根据该电流、电压和主开关Q1的切换频率，来确定升压电抗器L1的大小。因此，为了使升压电抗器L1小型化，必须提高电流的最大值附近的切换频率。另外，升压电抗器L1的磁通量与电流成比例。因此，磁通量在电流的最大值附近最大。
另一方面，在使用固定的切换频率的现有的功率因数改善电路的情况下，在图2所示的输入电压低的部分(B部)，如图4所示，由于主开关Q1的内部电容，导致升压电抗器L1中蓄积的能量少，因此断开主开关Q1时的电压为正弦波形。因此，电压不上升到输出电压，而仅在内部循环，导致功率损耗增大。因此，实施例1的功率因数改善电路，在输入电流低的部分(图6的B部)降低主开关Q1的切换频率。
图7表示在图6所示的时序图的A部(输入电流Ii最大值附近)的100kHz的切换波形。因为切换频率f为100kHz，所以图7所示的时序图和图2所示的时序图相同。图8表示图6所示的时序图的B部(输入电流Ii低的部分)的20kHz的切换波形。
图5所示的实施例1的功率因数改善电路和图1所示的现有的功率因数改善电路相比，仅控制电路10的结构不同。此外，因为图5所示的其它结构和图1所示的结构相同，所以对相同部分赋予相同符号，并省略其详细的说明。
控制电路10具有误差放大器111、电压控制振荡器(VCO)115和PWM比较器116。此外，误差放大器111以及PWM比较器116与图1中所示的装置相同，因此省略它们的说明。
VCO115(对应于本发明的频率控制部)与全波整流电路B1的负极侧输出端P2和电流检测电阻R的连接点相连，生成根据与流入电流检测电阻R的电流成比例的电压值，使主开关Q1的切换频率f变化而得到的三角波信号(对应于本发明的频率控制信号)。VCO115具有随着通过电流检测电阻R检测的电压增大、主开关Q1的切换频率f增大的电压频率变换特性。
图9是实施例1的功率因数改善电路中设置的VCO的详细的电路结构图。在VCO115中，电阻R1与电流检测电阻R连接，电阻R2与电阻R1串联。齐纳二极管(Zener diode)ZD的阴极与电阻R1和电阻R2的连接点相连。齐纳二极管ZD的阳极与控制电源EB的正极以及磁滞比较器115a的电源端子b相连。电阻R1和电阻R2的连接点，与磁滞比较器115a的输入端子a相连，磁滞比较器115a的接地端子c与控制电源EB的负极和电阻R2的另一端相连。磁滞比较器115a的输出端子d与PWM比较器116的一个端子相连。磁滞比较器115a，如图11所示，产生三角波信号，该三角波信号具有随着输入端子a上加载的电压Ea增加、主开关Q1的切换频率f增加的电压频率变换特性CV。
图9所示的VCO115，当图6所示的输入电流Ii达到最大值附近(A部)时，电流检测电阻R的电压增大，齐纳二极管ZD击穿。因此将输入端子a上加载的电压Ea设定为齐纳二极管ZD的击穿电压VZ和控制电源电压EB的合计电压(VZ+EB)，即上限设定电压。另外，当输入电流Ii达到输入电流低的部分(B部)时，电流检测电阻R的电压减小，电流从控制电源EB通过齐纳二极管ZD流入电阻R2。因此，将输入端子a上加载的电压Ea设定为控制电源电压EB，即下限设定电压。而且，当输入电流Ii在包括最大值附近和低电流部分在内的范围内时，输入端子a上加载的电压Ea在合计电压(VZ+EB)和控制电源电压EB的范围内逐渐变化。
因此，如图11所示，当与输入电流Ii成比例的电压小于等于下限设定电压EB时，将主开关Q1的切换频率f设定为下限频率f12(例如20kHz)。当与输入电流Ii成比例的电压大于等于上限设定电压(VZ+EB)时，设定主开关Q1的切换频率f为上限频率f11(例如100kHz)。当与输入电流成比例的电压在从下限设定电压EB到上限设定电压(VZ+EB)的范围内时，主开关Q1的切换频率f从下限频率f12逐渐变化到上限频率f11。
在PWM比较器116(对应于本发明的脉冲宽度控制部)中，来自VCO115的三角波信号输入到-端子，来自误差放大器111的反馈信号FB输入到+端子。PWM比较器116，如图12所示，生成脉冲信号，该脉冲信号当反馈信号FB的值大于等于三角波信号的值时导通，当反馈信号FB的值低于三角波信号的值时断开。PWM比较器116在主开关Q1上加载脉冲信号，以将平滑电容器C1的输出电压控制为规定电压。
另外，PWM比较器116，当通过使平滑电容器C1的输出电压达到基准电压E1来减小反馈信号FB时，通过缩短反馈信号FB的值大于等于三角波信号的值的脉冲导通宽度，来将输出电压控制为规定电压。即，控制脉冲宽度。
此外，来自VCO 115的三角波信号的电压的最大值、最小值不根据频率改变。因此，根据误差放大器111的反馈信号FB，来确定脉冲信号的导通/断开占空比(duty ratio)而与频率无关。另外，即使通过使切换频率f变化来改变脉冲信号的导通宽度，脉冲信号的导通/断开占空比也不会改变。
接下来，参照图5至图12，说明这样构成的实施例1的功率因数改善电路的动作。在此，仅说明控制电路10的动作。
首先，误差放大器111通过放大平滑电容器C1的电压和基准电压E1的误差，来生成误差电压信号，并将该误差电压信号作为反馈信号FB输出到PWM比较器116。
另一方面，VCO115生成根据与流入电流检测电阻R的电流值成比例的电压值改变主开关Q1的切换频率f而得到的三角波信号。
