专利名称：功率因子校正转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种功率因子校正转换器，更特别的，本发明涉及一种能够降低共模噪音干扰与提升功率密度的无桥式功率因子校正转换器。
背景技术：
交换式电源供应器(switching mode power supply)为一种利用开关切换的方式将输入电压波形转换成一个特定输出电压波形的电源转换电路。升压转换器为一种交换式电源供应器的例子，其可提供功率因子校正(powerfactor correction)与总谐波失真衰减(total harmonic distortion reduction)给输入电压，并且将输入电压转换成一个稳定且可调整的输出电压。
图1显示一种常见的功率因子校正转换升压转换器(PFC boostconverter)的电路示意图。在图1中，桥式整流器(bridge rectifier)BR耦接至输入交流电压Vin，用以将输入交流电压Vin转换成全波整流的直流电压(full-wave rectified DC voltage)。升压电感(boost inductor)L11耦接至桥式整流器BR的输出端，其设定为接收由桥式整流器BR所输出的电流，借此将能量储存于其中，并且根据开关Q11的开关切换将所储存的能量释放而经由整流二极管D11向输出电容C11充电，借此在输出电容C11的两侧产生输出直流电压。电容C11两侧上的输出直流电压提供给负载(未显示)。然而组成桥式整流器BR的整流二极管会产生相当大的导通损耗(conductionloss)，导致转换器的转换效率降低。再者，当升压电感L11在储存能量或释放能量的时候，皆会有三个功率半导体元件导通，从而使得转换器的导通损失加大。
图2显示一种图腾柱功率因子校正升压转换器(totem-pole PFC boostconverter)的电路示意图。在图2中，升压电感L21耦接于输入端以及与晶体管开关Q21与Q22之间的接面节点(junction node)。图2的转换器还包含整流二极管D21和D22，其互相串联并且与晶体管开关Q21与Q22并联，其中晶体管开关Q21与晶体管开关Q22的开关切换以互补(complementary)的方式来工作。图2的转换器的工作说明如下。在输入电压的正半周期间，晶体管开关Q21导通而整流二极管D21为逆向偏压(reverse-biased)，并且通过调节(modulate)晶体管开关Q22来完成输出电压稳压(output voltageregulation)。在任务周期(duty cycle)D的时间间隔内，晶体管开关Q22导通，使得升压电感L21能够跨接于输入交流电压Vin的两侧。此时升压电感L21的电感电流上升而储存能量于升压电感L21中。在1-D的时间间隔内，晶体管开关Q22截止，使得升压电感L21将所储存的能量释放而经由整流二极管D22向输出电容C21充电，借此在输出电容C21的两侧产生输出电压。在输入电压的负半周期间，晶体管开关Q22导通而整流二极管D22为逆向偏压，并且通过调节晶体管开关Q21来完成输出电压稳压(output voltageregulation)。在任务周期D的时间间隔内，晶体管开关Q21导通，使得升压电感L21能够跨接于输入交流电压Vin的两侧，此时升压电感L21的电感电流上升而储存能量于升压电感L21中。在1-D的时间间隔内，晶体管开关Q21截止，使得升压电感L21将所储存的能量释放而经由整流二极管D21向输出电容C21充电，借此在输出电容C21的两侧产生输出电压。由上述说明可知在输入电压的正半周期间或负半周期内，只有两个功率半导体会承载电流。因此图2的转换器的电源转换效率是相当高的。再者，当图2的转换器在连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)下工作时，由于整流二极管D21或D22将输入交流电压Vin的一端与输出电容C21连接起来，转换器的共模噪音(common-mode noise)会变的很小。然而，图2的转换器的晶体管开关，Q21和Q22的寄生二极管(parasitic diode)需要在高频处进行开关切换，并且寄生二极管的反向恢复(reverse recovery)特性很差。因此在实际应用时，转换器往往会因为开关频率不高或是在非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)下工作而失去共模噪音小的优点。
