专利名称：具有用于有效功率因子校正的电荷泵的电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及用于气体放电灯的镇流器，更具体地，涉及一种用于电子镇流器(EVG)的用作为电荷泵的泵电路，该电子镇流器(EVG)用于一个或串联连接的多个气体放电灯的高频操作。
背景技术：
镇流器从电源(mains)获取的用于气体放电灯的操作的电流必需满足特定的规则和标准。标准的一个示例为IEC标准1000-3-2。在该标准中，灯镇流器是C类操作装置，对于这类操作装置，将特定的最大可允许极限值应用于电源电流(mains current)的谐波。由此，对现代电子镇流器的需求都针对功率因子λ，即有效功率和表观功率之间的比率，在电源中应该尽可能地接近于1。
单独从灯的长工作寿命的角度来看，也存在对低波峰因子的灯电流ILA的需求，ks:I^LAILA,effmitILA,eff:=1T·∫0TiLA2(t)dt]]>其中，在绝对值方面，LA[mA]是灯电流ILA(t)的幅值的最大值(峰值)，而ILA，eff[mA]表示灯电流ILA(t)的有效值。
本发明本身主要涉及电源电流谐波的问题。
为了能够更好地理解本发明的中心思想，在下面的基础技术中，简要地说明选择传统电子镇流器的原理和问题。
一种电子灯镇流器基于泵电路的应用，该泵电路用作为用于减少电源电流谐波的电荷泵。这种泵电路在相关文献中也被称为具有能量反馈的电路。由此，在这种泵电路的帮助下产生的输出电压Ua在绝对值方面通常大于输入电压Ue。
电子镇流器中采用这种泵电路的另一优点在于不需要额外的有源电路元件(晶体管等)。电子镇流器的一个或者多个电位点通过多个泵电容与d.c.电压中间电路的多个电位点相连，该d.c.电压中间电路位于电源整流器的输出和逆变器(inverter)的输入之间。由此，可以将能量反送回d.c.电压中间电路。当电源电压降到低于中间电路电容的电压降时，这些电容器对电位差进行补偿。由此在理想情况下可以从电源获取电流，该电流是正弦的并且相对于电源电压没有相移。
图1a中所示的电荷泵的功能基于将电容器C2的电压增加为高于输入电压Ue的值。为此，首先对电容器C1进行充电并且随后将其电荷“泵激”(pumped)到电容器C2中。在两个转换开关S1和S2的位置(disposition)1-1’处，C1与输入电压Ue相连，并被充电到Ue，C2与该输入电压隔离。现将S1和S2转换到位置2-2’。先前接地的C1的负极端子现在与Ue的正极端子相连，并且其正极端子与C2相连。在这种连接结构中，正电荷从该输入电源传送到图中左侧的C1的极板。通过电荷转移，相对电极(counter electrode)上的电荷被转移到C2。周期性地重复该过程。如果在多个充电循环内，所转储(unloaded)的输出残余电荷(remains)在具有相等大小的电容器C1和C2的电路的输出端引起输出电压Ua，则输出电压Ua的绝对值等于输入电压Ue的两倍Ua＝2·Ue。
通常应用U‾a=(C1C2+1)·U‾e]]>其中Ua是电荷泵的输出电压Ue是电荷泵的输入电压C1是泵电容器的电容量，以及C2是输出电容器的电容量。
图1b中所示的传统电荷泵的技术构造基于对图1a中所示的原理电路的改进，由四个场效应晶体管T1、T2、T3和T4来替代图1a的两个转换开关S1和S2。另外，为了减小该电路的输入阻抗，电容器Ce与输入电压并联。CF的充电与向输出电容器Ca的电荷转移之间的转换通过在功率晶体管的栅极的时钟控制电压来实现。这些数字控制电压表现彼此相反，即，如果一个电压为″高″电位，则另一电压为″低″电位，反之亦然。为此，T2和T3由公共电压Ust1进行时钟控制，而T1和T4由Ust2进行时钟控制。如果T2和T3接通，则CF被充电到Ue(小于T2和T3的漏极-源极电压UDS2和UDS3之和)。在控制电压的转换之后，T2和T3断开，而T1和T4接通。于是，在充电循环中通过T3接地的CF的左端子通过T1与输入电压Ue相连。先前负充电的CF的极板被正充电。通过电荷转移，通过T4将正电荷从右极板转移到输出电容器Ca，通过该处理，增大了施加在Ca处的输出电压Ua。