在此，用图10的时序图说明动作。输入电流Ii达到最大值附近(例如时刻t2～t3、时刻t6～t7)时，图9所示的齐纳二极管ZD击穿。因此，将输入端子a上加载的电压Ea设定为齐纳二极管ZD的击穿电压VZ和控制电源电压EB的合计电压(VZ+EB)，即上限设定电压。因此，与输入电流Ii成比例的电压大于等于上限设定电压(VZ+EB)时，通过VCO115设定主开关Q1的切换频率f为上限频率f11(例如100kHz)。
接下来，当输入电流Ii达到低的部分(例如，时刻t0～t1、时刻t4～t5)时，电流从图9所示的控制电源EB通过齐纳二极管ZD流入电阻R2。因此，将输入端子a上加载的电压Ea设定为控制电源电压EB，即下限设定电压。因此，当与输入电流Ii成比例的电压小于等于下限设定电压EB时，由磁滞比较器115a设定主开关Q1的切换频率f为下限频率f12(例如20kHz)。
另外，当输入电流Ii处于包括最大值附近和低部分在内的范围内(例如时刻t1～t2、时刻t3～t4、时刻t5～t6)时，输入端子a上加载的电压Ea在合计电压(VZ+EB)和控制电源电压EB的范围内逐渐变化。因此，当与输入电流Ii成比例的电压在从下限设定电压EB到上限设定电压(VZ+EB)的范围内时，主开关Q1的切换频率f从下限频率f12逐渐变化到上限频率f11。
接下来，当输入电流Ii在最大值附近(例如时刻t2～t3、时刻t6～t7)时，PWM比较器116，如图12所示，生成具有上限频率f11的脉冲信号，该脉冲信号，当反馈信号FB的值大于等于具有上限频率f11的三角波信号的值时导通，当反馈信号FB的值低于具有上限频率f11的三角波信号的值时断开，PWM比较器116将该脉冲信号加载到主开关Q1上。
另一方面，在输入电流Ii处于低的部分(例如时刻t0～t1、时刻t4～t5)的情况下，PWM比较器116，如图12所示，生成具有下限频率f12的脉冲信号，该脉冲信号当反馈信号FB的值大于等于具有下限频率f12的三角波信号的值时导通，当反馈信号FB的值低于具有下限频率f12的三角波的值时断开，PWM比较器116将该脉冲信号加载到主开关Q1上。
另外，输入电流Ii在包括最大值附近和低部分在内的范围内(例如时刻t1～t2、时刻t3～t4、时刻t5～t6)时，PWM比较器116生成具有在从下限频率f12到上限频率f11的范围内逐渐变化的频率的脉冲信号，并将该脉冲信号加载到主开关Q1上。
这样，实施例1的功率因数改善电路根据输入电流Ii使主开关Q1的切换频率f变化，使输入电流Ii低的部分的切换频率f降低。由此，如图8所示，主开关Q1的导通时间变长，电流增大，能够为负载RL提供电力。另外，由于切换次数减少，所以还能够降低切换损耗。
特别地，作为主开关Q1的切换频率f，设定上限频率为例如100kHz，作为人耳无法听到的频率，设定下限频率为例如20kHz，使其它部分切的换频率f与输入电流Ii成比例。因此，可以降低切换损耗，另外，频率小于等于声频(audio frequency)，不会产生使人不适的噪声。
另外，升压电抗器L1的磁通量与电流成比例，因此，输入电流达到最大值时，设定切换频率为最大频率。即使其它部分频率与输入交流电源电压Vi成比例地变化，升压电抗器L1的磁通量也不会超过最大值。因此，可以不增大升压电抗器L1，降低切换损耗。
另外，关于针对升压电抗器L1的电流的电感特性，也可以如图16所示，当电流小时，使电感值增大，当电流大时，使电感值减小。升压电抗器L1中蓄积的能量用(LI2)/2表示，与电感值L和电流I成比例。因此，即使电流小时，升压电抗器L1中蓄积的能量也比较大。因此，可以增大升压电抗器L1的电流连续期间，减小电流的有效值，从而可以进一步降低损耗。此外，例如，混合铁氧体粉末和无定形粉末，通过适当选择它们的混合比例，可以得到如图16所示的特性。
另外，由于主开关Q1的切换频率f在从下限频率到上限频率的范围内变化，因此产生的噪声也相对频率分散，从而可以降低噪声。因此，可以提供能够实现小型高效低噪声化的功率因数改善电路。
由此，可以实现开关电源装置的小型高效化。另外，在待机时等功率消耗小的情况下输入电流减小。在高频率地切换主开关Q1的情况下，切换损耗的比例增大，效率进一步降低。因此，若与输入电流成比例地改变切换频率，则在低输出功率时切换频率降低，可以降低切换损耗。即，可以改善低输出功率时(待机时等)的效率，降低电视机(TV)等装置的功率消耗。例如，可以降低数字化电视机等的功能待机(操作调谐器以及控制电路的一部分，以便能够接收节目表等的状态)等低输出功率时的功率消耗。
另外，在图1所示的现有的功率因数改善电路中，由于从全波整流电路B1的正极侧输出端P1提取电压，因此需要耐高压用的控制电路100。但是，实施例1的功率因数改善电路由于从全波整流电路B1的负极侧输出端P2取出电压，因此使用耐低压的控制电路10即可。
(实施例2)图13是根据实施例2的功率因数改善电路的根据输入电流波形和输入VCO的电压而变化的切换频率的时序图。
在图10所示的实施例1中，当输入电流Ii达到低的部分时，通过VCO115设定主开关Q1的切换频率f为下限频率f12(例如20kHz)。在图13所示的实施例2中，当输入电流Ii在低的部分时，在低于下限频率f12的情况下，VCO115停止主开关Q1的动作。在该停止部分，交流电源电流也小，所以输入电流波形的失真也被抑制到最小值。