图3显示一种公知的无桥式功率因子校正转换器的电路示意图。在图3中，升压电感，L31和L32互相并联且分别与输入交流电压Vin的一端耦接，并且晶体管开关Q31和Q32分别与升压电感L31和L32耦接。整流二极管，D31和D32分别与晶体管开关S21和S32串联。在输入交流电压Vin的正半周期间，晶体管开关Q31导通而输入电流流向升压电感L31，借此向升压电感L31充电。此时晶体管开关Q32也会导通，而电流路径会经由晶体管开关Q32的体二极管(body diode)而封闭起来。接着晶体管开关Q31截止，升压电感L31所储存的能量会释放出来而电流会经由整流二极管D31向输出电容C31充电，而电流路径会经由晶体管开关Q32的体二极管而封闭起来。在输入交流电压Vin的负半周期间，晶体管开关Q32导通而输入电流流向升压电感L32，借此向升压电感L32充电。此时晶体管开关Q31也会导通，而电流路径会经由晶体管开关Q31的体二极管而封闭起来。接着晶体管开关Q32截止，升压电感L32所储存的能量会释放出来而电流会经由整流二极管D32向输出电容C31充电，而电流路径会经由晶体管开关Q31的体二极管而封闭起来。因此在每个半周期内，一个晶体管以主动开关(active switch)的方式来工作，而另一个晶体管以整流二极管(rectifying diode)的方式来工作。图3的转换器的缺点在于输入交流电压Vin与输出电压的两端之间存在电源跳动(power bounce)，因此共模噪音很大，并且随着输出电容C31的电容值增加，共模噪音会急剧增大。
图4显示图3的无桥式功率因子校正转换器的一种变形电路结构。与图3相比较，图4的升压电感L41和L42、晶体管开关Q41和Q42、整流二极管D41和D42，以及输出电容C41的电路配置与工作原理与图3的升压电感L31和L32、晶体管开关Q31和Q32、整流二极管D31和D32，以及输出电容C41相同，在此不加以赘述。特别的，图4的无桥式功率因子校正转换器在输入侧增设了一对辅助二极管D43与D44，其能够有效减少转换器的共模噪音。尽管如此，图4的转换器的升压电感L41和L42由于体积庞大，会造成电路空间使用上的浪费。此外，在输入电压Vin的时间周期内，升压电感L41和L42是交替工作的，因此升压电感L41和L42的利用率很低，同时也限制了功率密度的提升。
因此有必要研发一种无桥式功率因子校正转换器，其可降低转换器中的共模噪音并且提升转换器的功率密度。
发明内容
本发明的目的在于提供一种使用无桥式升压转换器来实现的功率因子校正电路，其可降低电路中的共模噪音并且提升转换器的功率密度。
根据本发明的基本结构，其提供功率因子校正转换器，包含升压电感，耦接至交流输入端；开关电路，与该升压电感串联；第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于该升压电感与该开关电路之间；第二串联整流电路，与该第一串联整流电路并联，其具有接面节点，与该开关电路耦接；以及输出电容，与该第二串联整流电路并联；其中第一串联整流电路由具有迅速反向恢复特性的整流二极管组成，并且第二串联整流电路由具有缓慢反向恢复特性的整流二极管组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中该开关电路由双向开关组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中该双向开关由金属氧化物半导体场效应晶体管组成。
根据所述的功率因子校正转换器，还包含一对辅助开关，与该第二串联整流电路并联，其设定为与该第二串联整流电路同步开关以完成同步整流。
根据所述的功率因子校正转换器，其中具有迅速反向恢复特性的整流二极管的切换频率与该开关电路的切换频率相同，而具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的切换频率与该功率因子校正转换器的输入电压的工作频率相同。
根据所述的功率因子校正转换器，其中具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间大于具有迅速反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间的两倍以上。