泵电容器的数量和连接存在最大的变化可能性。例如在欧洲专利EP0 253 224 B1中公开了一种用于一个或者更多个并联的低压放电灯的高频操作电路构造，该电路具有电源整流器和逆变器，该电路包括以半桥方式设置的两个双极晶体管T1和T2、串联谐振电路和用于减少电源电流谐波分量的谐波滤波器。由此，谐波滤波器包括串联连接的两个二极管D8和D9，沿由电源整流器生成的脉动d.c.电流的前进方向接入，与所述电源整流器相连；电容器C7，其将二极管D8和D9之间的中间抽头M2与逆变器的晶体管T1和T2之间的中间抽头M1相连；以及另一电容器C8，其将中间抽头M2与串联谐振电路和灯电极之间的中间抽头M3相连。在这两个二极管的并联支路中设置串联连接的另外两个二极管D10和D11，其中间抽头M2同样与逆变器的两个晶体管T1和T2之间的中间抽头M1相连。
图1c表示根据该技术的电荷泵的第二种技术构造，其具有自阻断P沟道金属氧化物场效应晶体管T1、自阻断n沟道金属氧化物场效应晶体管T2以及两个二极管D1和D2，通过该技术构造，可以使瞬时输入电压Ue的绝对值实际加倍。通过由两个功率晶体管T1和T2构成的驱动器，也可以控制根据维拉德效应(Villard)的电压倍增器，通过该电压倍增器可以实现两极的高电压，而无需变压器的帮助。通过控制电压Ust，可以交替地导通和截止两个晶体管T1和T2。在导通n沟道晶体管T2后，泵电容C1通过二极管D1充电。然后n沟道晶体管T2截止，并且p沟道晶体管T1导通。通过这种处理，将施加在泵电容C1上的电压Uc1添加到输入电压Ue，并且通过二极管D2将来自C1的一部分电荷泵激到已由输入电压Ue进行了充电的电容器C2中。如果不通过两个二极管D1和D2的阈值电压减小输出电压Ua，则输出电压Ua将因此而实际达到两倍输入电压Ue的幅值。
通过将两个二极管D1和D2移到返回线路中来实现输入电压Ue的逆变。由此它们的阴极朝向n沟道晶体管T2，并且二极管D1和D2之间的节点保持与泵电容器C1相连。在这种情况下，输出电压Ua的绝对值与通过两个二极管阈值电压降低的输入电压Ue相对应。
在图2中示出了根据该技术的被用作为d.c.电压变换器的功率因子校正电路的电路拓扑，其包括电源整流器GL、与该电源整流器相连接并用作为谐波滤波器的存储扼流圈L、通过专用集成电路(ASIC)形式的PFC驱动器控制的电源开关S、二极管D和输出侧充电电容器C。PFC电路在其输出端提供限定的d.c.电压Ua，该d.c.电压Ua的绝对值大于该电路的输入端处的瞬时a.c.的绝对峰值。在对电可控电源开关S施加控制电压Ust之后，在由PFC驱动器对电源开关S的截止进行初始化以后，电源开关S导通并且由此通过二极管D和充电电容器C在存储扼流圈L再次放电之前，通过由电源整流器GL提供的脉动d.c.电流对存储扼流圈L进行充电。虽然该电路满足谐波的最大允许极限值的规则要求，但是图2中所示的该PFC电路的实现没有考虑扼流线圈L的相对大的空间需求。
为了增大功率因子λ，目前在用于低压气体放电灯的电子灯镇流器的领域中，越来越多地使用所谓功率因子校正电路(简称为PFC电路)，该电路的操作能够保证获得根据IEC标准1000-3-2的相同相位的近似正弦电流的原因在于，它们与电源频率区域中的阻抗相匹配，以使得可以模拟欧姆负载。
为了理解根据本发明的切换原理的基本概念，考虑用于提高功率因子λ的传统电路拓扑的中心内容。