(实施例3)在实施例3中，在与输入电流成比例的电压小于等于设定电压的情况下，设定主开关的切换频率为下限频率(例如20kHz)，在与输入电流成比例的电压超过设定电压的情况下，设定主开关的切换频率为上限频率(例如100kHz)。
图14是实施例3的功率因数改善电路的VCO的详细电路结构图。在图14所示的VCO115A中，电阻R1连接到全波整流电路B1的负极侧输出端P2，电阻R2与电阻R1串联。比较器115b将电阻R1和电阻R2的连接点的电压输入+端子，将基准电压Er1输入-端子。比较器115b，当电阻R1和电阻R2的连接点的电压高于基准电压Er1时，向晶体管TR1的基极输出高电平。这种情况下，设定基准电压Er1为所述设定电压。
晶体管TR1的发射极接地，晶体管TR1的集电极通过电阻R3与晶体管TR2的基极、电阻R4的一端和电阻R5的一端连接。电阻R4的另一端与电源VB相连，电阻R5的另一端接地。晶体管TR2的发射极通过电阻R6与电源VB相连，晶体管TR2的集电极通过电容C接地。
为了使比较器115c具有磁滞性，在+端子和输出端子之间连接电阻R9，+端子通过电阻R8接地。
比较器115c将电容C的电压输入-端子。另外，为了电容C的放电，从输出端子，将二极管D和电阻R7构成的串联电路与-端子相连。VCO115A，如图15所示，当与输入电流Ii成比例的电压小于等于设定电压时，生成设定主开关Q1的切换频率f为下限频率f12的三角波信号，当与输入电流Ii成比例的电压超过设定电压时，生成设定主开关Q1的切换频率f为上限频率f11的三角波信号。
接下来，参照图14和图15，对这样构成的实施例3的功率因数改善电路的动作进行说明。在此，仅说明VCO115A的动作。
首先，VCO115A生成根据与流入电流检测电阻R的电流成比例的电压值，使主开关Q1的切换频率f变化而得到的三角波信号。
在此，使用图15的时序图说明动作。当与输入电流Ii成比例的电压超过设定电压时(例如时刻t2～t3、时刻t5～t6)，通过来自比较器115b的高电平，晶体管TR1导通。因此，电流从电源VB通过电阻R4和晶体管TR2的基极流入电阻R3，晶体管TR2的集电极电流增大。从而，通过流入晶体管TR2的集电极的电流，电容C被短时间充电。即，电容C的电压Ec上升，该电压Ec输入到比较器115c，因此比较器115c生成设定主开关Q1的切换频率f为上限频率f11(例如100kHz)的三角波信号。
另一方面，在与输入电流Ii成比例的电压小于等于设定电压的情况下(例如时刻t0～t2时刻t3～t5)，由于从比较器115b不输出高电平，晶体管TR1断开。因此，由于晶体管TR2的集电极电流减小，延长电容C的充电时间。即，由于电容C的电压Ec逐渐上升，该电压Ec输入到比较器115c，因此比较器115c生成设定主开关Q1的切换频率f为下限频率f12(例如20kHz)的三角波信号。
接下来，在与输入电流Ii成比例的电压超过设定电压的情况下(例如时刻t2～t3、时刻t5～t6)，PWM比较器116生成具有上限频率f11的脉冲信号，该脉冲信号当反馈信号FB的值大于等于具有上限频率f11的三角波信号的值时导通，当反馈信号FB的值低于具有上限频率f11的三角波信号的值时断开，将该脉冲信号加载到主开关Q1上。
另一方面，在与输入电流Ii成比例的电压小于等于设定电压的情况下(例如时刻t0～t2、时刻t3～t5)，PWM比较器116生成具有下限频率f12的脉冲信号，该脉冲信号，当反馈信号FB的值大于等于具有下限频率f12的三角波信号的值时导通，反馈信号FB的值低于具有下限频率f12的三角波信号的值时断开，将该脉冲信号加载到主开关Q1上。
这样的实施例3的功率因数改善电路，当与输入电流Ii成比例的电压小于等于设定电压时，设定主开关Q1的切换频率为下限频率，当与输入电流Ii成比例的电压超过设定电压时，设定主开关Q1的切换频率为上限频率。因此，在实施例3中，也得到与实施例1的效果大致相同的效果。
此外，在轻负荷时，因为输入电流小，仅是与输入电流Ii成比例的电压小于等于设定电压的情况，仅设定切换频率f为下限频率f12(例如20kHz)。
(实施例4)图17是表示实施例4的功率因数改善电路的电路结构图。图17所示的实施例4的功率因数改善电路，在待机时等轻负荷时使主开关Q1以低频率(例如20kHz)动作，在平时(重负荷时)使主开关Q1以高频率(例如100kHz)动作。因为在实施例4中，仅控制电路10a的结构与实施例1的控制电路10不同，所以仅对该控制电路10a进行说明。
控制电路10a具有误差放大器111、平均电流检测部117、比较器118、VCO115e和PWM比较器116。
平均电流检测部117检测流入电流检测电阻R的电流的平均值。在比较器118中，基准电压V1输入-端子，电流的平均值从平均电流检测部117输入+端子。比较器118在电流的平均值超过基准电压V1的情况下，向VCO115e输出高电平，在电流的平均值小于等于基准电压的情况下，向VCO115e输出低电平。