根据本发明的深入结构，其提供功率因子校正转换器，包含第一电源转换单元与第二电源转换单元以及输出电容；其中该第一电源转换单元包含第一升压电感，耦接至交流输入端，第一开关电路，与该第一升压电感串联，第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于该第一升压电感与该第一开关电路之间，以及第二串联整流电路，与该第一串联整流电路并联，其具有接面节点，与该第一开关电路耦接；该第二电源转换单元包含第二升压电感，耦接至该交流输入端并且与该第一升压电感并联，第二开关电路，耦接于该第二升压电感与该第一开关电路之间，以及第三串联整流电路，与该第二串联整流电路并联，并且具有接面节点，耦接于该第二升压电感与该第二开关电路之间，并且该输出电容与该第三串联整流电路并联，其中第一串联整流电路以及第三串联整流电路由具有迅速反向恢复特性的整流二极管组成，并且第二串联整流电路由具有缓慢反向恢复特性的整流二极管组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中该第一开关电路由双向开关组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中该第二开关电路由双向开关组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间大于具有迅速反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间的两倍以上。
根据本发明的深入结构，其提供功率因子校正转换器，包含第一电源转换单元与第二电源转换单元以及输出电容；其中该第一电源转换单元包含第一升压电感，耦接至交流输入端，第一开关电路，与该第一升压电感串联，第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于该第一升压电感与该第一开关电路之间，以及第二串联整流电路，与该第一串联整流电路并联，其具有接面节点，与该第一开关电路耦接；该第二电源转换单元包含第二升压电感，耦接至该交流输入端并且与该第一升压电感并联，第二开关电路，与该第二升压电感串联，第三串联整流电路，具有接面节点，耦接于该第二升压电感与该第二开关电路之间，以及第四串联整流电路，与该第三串联整流电路并联，其具有接面节点，与该第二开关电路耦接，并且该输出电容与该第四串联整流电路并联，其中第一串联整流电路以及第三串联整流电路由具有迅速反向恢复特性的整流二极管组成，并且该第二串联整流电路与该第四串联整流电路由具有缓慢反向恢复特性的整流二极管组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中该第一开关电路由双向开关组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中该第二开关电路由双向开关组成。
根据所述的功率因子校正转换器，其中具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间大于具有迅速反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间的两倍以上。
综上所述，本发明的无桥式功率因子转换器配置两个串联整流电路来对升压电感所输出的电流进行整流，并且允许跨接于输入端与输出端之间的串联整流电路以具有缓慢反向恢复特性的整流二极管来实现，而其它的串联整流电路以具有迅速反向恢复特性的整流二极管来实现。借此可使得无桥式功率因子转换器的开关电路由截止转变为导通时，使得跨接于输入端与输出端之间的串联整流电路中的作用二极管的反向恢复时间延长而继续维持导通至下一个开关周期。因此，在输入交流电压的半周期内，跨接于输入端与输出端之间的串联整流电路中的作用二极管可维持导通而使得该作用二极管两侧的电压维持为零，借此消除该作用二极管两侧的电路节点上的电源跳动以及减少电路中的共模噪音。
本发明的优点与特征，通过下面实施例配合下列附图详细说明，从而得到更深入的了解。
图1显示一种公知的功率因子校正转换升压转换器的电路示意图；图2显示一种公知的图腾柱功率因子校正升压转换器的电路示意图；图3显示一种公知的无桥式功率因子校正转换器的电路示意图；图4显示图3的无桥式功率因子校正转换器的一种变形电路结构；图5显示本发明的无桥式功率因子转换器的第一实施例的电路示意图；图6显示本发明的无桥式功率因子转换器的第二实施例的电路示意图；图7显示本发明的无桥式功率因子转换器的第三实施例的电路示意图；图8显示本发明的无桥式功率因子转换器的第四实施例的电路示意图；图9显示图5的转换器的输入交流电压Vin、双向开关Q51和Q52的切换信号、电感电流iL以及整流二极管D53和D54两侧的电压VD53和VD54的波形图，其中整流二极管D51、D52、D53和D54并未采用特定的二极管来实现；以及图10显示图5的转换器的输入交流电压Vin、双向开关Q51和Q52的切换信号、电感电流iL以及整流二极管D53和D54两侧的电压VD53和Vp54的波形图，其中第二串联整流电路的整流二极管D52与D54采用具有缓慢反向恢复特性的整流二极管来实现，而第一串联整流电路的整流二极管D51与D53采用具有迅速反向恢复特性的整流二极管来实现。