与无源功率校正电路(在该无源功率校正电路中，通常使用集成在电源部分中的变压器，该变压器用作为低通滤波器并抑制输入区域中的短时高电流脉冲)相反，其涉及根据有源功率因子校正原理进行操作的电路、具有集成在电源部分中的有源开关元件的电子电路(该电子电路抑制输入区域中的短时高电流脉冲)。这种有源PFC电路与传统无源PFC电路相比，具有更高的效率，但实际上更为昂贵，这种有源PFC电路是用于谐波振荡元件的滤波的变型。
在公开文本DE 196 34 859 A1中公开了一种用于气体放电灯的电子镇流器(EVG)，该电子镇流器(EVG)具有全桥或者多路整流器，并且可以连接到电源电压源、与该整流器相连的两个电容(用作为控制或返回电容器)的串联电路、与可交替切换的两个可控制电源开关相连的串联电路、以及与这两个电源开关之间的中间抽头相连的负载电路，该负载电路具有由谐振电感、谐振电容以及与它们相连作为负载阻抗的气体放电灯组成的串联谐振电路。此外，还提供了变压器，该变压器的初级绕组与控制和返回电容器之间的中间抽头相连，而该变压器的次级绕组与谐振电容器相连。与这两个电源开关的串联电路并联连接有平滑电容器(smoothing capacitor)。优选地，可以在整流器和返回电容器之间连接用于限流的扼流线圈。另外，对于该电路的操作，需要一二极管，该二极管的阳极连接到返回电容器的上极板，而该二极管的阴极连接到第一(图中最上方)电源开关的上连接点。由此，控制电容器满足两种功能。一方面，其容量(与其它电容器的电容值一起)以及该谐振电感确定了串联谐振电路的谐振频率；另一方面，其与整流器、返回电容器和扼流线圈一起用作为谐波滤波器，该谐波滤波器旨在将返回电流电源的谐波保持得尽可能的小。通过该控制电容器的适当大小的容量，在点燃或预热气体放电灯时，可以尽可能低地保持输入到控制和返回电容器之间的中间抽头的电流(通过该电流可以转移该开关装置的工作点)。
通常，所谓卸载是具有中间点抽头的已知电子镇流器泵电路的问题。这意味着，该电路还在例如负载电路故障(灯破损、灯从装置中移除等)时，将能量“泵激”到中间电路，这不再占用(take up)功率。
发明内容
从上述技术开始，本发明的目的在于，提出一种泵电路，通过该泵电路，在负载电路故障的情况下没有能量泵激到中间电路中。
根据由独立权利要求的特征限定的本发明来实现该目的。在从属权利要求中限定了进一步展开发明的概念的优选示例性实施例。
提供本发明，以实现用于至少一个气体放电灯的镇流器的目的，该镇流器具有-电源整流器，-逆变器，-串联谐振电路，其为谐振电容和谐振电感的串联电路，以及-谐波滤波器，其具有两个整流二极管的串联电路，这两个整流二极管沿朝向电源整流器的方向连接；以及泵电容器，其与这两个整流二极管的中间抽头相连。由此可以例如通过变压器向该泵电容器感应地提供流过灯的电流，以由此提供取决于(独立地)灯电流的电隔离灯能量源。
该谐波滤波器的两个整流二极管由此可以同时作为电源整流器的元件。
另外，根据本发明提供了操作至少一个气体放电灯(LA1)的方法，通过该方法，可以根据流过灯的电流来产生泵电容器的能量，以使得当灯电流中断时，泵电路自动断开。这例如可以通过电感耦合来实现。
本发明的另一优点包括相互关联的有源和无源功率因子校正的概念。在本文中，提出了一种电路构造，其包括根据“无源填谷(valley-fill)”概念的谐波滤波器，由此，通过电荷泵额外支持该谐波滤波器的功能。可以使用相对少的费用，通过该电路来获得特别高功率因子，因此，尽管这样，也可以获得上述的优点。
该基本发明的进一步特性、优点和有利措施由从属权利要求限定，现在将参照附图并根据该基本发明的示例性实施例的详细描述对它们进行说明。
图1a表示已知电荷泵。
图1b表示图1a的已知电荷泵的第一技术构造。