VCO115e，当从比较器118输入高电平时，生成设定主开关Q1的切换频率为100kHz的三角波信号，当从比较器118输入低电平时，生成设定主开关Q1的切换频率为20kHz的三角波信号。
在PWM比较器116中，来自VCO115e的三角波信号输入-端子，来自误差放大器111的反馈信号FB输入+端子。PWM比较器116生成脉冲信号，该脉冲信号当反馈信号FB的值大于等于三角波信号的值时导通，当反馈信号FB的值低于三角波信号的值时断开。PWM比较器116将该脉冲信号加载到主开关Q1上，控制平滑电容器C1的输出电压为规定电压。
通过以上结构，当流入电流检测电阻R的电流的平均值超过基准电压V1时，VCO115e生成设定主开关Q1的切换频率为100kHz的三角波信号。在这种情况下，如图18所示，在重负荷时设定切换频率为100kHz。另外，当电流的平均值小于等于基准电压V1时，VCO115e生成设定主开关Q1的切换频率为20kHz的三角波信号。这种情况下，如图18所示，轻负荷时设定切换频率为20kHz。即，在待机时等轻负荷时，主开关Q1可以以低频率(20kHz)动作，在平时(重负荷时)可以以高频率(100kHz)动作。
另外，在电视机等装置中，从电视机装置侧输入待机时的待机信号，通过该待机信号可以使主开关Q1的切换频率降低。在这种情况下，可以仅在待机时改善效率。而且，通过该待机信号停止主开关Q1的动作，在功率因数改善电路的后面连接的DC/DC转换器在待机时提供电源，可以进一步改善功率因数。另外，在轻负荷时(待机时)，由于切换频率降低，可以降低切换损耗，提高效率。
(实施例5)
图19是表示实施例5的功率因数改善电路的电路结构图。图19所示的实施例5的功率因数改善电路，当流入电流检测电阻R的电流的平均值小于等于设定值时停止主开关Q1的切换动作，当平滑电容器C1的输入电压小于等于设定电压时开始主开关Q1的切换动作。在实施例5中，因为仅控制电路10b的结构与实施例1的控制电路10不同，所以仅说明控制电路10b。
控制电路10b具有误差放大器111、平均电流检测部117、比较器119、OSC114、比较器120和PWM比较器116。
平均电流检测部117检测流入电流检测电阻R的电流的平均值。在比较器119中，将基准电压V2输入-端子，从平均电流检测部117将电流的平均值输入+端子。比较器119，当电流的平均值超过基准电压V2时，向OSC114输出高电平，当电流的平均值小于等于基准电压V2时，向OSC114输出低电平。
OSC114，当从比较器119输入高电平时，生成设定主开关Q1的切换频率为100kHz的三角波信号，当从比较器118输入低电平时，停止三角波信号的振荡动作来停止主开关Q1的切换动作。
在PWM比较器116中，来自OSC114的三角波信号从-端子输入，来自误差放大器111的反馈信号从+端子输入。PWM比较器116生成脉冲信号，该脉冲信号当反馈信号FB的值大于等于三角波信号的值时导通，当反馈信号FB的值低于三角波信号的值时断开，将该脉冲信号加载在主开关Q1上，控制率电容C1的输入电压为规定电压。
在比较器120中，基准电压E2从-端子输入，来自误差放大器111的反馈信号FB从+端子输入。比较器120，当反馈信号FB的值大于等于基准电压E2的值时，向OSC114输出高电平，当反馈信号FB的值低于基准电压E2的值时，向OSC114输出低电平。OSC114，仅在从比较器120输入高电平时，再次开始已停止的三角波信号的振荡动作，生成设定主开关Q1的切换频率为100kHz的三角波信号。
通过以上结构，OSC114，当流入电流检测电阻R的电流的平均值超过基准电压V2时，生成设定主开关Q1的切换频率为100kHz的三角波信号，当电流的平均值小于等于基准电压时，停止三角波信号的振荡动作来停止主开关Q1的切换动作。另外，OSC114，仅当反馈信号FB的值大于等于基准电压E2的值时(即，平滑电容器C1的输入电压小于等于设定电压时)，再次开始已停止的三角波信号的振荡动作，生成设定主开关Q1的切换频率为100kHz的三角波信号。
即，当流入电流检测电阻R的电流的平均值小于等于设定值时，停止主开关Q1的切换动作，当平滑电容器C1的输出电压小于等于设定电压时，再次开始主开关Q1的切换动作，从而可以进一步降低主开关Q1的切换损耗。
(实施例6)图20是表示实施例6的功率因数改善电路的电路结构图。实施例6的功率因数改善电路，由缠绕在具有中央引脚和侧引脚的磁芯上的主绕组和反馈绕组之间的漏电感(leakage inductance)，在主开关导通时进行零电流切换(ZCS)，由此可以降低损耗。另外，该功率因数改善电路，通过磁芯的磁路将漏电感中蓄积的能量经二极管反馈到负载上，由此实现高效率化。
另外，该功率因数改善电路是连续模式的升压型功率因数改善电路，其中，输入电流为正弦波形，同时控制平滑电容器的电压，从平滑电容器向负载提供电力，将主开关的电压箝位在平滑电容器的电压。所谓连续模式是，当电流D1i流入二极管D1，即电流流入主绕组5a时，再次导通主开关Q1的动作模式。
在图20中，全波整流电流B1与交流电源Vac1相连，对来自交流电源Vac1的交流电源电压进行整流，输出到正极侧输出端P1和负极侧输出端P2。