其中，附图标记说明如下图1Vin 输入交流电压BR 桥式整流器L11 升压电感Q11 开关D11 整流二极管C11 输出电容图2Vin 输入交流电压L21 升压电感Q21、Q22 晶体管开关D21、D22 整流二极管输出电容 C21图3Vin 输入交流电压L21、L32 升压电感Q31、Q32 晶体管开关，D31、D32 整流二极管，C31 输出电容图4Vin 输入交流电压L41、L42 升压电感，Q41、Q42 晶体管开关，
D41、D42 整流二极管，D43、D44 辅助二极管C41 输出电容图5Vin 输入交流电压L51 升压电感Q51、Q52 双向开关D51、D53 第一串联整流电路D52、D54 第二串联整流电路C51 输出电容图6Vin 输入交流电压L61 升压电感Q61、Q62 双向开关D61、D63 第一串联整流电路D62、D64 第二串联整流电路S61、S62 辅助开关C61 输出电容图7Vin 输入交流电压L71 第一升压电感L72 第二升压电感Q71、Q72 第一双向开关Q73、Q74 第二双向开关D71、D72 第一串联整流电路D73、D74 第二串联整流电路D75、D76 第三串联整流电路C71 输出电容图8
Vin 输入交流电压L81 第一升压电感L82 第二升压电感Q81、Q82 第一双向开关Q83、Q84 第二双向开关D81、D82 第一串联整流电路D83、D84 第二串联整流电路D87、D88 第三串联整流电路D85、D86 第四串联整流电路C81 输出电容具体实施方式
体现本发明的特征与优点的较佳实施例将在后面的说明中详细叙述。须注意的是相同的元件标号指向相同的元件。应理解的是本发明能够在不同的结构上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图标记在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。
图5显示本发明的无桥式功率因子转换器的第一实施例的电路示意图。图5的转换器包含升压电感L51，其耦接至输入端，以及双向开关(bidirectional switch)Q51和Q52，其由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来实现并且与升压电感L51串联。图5的转换器还包含第一串联整流电路(series rectifying circuit)，其由整流二极管D51和D53组成，并且整流二极管D5和D53之间的接面节点耦接于升压电感L51与双向开关Q51和Q52之间，以及第二串联整流电路，其由整流二极管D52和D54组成并且与第一串联整流电路D5和D53并联，其中整流二极管D52和D54之间的接面节点耦接于双向开关Q51和Q52。
图5的转换器的工作说明如下。在输入交流电压Vin的正半周期间，升压电感L51设定为利用输入电流来充电与放电以完成对输入交流电压Vin的升压与整流。在双向开关Q51和Q52的导通期间内，升压电感L51能够跨接于输入交流电压Vin的两侧。此时升压电感L51的电感电流上升而储存能量于升压电感L51中。在双向开关Q51和Q52的截止期间内，升压电感L51将所储存的能量释放而经由整流二极管D51与D54向输出电容C51充电，借此在输出电容C51的两侧产生输出电压Vo。在输入交流电压Vin的负半周期间，升压电感L51设定为利用输入电流来充电与放电以完成对输入交流电压Vin的升压与整流。在双向开关Q51和Q52的导通期间内，升压电感L51能够跨接于输入交流电压Vin的两侧。此时升压电感L51的电感电流上升而储存能量于升压电感L51中。在双向开关Q51和Q52的截止期间内，升压电感L51将所储存的能量释放而经由整流二极管D52与D53向输出电容C51充电，借此在输出电容C51的两侧产生输出电压Vo。图9显示图5的转换器的输入交流电压Vin、双向开关Q51和Q52的切换信号、电感电流iL以及整流二极管D53和D54两侧的电压VD53和VD54的波形图，其中整流二极管D51、D52、D53和D54并未采用特定的二极管来实现。