图1c表示图1a的已知电荷泵的第二技术构造。
图2表示被用作为d.c.电压变换器的已知有源功率因子校正电路的电路拓扑。
图3a表示根据本发明的有源功率因子校正电路的第一实施例。
图3b表示根据本发明的有源功率因子校正电路的第二实施例，其具有串联在负载电路中的两个低压气体放电灯。
图4表示已知无源功率因子校正电路的电路拓扑。
图5a表示根据本发明的功率因子校正电路的第三实施例，其包括有源和无源因子校正级(stage)的组合。
图5b表示图5a中所示电路的第一变型。
图6a表示图5a中所示电路的第二变型。
图6b表示图5a中所示电路的第三变型。
图7a表示根据本发明的功率因子校正电路的第四实施例，其包括由电荷泵辅助的无源功率因子校正电路。
图7b表示图7a中所示电路的变型。
具体实施例方式
下面将更具体地描述包含在如图3a和3b中所示的根据本发明的用于低压气体放电的电子镇流器(EVG)的有源PFC电路的两个示例实施例中的元件的功能。
图3a中所示的根据本发明的有源PFC电路300a的第一实施例具有电源整流器AC/DC，其被实现为整流器全桥或者多路整流器，用于对从电流电源提供的a.c.电压UNetz进行整流；存储电容器C1，与该电源整流器AC/DC并联连接，并被实现为电解电容器(Elko)，用于获得经整流并且平滑的第一中间电路电压UC1；与谐波滤波器OWF，与该存储电容器相连，包括沿从电源整流器AC/DC提供的脉动d.c.电流ID的前进方向设置的两个整流二极管D1和D2；以及泵电容器C2，用作为电荷泵，与这两个二极管D1、D2之间的中间抽头相连。
谐波滤波器OWF的两个整流二极管D1、D2由此可以同时作为电源整流器AC/DC的元件。
根据该示例通过变压器Tr2的次级绕组向泵电容器C2感应地提供通过灯LA1在负载电路中流动的灯电流ILA，并且泵电容器C2用于在谐波滤波器OWF的并联支路中，在用作为能量存储器的充电电容器C3处获得增大的第二中间电路电压UC3。
由于一方面变压器通过灯电流供电，另一方面变压器为泵电容器产生能量，所以当没有灯电流流过时，泵电路自动断开。即，当不再向泵电容器C2提供能量，并且因此中间电路电压下降时，两个二极管D1、D2永久截止，并且电源电压准(quasi)“断开”。
此外，本发明还涉及下述的所有电路技术构造，这些电路技术构造在灯电流故障时，使得泵电路也可以断开。本发明的另一实施例由此例如在于通过电平偏移级的电源开关来替代变压器，其中该电源开关在灯电流故障时自动断开泵电容。因此，通常对灯电流进行分流(tapped off)以提供给电容器，以使泵激处理依赖于灯电流。
其它另选实施例例如为类似于具有电隔离优点的变压器的电容耦合器或压电耦合器。
当在设备开始工作时接通电源电压时，只要没有灯电流流过，泵电路自然不进行工作。因此，在点燃灯之前，泵电路不能实现其使所获得的电流平滑的功能。这是可以接受的，因为在相关规定中允许使用所获得的非正弦电流，但仅限于点燃灯之前的时间。
通过变压器来获得用于泵电容的能量具有更进一步的优点，即通过选择其变压比，可以获得进一步的设计自由度。
最后，可以将变压器构造为通过变压器达到饱和的时刻来限制最大中间电路电压，并且由此使该变压器不再执行其变压器功能，。
变压器构造中的另一自由度是绕组感应，该绕组感应取决于实现泵激处理的逆变器的相位。由此，可以有意识地选择绕组感应，来改善干扰频谱。例如，如果选择绕组感应以使得恰在逆变器从中间电路获得能量时的相位实现泵激处理，则可以减小存储电容器C1处的高频干扰。因为另一方面，高频干扰峰的比例决定性地确定了该(昂贵的)存储电容器C1的工作寿命，通过有目的地选择绕组感应，也可保护存储电容器C1。