升压电抗器L2具有主绕组5a(圈数n1)和串联在该主绕组上的反馈绕组5b(圈数n2)，主绕组5a和反馈绕组5b电磁耦合。反馈绕组5b与主绕组5a松耦合(loosely coupled)，主绕组5a和反馈绕组5b之间的漏电感增大。
在全波整流电路B1的正极侧输出端P1和负极侧输出端P2之间，连接有第1串联电路，其由升压电抗器L2的主绕组5a、二极管D1、平滑电容器C1、电流检测电阻R构成。
另外，在全波整流电路B1的正极侧输出端P1和负极侧输出端片之间，连接有第2串联电路，其由升压电抗器L2、主开关Q1、电流检测电阻R构成。在主开关Q1、反馈绕组5b的连接点与平滑电容器C1之间，连接有二极管D2。
控制电路10的结构与图5所示的控制电路10的结构相同，所以，在此省略其详细说明。
接下来，对这样构成的实施例6的功率因数改善电路的动作进行说明。首先，电流流入主绕组5a，因此，二极管D1为导通状态。当主开关Q1导通时，对交流电源电压Vi整流后的电压，使电流沿Vac1→B1→5a→5b→Q1→R→B1→Vac1的路径流动。因此，电压加载在反馈绕组5b的漏电感Le(未图示)上，流入主开关Q1的电流以Eo/Le的斜率增加。因此，由于主开关Q1的电流从零开始，主开关Q1进行ZCS动作。
此外，当二极管D1为导通状态时，将和输出电压Eo(平滑电容器C1的两端电压)相同的电压加载到漏电感Le上。二极管D1断开后，交流电源Vac1的电压加载到主绕组5a上。
另外，反馈绕组5b的电流增大的同时，流入二极管D1的电流减小为零。二极管D1为断开状态。在恢复时间期间，二极管D1的恢复导致的尖峰(spike)电流流入主开关Q1。该尖峰电流受漏电感Le的阻抗限制。
恢复时间结束，二极管D1的反方向恢复，反馈绕组5b的电流的增加率减小。升压电抗器L2的主绕组5a的电压加到输入电压上，电流Q1i沿Vac1→B1→5a→5b→Q1→R→B1→Vac1的路径流动。主开关Q1的电流以Vac1/5a的斜率上升。
接下来，当主开关Q1断开时，通过升压电抗器L2的主绕组5a中蓄积的能量，电流沿5a→D1→C1→R→B1→Vac1→5a的路径流入二极管D1。因此，在平滑电容器C1充电的同时为负载RL提供电源。
同样地，通过反馈绕组5b中蓄积的能量，主开关Q1的电压上升。另外，通过反馈绕组5b中蓄积的能量，电流沿5b→D2→C1→R→B1→Vac1→5a→5b的路径流入二极管D2。即，通过二极管D2，反馈绕组5b中蓄积的能量由负载RL再生。此时的能量由升压电抗器L2的反馈绕组5b中产生的电压和漏电感Le的电流决定。反馈绕组5b的圈数n2越多，产生的电压越大，放电在短时间内结束。
在放电结束时，二极管D2的电流变为零。在逆特性恢复后，主开关Q1再次导通时，可以继续ZCS动作。另外，控制电路10如下面这样地控制主开关Q1的工作从而可以构成升压型功率因数改善电路使整流输出电流波形和对交流电源电压Vi全波整流后得到的波形相同。
这样通过实施例6的功率因数改善电路，当主绕组5a和反馈绕组5b之间的漏电感使主开关Q1导通时，二极管恢复导致的尖峰电流不流动。因此，降低噪声，也使噪声滤波器小型化，从而可以实现开关电源的小型、高效化。
另外，通过当主开关Q1导通时由漏电感Le执行ZCS，可以降低切换损耗和切换噪声，所以可以实现高效率、低噪声化。另外，通过将漏电感Le中蓄积的能量经由磁芯的磁路反馈给负载，可以实现高效化。
另外，控制电路10，如实施例1那样，当输入电流小于等于下限设定电流时，设定主开关Q1的切换频率为下限频率(例如20kHz)，当输入电流大于等于上限设定电流时，设定主开关Q1的切换频率为上限频率(例如100kHz)，当输入电流在从下限设定电流到上限设定电流的范围内时，使主开关Q1的切换频率在从下限频率到上限频率的范围内逐渐变化。因此，得到和实施例1的效果相同的效果。另外，图20所示的功率因数改善电路，也可以由具有图13所示的特性的实施例2的控制电路、或者具有图15所示的特性的实施例3的控制电路、或者如图17所示的实施例4的控制电路10a、或者图19所示的实施例5的控制电路10b构成，来代替控制电路10。
(实施例7)图21是表示实施例7的功率因数改善电路的电路结构图。在实施例7中，与实施例1的结构相比，控制电路10d的结构不同。控制电路10d具有输出电源检测运算放大器11、乘法器12、电流检测运算放大器13和脉冲宽度调制器14。输出电压检测11与图5所示的实施例1的误差放大器111对应。
输出电压检测运算放大器11通过放大平滑电容器C1的电压和基准电压Vref的误差生成误差电压，输出到乘法器12。乘法器12将来自输出电压检测运算放大器11的误差电压和来自电流检测运算放大器13的输出(脉冲宽度调制器14的输入)相乘，将乘法输出电压输出到电流检测运算放大器13。
电流检测运算放大器13，通过放大与通过电流检测电阻R检测出的输入电流成比例的电压和来自乘法器12的乘法输出电压的误差，生成误差电压，将该误差电压作为比较输入信号输出到脉冲宽度调制器14。另外，电流检测运算放大器13，如上所述将生成的误差电压反馈到乘法器12。
此外，实施例7的功率因数改善电路，作为用于根据来自输出电压检测运算放大器11的误差电压，改变电流检测运算放大器13的输出而使用乘法器12。可以使用除法器或者可变增益放大器来代替该乘法器12。