由上述的说明可知，图5的转换器无论在输入交流电压Vin的正半周或负半周期间，均只有两个功率半导体元件导通以传导电流，其与图2与图3的例子相同。因此，图5的转换器也具有低导通损失的优点。
然而，在实际的应用上，图5的转换器却会遭受共模噪音过大的缺点。这个共模噪音的形成原因在于输入交流电压Vin与输出电压Vo的两端存在电源跳动(power bounce)。请参见图5，在输入电压Vin的正半周期间内且当双向开关Q51和Q52为截止时，输入电流流经升压电感L51与整流二极管D51和D54，因此整流二极管D54两侧的电压VD54为零。当双向开关Q51和Q52由截止转变成导通时，可以由图9看出整流二极管D54的阴极(cathode)上的电压，也即整流二极管D52的阳极(anode)上的电压是浮动的(floating)。因此在整流二极管D52的两侧与整流二极管D54的两侧上会产生电源跳动。当整流二极管D51、D52、D53和D54采用相同的二极管来实现时，电源跳动的量值可达到1/2Vo。因此，这个电源跳动可视为一种共模噪音(common-mode noise)。
为了解决这个缺点，本发明采用特定的二极管来实现整流二极管D51、D52、D53和D54，从而以移除这个恼人的共模电磁干扰。在本较佳实施例中，第二串联整流电路的整流二极管D52与D54采用具有缓慢反向恢复(slowreverse recovery)特性的整流二极管来实现，而第一串联整流电路的整流二极管D51与D53采用具有迅速反向恢复(fast reverse recovery)特性的整流二极管来实现。通过利用缓慢反向恢复特性的整流二极管来完成第二串联整流电路，便可以在双向开关Q51和Q52从截止转变成导通时，使得第二电流桥中的整流二极管D52或D54的导通状态得以持续，进而使得整流二极管D52或D54两侧的电压为零而消除了由于电源跳动所引起的电磁干扰。
至于如何利用上述整流二极管的组合来消除电源跳动的工作原理说明如下。在输入交流电压Vin的正半周期间，当双向开关Q51和Q52截止时，具有迅速反向恢复特性的整流二极管D51与具有缓慢反向恢复特性的整流二极管D54导通，使得升压电感L51将所储存的能量释放而经由整流二极管D51与D54向输出电容C51充电，借此在输出电容C51的两侧产生输出电压Vo。当双向开关Q51和Q52由截止转变成导通时，升压电感L51会通过输入电流来储存能量，且输出电压Vo作用为施加于整流二极管D51与D54的反压，促使整流二极管D51与D54进入反向恢复过程。由于整流二极管D51为具有迅速反向恢复特性的二极管，其会迅速恢复截止而承受全部的反向电压。然而，由于整流二极管D54为具有缓慢反向恢复特性的二极管，其在整流二极管D51恢复截止后依然无法完成反向恢复而维持在导通状态。因此，整流二极管D54在升压电感L51储存能量的期间都不会承受反向电压。图10显示图5的转换器的输入交流电压Vin、双向开关Q51和Q52的切换信号、电感电流iL以及整流二极管D53和D54两侧的电压VD53和VD54的波形图，其中第二串联整流电路的整流二极管D52与D54采用具有缓慢反向恢复特性的整流二极管来实现，而第一串联整流电路的整流二极管D51与D53采用具有迅速反向恢复特性的整流二极管来实现。由图10可以看出在输入交流电压的正半周期间，具有缓慢反向恢复特性的整流二极管D54两侧的电压会维持在零，借此消除了整流二极管D54两侧的电源跳动。相同的，在输入交流电压的负半周期间，具有缓慢反向恢复特性的整流二极管D52两侧的电压会维持在零，借此消除了整流二极管D52两侧的电源跳动。由图10所示的整流二极管D54两侧的电压VD54的波形可了解到，整流二极管D54是以低频开关切换(low-frequency switching)来调节，而没有高频的开关切换，借此可避免高频的电磁干扰产生。值得注意的是具有迅速反向恢复特性的整流二极管D51与D53的切换频率(switching frequency)是与双向开关Q51和Q52的切换频率相同，而具有缓慢反向恢复特性的整流二极管D52与D54的切换频率是与输入交流电压Vin的工作频率(operating frequency)相同。此外，具有缓慢反向恢复特性的整流二极管D52与D54的反向恢复时间会比具有迅速反向恢复特性的整流二极管D51与D53的反向恢复时间的两倍还要长。