如已知的，根据本发明的电子灯镇流器还包括逆变器DC/AC，用于产生灯LA1的操作所需的高频灯电流ILA，该逆变器包括在半桥电路中串联连接的两个功率晶体管，由控制单元通过将控制电压UG1和UG2施加到这两个功率晶体管的栅极，来控制这两个功率晶体管；串联谐振电路SRK，与这两个功率晶体管T1和T2的中间抽头相连，用于谐振点燃气体放电灯LA1，该串联谐振电路SRK包括串联连接的谐振电容器C5和谐振电感L、以及与其相连的负载电路，该负载电路中串联有变压器Tr2的初级绕组，该变压器Tr2用作为负载电路和电荷泵之间的反馈元件，并且用于将高频灯电流ILA提供给泵电容C2；耦合电容器C4，用于对灯电流ILA的d.c.电流分量进行滤波；以及低压气体放电灯LA1。
低通滤波器TP用作为无线干扰滤波器，用于对高频干扰峰进行滤波，该低通滤波器TP连接在电源整流器的上游，包括与电源整流器并联的两个滤波电容器CF1和CF2，以及用于平滑电源电压UNetz的变压器Tr1。
图3b中所示的根据本发明的电子灯镇流器的第二实施例300b具有相同的电路拓扑，但是其被构造用来操作串联连接的两个低压气体放电灯LA1、LA2，这两个低压气体放电灯LA1、LA2例如分别具有50W的功耗。
因为在变压器处的电压降要低于已知电路的泵电容器的电压源的电压降，剩余的电压足够用于串联连接的两个灯的工作，所以由此可以串联连接两个灯。
另外，通过采用根据本发明的变压器，还可以操作多灯头的(multi-flame)灯，因为每一个灯都与处理线圈串联连接，这些灯与泵电路的公共次级线圈感应连接。
在图3a和3b中所示的有源PFC电路的两个版本中，实现了传统电荷泵的原理。如在欧洲专利EP 0 253 224 B1中所公开的电路构造中，图3a和3b中所示的PFC电路也具有用作为单级电荷泵的泵电容器C2。在逆变器的第一半波期间，通过整流二极管D1和变压器Tr2的次级绕组将泵电容器C2充电到施加给存储电容器C1的第一中间电路电压UC1的值。同时，还通过整流二极管D1和D2将充电电容器C3充电到施加给存储电容器C1的第一中间电路电压UC1的值。在逆变器的另一半波期间，泵电容器C2通过变压器Tr2的次级绕组、整流二极管D2和充电电容器C3放电，同时该充电电容器C3已被充电到第一中间电路电压UC1，即，通过整流二极管D2将存储在C2中的电荷的一部分泵激到充电电容器C3中，通过该操作，施加在C3上的第二中间电路电压UC3的绝对值实际上增加为中间电路电压UC1的值的两倍(即，小于两个整流二极管D1和D2的阈值电压)。由此通过流过负载电路变压器Tr2的初级绕组的饱和电流来确定施加在充电电容器C3上的第二中间电路电压UC3的最大值(逆变器DC/AC的电源电压)，该变压器Tr2向泵电容器C2供电，并且用于使UC3平滑。这两个整流二极管D1和D2在此使得两个电容器C2和C3在逆变器的第二半波期间不会通过存储电容器C1和变压器Tr2的初级绕组再次放电。
通过根据本发明的扩展AVF处理，可以满足根据与电源谐波相关的IEC标准1000-3-2描述的极限值，而无需与低压气体放电灯(LA1、LA2)串联的感抗(用作为用于限制灯电流(ILA)的扼流线圈)的帮助，从而可以保证低压气体放电灯(LA1、LA2)的无中断的可靠操作。与传统的AVF解决方案相反，在灯之一(LA1或者LA2)发生故障的情况下，不会引起中间电路电压UC3的不允许的增加，因为在这种情况下，没有通过经由负载电路变压器Tr2的初级绕组分流的灯电流ILA向泵电容器C2提供能量。
由此，根据本发明的泵电路300a+b的优点在于通过显著减少谐波以及增大功率因子λ，增加了电源友好性。
根据本发明的电路的另一优点在于在变压器Tr2的饱和范围内进行操作时的限制功率放大；通过较小功率进行操作时的变压器的小尺寸；以及可以经济、简单地实现电路而不需采用用于对流过灯的电流ILA和施加给灯的电压ULA1和ULA2进行调节的附加元件。由此可以在自动保护机制方面应用变压器Tr2的饱和特性。