脉冲宽度调制器14，如图22(a)所示，具有VCO141和比较器142。VCO141生成根据与流入电流检测电阻R成比例的电压值，使主开关Q1的切换频率f变化而得到的三角波信号。在比较器142中，来自VCO141的三角波信号输入+端子，来自电压检测运算放大器13的比较输入信号输入-端子。比较器142生成脉冲信号，该脉冲信号当三角波信号的值大于等于比较输入信号的值时，例如导通(高电平)，当三角波信号的值低于比较输入信号的值时，例如，断开(低电平，例如零)，将该脉冲信号加载到主开关Q1的栅极上，控制平滑电容器C1的输出电压为规定电压。VCO141对应于图5所示的实施例1的VCO115。比较器142对应于图5所示的实施例1的PWM比较器161。
图24(a)和图24(b)表示脉冲宽度调制器的输入输出特性的一例。图24(a)为输入电压Es和占空因数D(duty cycle)成比例的脉冲宽度调制器的输入输出特性，成为Es＝D的关系。图24(b)是输入电压Es和占空因数D成Es＝1-D的关系的脉冲宽度调制器的输入输出特性。
在图22(a)所示的脉冲宽度调制器14中，输入输出波形成为图23的“输出1”那样的波形，脉冲宽度调制器14的输入输出特性成为图24(a)那样的特性。
另外，比较器142生成脉冲信号，该脉冲信号当比较输入信号的值大于等于三角波信号的值时，例如导通，当比较输入信号的值低于三角波信号的值时，例如断开，也可以将该脉冲信号加载到开关Q1的栅极上，控制平滑电容器C1的输出电压为规定电压。即，当图22(a)所示的比较器142的输入端子的“+”和“-”反接时，输出电压反转。输入输出波形成为图23的“输出2”那样的波形，输入输出特性成为图24(b)那样的特性。
图22(b)表示脉冲宽度调制器14a的其它构成例。该脉冲宽度调制器14a，比较输入信号，通过由运算放大器构成的换向器143换向，被提供给比较器142的-端子。换向器143在输出端子和-端子之间连接电阻r2，通过电阻r1将比较输入信号输入-端子，将由电阻r3和电阻r4分压的电压输入+端子，将换向输出输出到比较器142的-端子。
通过这样的结构，当比较输入信号的电压低时，比较器142的-端子的电压升高。因此，脉冲宽度调制器14a的输入输出特性变成图24(b)那样，占空因数D变小。当图22(b)所示的比较器142的输入端子的“+”和“-”反接，比较输入信号的电压高时，比较器142的-端子的电压降低。因此，脉冲宽度调制器14的输入输出特性变为图24(a)那样，比较输入信号电压低时，占空因数D增大。
接下来，说明实施例7的功率因数改善电路的动作原理。在此，说明控制电路10d的动作。
首先，假设升压电抗器L1的电流连续流动。若主开关Q1导通的占空因数(相当于导通时间比率T2/T1，其中T1是主开关Q1的切换周期，T2是主开关Q1的导通时间)为D，作为全波整流电路B1的两端电压的输入电压Ei和作为负载RL两端电压的输出电压Eo的关系为Eo/Ei＝1/(1-D)。
另外，假设脉冲宽度调制器14的特性为图23所示的特性。若脉冲宽度调制器14的输入电压为Es，因为Es＝1-D，所以Es＝1-D＝Ei/Eo。
输出电压Eo基本上是直流固定值，输入电压Ei为半周期的正弦波。因此，输入电压Es是电流检测运算放大器13的放大输出，为半周期的正弦波。乘法器12根据来自输出电压检测运算放大器11的误差电压(直流电压)值改变电流检测运算放大器13的输出，将由此得到的电压作为第2基准电压(半波的正弦波的基准电压)，输出到电流检测运算放大器13。电流检测运算放大器13，放大与通过电流检测电阻R检测到的电流成比例的电压Vrsh和半波的正弦波的基准电压的误差，将半波的正弦波输出到脉冲宽度调制器14。因此，通过电流检测电阻R检测到的输入电流，成为半波的正弦波。因此，流入电流检测电阻R的输入电流，与输入电压Ei成比例地成为半波的正弦波，从而可以改善功率因数。
另外，由于来自输出电压检测运算放大器11的输出电压输入到乘法器12的其它输入端子，乘法器12根据来自输出电压检测运算放大器11的输出电压的值，改变增益(输出)。因此，可以改变输入脉冲宽度调制器14的半波的正弦波的幅值。
如果由于某种原因输出电压Eo下降，则输出电压检测运算放大器11根据输出电压Eo的下降降低输出电压。然后，通过乘法器12，基于输出电压检测运算放大器11的输出电压的下降降低增益(输出)，从电流检测运算放大器13输出的比较输入信号也降低，脉冲宽度调制器14，基于来自电流检测运算放大器13的比较输入信号的下降，增大脉冲信号的平均占空因数D(图23所示的输出1的情况)。因此，主开关Q1的导通时间的比例增大，输入电流增加。因此，输出电压Eo上升，输出电压Eo保持恒定。
接下来，参照图25的各部分的波形，说明功率因数改善电路的所有动作。首先，当输入交流电源Vac1的正弦波的输入电压Vi时，正弦波的输入电流Ii流动。然后，交流电源Vac1的输入电压Vi通过全波整流电路B1整流，输出全波整流电压Ei。
接下来，当主开关Q1导通时，电流沿B1→L1→Q1→R→B1的路径流动。接着，当主开关Q1从导通状态变为断开状态时，由升压电抗器L1感应产生的电压使主开关Q1的电压上升。另外，由于主开关Q1断开，流入主开关Q1的电流变为零。另外，电流沿L1→D1→C1的路径流动，为负载RL提供电力。