图6显示本发明的无桥式功率因子转换器的第二实施例的电路示意图。图6的升压电感L61、双向开关Q61和Q62、第一串联整流电路D61和D63、第二串联整流电路D62和D64以及输出电容C61的电路配置与工作原理与图5的升压电感L51、双向开关Q51和Q52、第一串联整流电路D5和D53、第一串联整流电路D52和D54以及输出电容C51相同，在此不加以赘述。与图5相比较，图6的转换器加入了一对辅助开关(auxiliary switch)S61和S62，其与第二串联整流电路D62和D64并联并且设定为分别与整流二极管D62和D64同步开关来完成同步整流，以便更有效地消除共模噪音。
图7显示本发明的无桥式功率因子转换器的第三实施例的电路示意图。图7的无桥式功率因子转换器为交错式(interleaved)的电源转换电路，其中第一升压电感L71、第一双向开关Q71和Q72、第一串联整流电路D71和D72以及第二串联整流电路D73和D74形成第一电源转换单元，其电路结构与图5的电路结构相同，而第二升压电感L72、第二双向开关Q73和Q74、第三串联整流电路D75和D76以及第二串联整流电路D73和D74形成第二电源转换单元，其电路结构与图5的电路结构相同。图7的无桥式功率因子转换器为将两个如图5所示的无桥式功率因子转换器交错串接在一起而得，其中第一升压电感L71与第二升压电感L72并联并且输出电容C71与第三串联整流电路D75和D76并联。值得注意的是第一电源转换单元的第二串联整流电路D73和D74与第二电源转换单元共享而作为第二电源转换单元的串联整流电路，其由具有缓慢反向恢复特性的二极管组成，而第一串联整流电路D71和D72以及第三串联整流电路D75和D76由具有迅速反向恢复特性的二极管组成，并且第一双向开关Q71和Q72与第二双向开关Q73和Q74以交替导通(alternate conducting)的方式来工作。
图8显示本发明的无桥式功率因子转换器的第四实施例的电路示意图。图8的无桥式功率因子转换器为图7的无桥式功率因子转换器的一种变形，其中第一升压电感L81、第一双向开关Q81和Q82、第一串联整流电路D81和D82以及第二串联整流电路D83和D84形成第一电源转换单元，其电路结构与图5的电路结构相同，而第二升压电感L82、第二双向开关Q83和Q84、第三串联整流电路D87和D88、第四串联整流电路D85和D86形成第二电源转换单元，其电路结构与图5的电路结构相同。图7的无桥式功率因子转换器为将两个如图5所示的无桥式功率因子转换器交错串接在一起而得，其中第一升压电感L81为与第二升压电感L82并联并且输出电容C81为与第四串联整流电路D85和D86并联。须注意的是第二串联整流电路D83和D84以及第四串联整流电路D85和D86由具有缓慢反向恢复特性的二极管组成，而第一串联整流电路D81和D82以及第三串联整流电路D87和D88由具有迅速反向恢复特性的二极管组成，并且第一双向开关Q81和Q82与第二双向开关Q83和Q84以交替导通(alternate conducting)的方式来工作。
综上所述，本发明的无桥式功率因子转换器配置两个串联整流电路来对升压电感所输出的电流进行整流，并且允许跨接于输入端与输出端之间的串联整流电路以具有缓慢反向恢复特性的整流二极管来实现，而其它的串联整流电路以具有迅速反向恢复特性的整流二极管来实现。借此可使得无桥式功率因子转换器的开关电路由截止转变为导通时，使得跨接于输入端与输出端之间的串联整流电路中的作用二极管的反向恢复时间延长而继续维持导通至下一个开关周期。因此，在输入交流电压的半周期内，跨接于输入端与输出端之间的串联整流电路中的作用二极管可维持导通而使得该作用二极管两侧的电压维持为零，借此消除该作用二极管两侧的电路节点上的电源跳动以及减少电路中的共模噪音。
本发明得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱离所附权利要求所欲保护的范围。
权利要求
1.一种功率因子校正转换器，其包含升压电感，耦接至交流输入端；开关电路，与该升压电感串联；第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于该升压电感与该开关电路之间；第二串联整流电路，与该第一串联整流电路并联，其具有接面节点，与该开关电路耦接；以及输出电容，与该第二串联整流电路并联；其中该第一串联整流电路由具有迅速反向恢复特性的整流二极管组成，并且该第二串联整流电路由具有缓慢反向恢复特性的整流二极管组成。
2.根据权利要求1所述的功率因子校正转换器，其中该开关电路由双向开关组成。
3.根据权利要求1所述的功率因子校正转换器，其中该双向开关由金属氧化物半导体场效应晶体管组成。