下面，将说明根据本发明的概念的扩展。该进一步的扩展基于通过电荷泵进行的前述有源功率因子校正和基于所谓“无源填谷”(PVF)原理的无源功率因子校正的组合。可以经济地实现该PVF电路，其同样用于增大功率因子λ(例如增大到大于95％的值)，并且首先将参照图4说明其一般原理。
在该电路中，在电源电压最大值的区域中，通过整流二极管D12以及谐波滤波器OWF的桥接支路中的串联电阻R的串联电路，依次对谐波滤波器OWF的两个充电电容器C11和C12进行充电，并且在假设电容器C11和C12的容量具有相同值的情况下对它们进行充电，其中该相同值在各种情况下都为输入电压UNetz的峰值 的一半，并且小于电源整流器AC/DC的两个整流二极管的阈值电压和二极管D12的阈值电压。在本文中，提供桥路电阻R用于在两个充电电容器C11和C12的充电阶段，对在谐波滤波器OWF的桥接支路中流动的充电电流IBr的扰动峰值进行限制。
在电源电压的零交叉(电源电压最小值)的范围内，这两个充电电容器C11和C12通过整流二极管D11和D13并联放电，由此提供取决于负载的输出电流Ia，直到在电源整流器AC/DC的输出处的经整流电压在电容器C11和C12的下一充电阶段的过程中再次增大到输入电压UNetz的峰值 的一半为止。这两个电容器C11和C12的放电阶段的持续时间由此达到整个充电/放电循环的持续时间的大约37％，在该放电阶段之后为空闲阶段，在该空闲阶段，向位于输出端的通过负载阻抗ZL模拟的气体放电灯LA提供经整流并且平滑的电流Ia。在获得输入电压UNetz的峰值 时，可以进而开始新的充电阶段。由此，所产生的充电电流IBr的幅值和持续时间是在电容器C11和C12的放电阶段所释放的总电荷Qges的函数。
输入电路中的LC低通滤波器TPF包括与电源并联的滤波电容器CF和扼流线圈LF，用于对电源电流的高频分量进行滤波。此外，该LC低通滤波器TPF还对输入电流INetz进行平滑。
图5a表示根据本发明的第一电路变型500a，其中通过由电荷泵辅助进行的有源功率因子校正，对图4中所示的“无源填谷”的概念进行补充。由此，对该电路中与图3a和图3b中所示电路中的元件相同的元件提供相同的标号。
由此，该扩展电路也具有电源整流器AC/DC，其被实现为整流器全桥，用于对从电流电源提供的a.c.电压UNetz进行整流；逆变器DC/AC，用于生成灯LA1的工作所需的高频灯电流；串联谐振电路，与逆变器DC/AC的输出端相连，用于谐振点燃气体放电灯LA1，该串联谐振电路包括串联连接的谐振电容器C5和谐振电感L；以及与该串联谐振电路相连的负载电路，在该负载电路中，变压器Tr2的初级绕组N1、耦合电容C4和低压气体放电灯LA1串联连接。
然而，在整流器AC/DC和逆变器DC/AC之间设置有无源功率因子校正级PVF，与图4中所示的电路构造一样，该无源功率因子校正级PVF具有两个充电电容器C6和C7，这两个充电电容器C6和C7通过四个整流二极管D1到D4彼此相连接，以使得它们可以串联充电并且沿逆变器DC/AC的方向并联放电。
由于通过串联连接的两个二极管D1和D2来构成该PVF级的桥接支路，所以可以实现有源和无源功率因子校正的两种概念的组合，其中，泵电容器C2与这两个二极管D1和D2的中间抽头相连，泵电容器C2的另一端子进而与变压器Tr2的次级绕组N2相连，并且还与两个滤波电容器CF1和CF2之间的连接点相连，这两个滤波电容器CF1和CF2与扼流线圈LF一起构成LC低通滤波器，用于对电源电流UNetz的高频分量进行滤波。