这样，通过以切换频率导通/断开主开关Q1，半周期的正弦波电流流到电流检测电阻R的两端。然后，来自电流检测运算放大器13的电压(图25的“乘法器输入2”中所示的负半周期的正弦波电压)输入到乘法器12的一端。另外，将来自输出电压检测运算放大器11的电压(图25的“乘法器输入1”中所示的正直流电压)输入乘法器12的另一端。该乘法器12根据来自输出电压检测运算放大器11的误差电压(直流电压)的值改变电流检测运算放大器13的输出。改变后的电压成为半波的正弦波的基准电压。
然后，电流检测运算放大器13，对与通过电流检测电阻R检测到的电流成比例的电压Vrsh和半波的正弦波的基准电压的误差进行放大，输出半波的正弦波到脉冲宽度调制器14。如图25所示，作为和输入相似的半周期的正弦波的输出电压，输出“电流检测运算放大器输出”。
接下来，图25所示的“电流检测运算放大器输出”输入脉冲宽度调制器14控制脉冲信号的脉冲宽度。此时，脉冲宽度调制器14具有图24(b)所示的特性，因此主开关Q1的占空因数成为如图25所示那样。图26表示该功率因数改善电路的实际的输入电压Vi和输入电流Ii。图26所示的波形在零电流的附近尽管略微偏离正弦波，但非常接近正弦波，表示功率因数、失真因数均为好的结果。
这样，实施例7的功率因数改善电路能够改善功率因数，同时将电流检测运算放大器13的输出输入到乘法器12。因此，不需要用于对从全波整流电路B1的正极侧输出端P1输出的全波整流电压进行分压的电阻，对于图1所示的控制电路100，可以减少零件的数量，实现简单的结构，低成本地简化电路的调整。
另外，图1所示的现有的功率因数改善电路具有第1负反馈回路，其通过电流检测电阻R检测电流，通过用电流检测运算放大器13、脉冲宽度调制器14对主开关Q1进行PWM控制来控制电流。另外，现有的功率因数改善电路具有第2负反馈回路，其检测平滑电容器C1的输出电压，通过用输出电压检测运算放大器11、乘法器12、电流检测运算放大器13、脉冲宽度调制器14控制主开关Q1来控制输出电压。而且，现有的功率因数改善电路具有第3负反馈回路，其检测来自全波整流电路B1的电压，通过用乘法器12、脉冲宽度调制器14控制主开关Q1，来控制输出电压。
与此相对，实施例7的功率因数改善电路，可以减少一个检测来自全波整流电路B1的电压并输入乘法器12的电压检测回路。因此，可以消除该回路引起的控制电路10d的不稳定，通过2个回路稳定地控制电路。
另外，通过控制电路10d中具有的脉冲宽度调制器14内的VCO141，像实施例1那样，当输入电流小于等于下限设定电流时，设定主开关Q1的切换频率为下限频率(例如20kHz)。当输入电流大于等于上限电流时，设定主开关Q1的切换频率为上限频率(例如100kHz)。当输入电流在从下限设定电流到上限设定电流的范围内时，主开关Q1的切换频率在从下限频率到上限频率的范围内逐渐变化。从而得到和实施例1的效果相同的效果。另外，也可以由实施例2至实施例5的任意一个控制电路，代替控制电路10d来构成。
如上所述，本发明的功率因数改善电路，通过根据流入交流电源的电流或流入整流电路的电流或流入主开关的电流，即输入电流的值，改变主开关的切换频率，在输入电流低的部分降低切换频率或者停止切换动作。因此，可以降低输入电流低的部分的功率损耗，实现小型高效率低噪声化。由此，在实现开关电源装置的小型、高效率化的同时，可以改善低输出功率时(待机时等)的效率，降低电视机等装置的功率消耗。
此外，图20所示的功率因数改善电路也可以由图21所示的实施例7的控制电路10d代替控制电路10构成。
产业上的适用性本发明的功率因数改善电路可以应用于AC-DC转换型的电源电路。
权利要求
1.一种功率因数改善电路，具有升压电抗器，其输入通过整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流后的整流电压；主开关，其经过所述升压电抗器输入所述整流电压，来导通/断开；变换部，其将通过所述主开关导通/断开而得到的电压变换为直流的输出电压；和控制部，其通过对所述主开关进行导通/断开控制，在使交流电源电流成为正弦波状的同时，将所述变换部的输出电压控制为规定电压，并且，根据流入所述交流电源的电流或流入所述整流电路的电流或流入所述主开关的电流的值，控制所述主开关的切换频率。
2.一种功率因数改善电路，具有升压电抗器，其具有主绕组、与所述主绕组串联连接且与所述主绕组松耦合的反馈绕组；第1串联电路，其连接在对交流电源的交流电源电压进行整流的整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的所述主绕组、第1二极管和平滑电容器构成；第2串联电路，其连接在所述整流电路的所述一个输出端与所述另一个输出端之间，由所述升压电抗器的所述主绕组、所述反馈绕组和主开关构成；第2二极管，其连接在所述主开关和所述升压电抗器的所述主绕组的连接点与所述平滑电容器之间；和控制部，其通过对所述主开关进行导通/断开控制，在使交流电源电流成为正弦波状的同时，将所述平滑电容器的输出电压控制为规定电压，并且根据流入所述交流电源的电流或流入所述整流电路的电流或流入所述主开关的电流的值，对所述主开关的切换频率进行控制。