4.根据权利要求1所述的功率因子校正转换器，还包含一对辅助开关，与该第二串联整流电路并联，其设定为与该第二串联整流电路同步开关以完成同步整流。
5.根据权利要求1所述的功率因子校正转换器，其中具有迅速反向恢复特性的整流二极管的切换频率与该开关电路的切换频率相同，而具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的切换频率与该功率因子校正转换器的输入电压的工作频率相同。
6.根据权利要求1所述的功率因子校正转换器，其中具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间大于具有迅速反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间的两倍以上。
7.一种功率因子校正转换器，其包含第一电源转换单元，其包含第一升压电感，耦接至交流输入端；第一开关电路，与该第一升压电感串联；第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于该第一升压电感与该第一开关电路之间；以及第二串联整流电路，与该第一串联整流电路并联，其具有接面节点，与该第一开关电路耦接；第二电源转换单元，其包含第二升压电感，耦接至该交流输入端并且与该第一升压电感并联；第二开关电路，耦接于该第二升压电感与该第一开关电路之间；以及第三串联整流电路，与该第二串联整流电路并联，并且具有接面节点，耦接于该第二升压电感与该第二开关电路之间；以及输出电容，与该第三串联整流电路并联；其中该第一串联整流电路以及第三串联整流电路由具有迅速反向恢复特性的整流二极管组成，并且该第二串联整流电路由具有缓慢反向恢复特性的整流二极管组成。
8.根据权利要求7所述的功率因子校正转换器，其中该第一开关电路由双向开关组成。
9.根据权利要求7所述的功率因子校正转换器，其中该第二开关电路由双向开关组成。
10.根据权利要求7所述的功率因子校正转换器，其中具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间大于具有迅速反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间的两倍以上。
11.一种功率因子校正转换器，其包含第一电源转换单元，其包含第一升压电感，耦接至交流输入端；第一开关电路，与该第一升压电感串联；第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于该第一升压电感与该第一开关电路之间；以及第二串联整流电路，与该第一串联整流电路并联，其具有接面节点，与该第一开关电路耦接；第二电源转换单元，其包含第二升压电感，耦接至该交流输入端并且与该第一升压电感并联；第二开关电路，与该第二升压电感串联；第三串联整流电路，具有接面节点，耦接于该第二升压电感与该第二开关电路之间；以及第四串联整流电路，与该第三串联整流电路并联，其具有接面节点，与该第二开关电路耦接；以及输出电容，与该第四串联整流电路并联；其中该第一串联整流电路以及第三串联整流电路由具有迅速反向恢复特性的整流二极管组成，并且该第二串联整流电路与该第四串联整流电路由具有缓慢反向恢复特性的整流二极管组成。
12.根据权利要求11所述的功率因子校正转换器，其中该第一开关电路由双向开关组成。
13.根据权利要求11所述的功率因子校正转换器，其中该第二开关电路由双向开关组成。
14.根据权利要求11所述的功率因子校正转换器，其中具有缓慢反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间大于具有迅速反向恢复特性的整流二极管的反向恢复时间的两倍以上。
全文摘要
一种可降低共模噪音与增强功率密度的无桥式功率因子校正转换器包含升压电感，耦接至输入端；双向开关，与该升压电感串联；第一串联整流电路，具有接面节点，耦接于升压电感与双向开关之间；第二串联整流电路，具有接面节点，耦接至该双向开关；以及输出电容，与该第二串联整流电路并联；其中第二串联整流电路由缓慢恢复二极管组成，而第一串联整流电路由迅速恢复二极管组成。因此，本发明可降低转换器中的共模噪音并且提升转换器的功率密度。
文档编号H02M7/12GK101083398SQ20061008868
公开日2007年12月5日 申请日期2006年6月2日 优先权日2006年6月2日
发明者刘腾, 辛晓妮, 曾剑鸿, 应建平 申请人:台达电子工业股份有限公司