PVF级的两个充电电容器C6和C7以通常的方式进行工作，即，与图4中的已知电路构造一样，两个充电电容器C6和C7串联充电并且沿逆变器DC/AC的方向并联放电，由此通过电荷泵支持充电和放电处理。两个滤波电容器CF1和CF2在此同样用作为泵电容器，该泵电容器在半波的整个持续时间内汲取电源电流，并且根据电源电压UNetz的大小将它们的电荷仅提供给输出电路(即提供给与负载电路相连的逆变器DC/AC)，或者同时提供给输出电路和PVF级。
例如，如果存在低的电源电压UNetz，该电源电压低于施加给电容器C6和C7的电压，则由此实现通过两个电容器CF1和CF2获取的电流，但是该电流由此仅直接流入输出电路，而不流入PVF级，在该时间周期中，两个充电电容器C6和C7由此没有充电，而是通过并联放电向输出电路供电。
另一方面，如果存在高的电源电压UNetz，该电源电压高于施加给电容器C6和C7的电压，则由此进而通过电源为输出电路供电，但同时也通过由电源电压UNetz提供的均匀电流对两个电容器C6和C7进行充电。由此，通过与变压器Tr2的次级绕组N2相连的泵电容器C2支持两个电容器的充电，由此通过该反馈以及“无源填谷”电路的作用方式，可以获得特别好的功率因子λ。
通过根据本发明的由灯电流控制的电荷泵的连接，根据无源功率因子校正的概念，可以提供一种电路构造，其由于特别高的电源友好性和谐波的显著减少而与众不同。其突出之处还在于，可以通过相对少的元件来实现整个电路构造，并因此具有非常好的经济性。
下面，将描述图5a中所示的组合有源-无源功率因子校正的概念的一些变型。
图5b表示第一变型500b，其中不通过设置在整流器AC/DC之前的两个滤波电容器来实现用于在低电源电压UNetz相位的过程中获取电流的耦合，而是通过与整流器AC/DC的输出端相连并与泵电容器C2相连的单个电容器C8来实现。虽然在这种情况下，节省了一个电容器，但是至少部分地抵消了优点，因为此时在PVF级之前需要附加的快速(fast)二极管D5，以确保耦合电容器C8的校正作用。对于该变型的作用方式，关注对图5a的描述，由此通过耦合电容器C8实现两个滤波电容器的功能。
图6a表示图5a的电路的另一变型600a，其中省略了单独的泵电容器C2。而提供了隔直流电容器(block capacitor)C9，该隔直流电容器C9的一个端子与变压器Tr2的次级绕组N2相连，并且其另一端子与两个二极管D1和D2的中间抽头以及两个滤波电容器CF1和CF2的中间抽头相连。
对于其人工操作功能，该电路变型也与图5a中的电路非常相似，即，两个滤波电容器CF1和CF2在整个电源半波内汲取电流，并且在低电源电压UNetz时向输出电路供电，此外，还在高电源电压UNetz时向PVF级的电容器C6和C7供电。由此在较低电源电压相位的过程中电容器C9单独用作为隔直流电容器，而在较高电源电压时，对于电容器C6和C7还用作为泵电容器。即，如果输入电压较高，则施加在电容器C6的电压低于泵电压，由此电荷可以流入电容器C9，并对存储电容器C6和C7进行充电。因此，电容器C9的容量必需大于两个滤波电容器CF1和CF2的容量，以使得在较高电源电压相位的过程中，也可以与这两个滤波电容器CF1和CF2的充电(其同样流入电容器C9)一起通过两个电容器C6和C7实现从电容器C9的电荷转移。
如图6b所示，可以在以下方面对该电路变型进行改进通过连接在整流器AC/DC下游的单个电容器C8来实现耦合，而不是通过滤波电容器CF1和CF2，则由此进而需要额外的二极管D5的构造。此外，在图6a和6b中的两个电路中，可以提供补充电容器C10，其有助于干扰抑制，并且可视为HF滤波器。
在图7a中示出了有源和无源功率因子校正的组合的另一种可能性。根据该变型700a，在整流器AC/DC和逆变器DC/AC之间设置了传统的″无源填谷″电路，由此，变压器的次级线圈N2直接与两个滤波电容器CF1和CF2的中间抽头相连。