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部具有通过放大所述输出电压与基准电压的误差，来生成误差电压信号的误差电压生成部；检测流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流的电流检测部；频率控制部，其根据用所述电流检测部检测到的所述电流的值，生成使所述主开关的所述切换频率变化的频率控制信号；和脉冲宽度控制部，其根据所述误差电压生成部的所述误差电压信号控制脉冲宽度，并且根据用所述频率控制部所生成的所述频率控制信号，生成使所述主开关的所述切换频率变化的脉冲信号，将所述脉冲信号施加到所述主开关上，将所述输出电压控制为规定电压。
4.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部，当流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流小于等于下限设定电流时，将所述主开关的所述切换频率设定为下限频率；当所述电流大于等于上限设定电流时，将所述切换频率设定为上限频率；当所述电流在从所述下限设定电流到所述上限设定电流的范围内时，使所述切换频率从所述下限频率逐渐变化到所述上限频率。
5.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部，当流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流大于等于上限设定电流时，将所述主开关的切换频率设定为上限频率；当所述电流在从下限设定电流到所述上限设定电流的范围内时，使所述切换频率从下限频率逐渐变化到所述上限频率；当所述电流不足所述下限设定电流时，使所述主开关的切换动作停止。
6.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部，当流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流小于等于设定电流时，将所述主开关的所述切换频率设定为最低频率；当所述电流超过所述设定电流时，将所述切换频率设定为最高频率。
7.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述升压电抗器具有当流入所述升压电抗器的电流的值增加时电感值减小的特性。
8.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部，当流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流的平均值小于等于设定值时，使所述主开关的所述切换频率降低。
9.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部，当流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流的平均值小于等于设定值时，使所述主开关的切换动作停止；当所述输出电压小于等于设定电压时，使所述主开关的切换动作开始。
10.根据权利要求1或权利要求2所述的功率因数改善电路，其中，所述控制部具有检测流入所述交流电源的所述电流或流入所述整流电路的所述电流或流入所述主开关的所述电流的电流检测部；通过放大所述输出电压与第1基准电压的误差，生成误差电压信号的误差电压生成部；通过放大与用所述电流检测部检测到的所述电流成比例的电压和第2基准电压的误差，输出电压放大信号的电流检测放大部；电压可变部，其通过根据来自所述误差电压生成部的所述误差电压信号的值，改变所述电流检测放大部的所述电压放大信号，将所得到的电压信号作为所述第2基准电压输出到所述电流检测放大部；频率控制部，其根据用所述电流检测部检测到的所述电流的值，生成使所述主开关的所述切换频率变化的频率控制信号；和脉冲宽度控制部，其根据所述电流检测放大部的所述电压放大信号的值，控制脉冲宽度，并且根据通过所述频率控制部生成的所述频率控制信号，生成使所述主开关的所述切换频率变化的脉冲信号，将所述脉冲信号施加在所述主开关上，将所述输出电压控制为规定电压。
全文摘要
功率因数改善电路，其具有输入通过整流电路(B1)对交流电源(Vacl)的交流电源电压进行整流后的整流电压的升压电抗器(L1)；通过升压电抗器(L1)输入整流电压，来导通/断开的主开关(Q1)；将通过主开关(Q1)导通/断开得到的电压变换为直流的输出电压的变换部(D1，C1)；通过对主开关(Q1)进行导通/断开控制，在使交流电源电流成为正弦波的同时，将变换部(D1，C1)的输出电压控制为规定电压，并且根据流入交流电源(Vacl)的电流或流入整流电路(B1)的电流或流入主开关(Q1)的电流的值，来控制主开关(Q1)的切换频率的控制电路(10)。
文档编号H02M3/04GK1906839SQ20058000154
公开日2007年1月31日 申请日期2005年7月26日 优先权日2004年8月27日
发明者鹤谷守 申请人:三垦电气株式会社