在这种情况下，电荷泵的作用仅在于汲取少量电流，这是因为根据相关标准，在电源电压UNetz的零交叉期间流过的电流允许谐波存在。PVF级的作用方式不再受泵激功能的影响。
由于在电源电压的零交叉期间获得的电流输入位于规定限度内，所以PVF级的两个存储电容器C6和C7可以选择得相对小。然而与图5a到6b的电路构造相比，与使用传统的PVF一样，其缺点在于总线电压的相对大的变化，即，存在存储电容器C6和C7处的电压降。
当使用以上电路时，还可以利用该变型，通过单个电容器C2来实现仅在整流器AC/DC之后的电荷泵的耦合，但是在这种情况下，也必需在PVF级之前设置二极管D5。在图7b中示出了对应的改进电路700b。
很明显，还可以利用图5a到7b的电路构造保留图3a和3b的电路的优点。因此，也可以利用这些电路，使电荷泵的功率传送由此直接依赖并且专门依赖于灯电流，以使得在一个或多个灯发生故障时，电荷泵的作用也可以自动停止。此外，灯与包括变压器的电路相对于地的耦合使得能够简单地检测灯特性(电流和电压)，这是其它电路不能提供的。
总体浏览本发明，公开了一种用于操作负载，特别是气体放电灯的电路，其通过非常高的电源友好性而与众不同。因为彼此结合了有源和无源功率因子校正，所以由此可以获得特别高的功率因子。
权利要求
1.一种用于至少一个气体放电灯(LA1)的镇流器，其具有-电源整流器(AC/DC)-逆变器(DC/AC)，-串联谐振电路(SRK)，其为谐振电容器(C5)和谐振电感(L)的串联电路，以及-谐波滤波器(OWF)，其具有两个整流二极管(D1、D2)的串联电路，这两个整流二极管沿电源整流器(AC/DC)的前进方向连接；以及泵电容器(C2)，其与这两个整流二极管(D1、D2)的中间抽头相连，该镇流器的特征在于用于电隔离地分流灯电流，以向所述泵电容器(C2)提供能量的元件(Tr2)。
2.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于通过所述变压器(Tr2)感应地将流过所述灯(LA1)的电流(ILA)提供给所述泵电容器(C2)。
3.根据权利要求2所述的镇流器，其特征在于所述变压器(Tr2)与所述灯(LA1)的电极(E1，1)相连。
4.根据权利要求2或3所述的镇流器，其特征在于将所述变压器(Tr2)的绕组感应选择为使得基本上在所述逆变器(DC/AC)汲取能量的相位中实现所述泵电容器(C2)的充电处理。
5.根据前述权利要求中的任何一个所述的镇流器，其特征在于，所述镇流器被构造用来操作串联连接的至少两个灯(LA1、LA2)。
6.根据前述权利要求中的任何一个所述的镇流器，其特征在于，存储电容器(C1)连接在所述整流二极管(D1、D2)的上游，并与所述电源整流器(AC/DC)并联。
7.根据前述权利要求中的任何一个所述的镇流器，其特征在于，所述谐波滤波器(OWF)的整流二极管(D1、D2)同时为所述电源整流器(AC/DC)的元件。
8.一种用于至少一个气体放电灯(LA1)的镇流器，其具有-电源整流器 (AC/DC)，-逆变器(DC/AC)，-串联谐振电路(SRK)，其为谐振电容器(C5)和谐振电感(L)的串联电路，以及-谐波滤波器(PVF)，其具有多个充电电容器(C6、C7)，该多个充电电容器在经整流的电源电压(UNetz)的一个相位中串联放电，而在另一相位中沿逆变器(DC/AC)的方向并联放电，该镇流器的特征在于通过灯电流向电荷泵供电，由此将提供给灯的能量的一部分返回给所述谐波滤波器(PVF)的充电电容器(C6、C7)和/或其它电容器(CF1和CF2、C2、C8)。
9.根据权利要求8所述的镇流器，其特征在于，所述电荷泵具有用于电隔离地分流灯电流，以向充电电容器(C6、C7)或者其它电容器(CF1和CF2、C2、C8)提供能量的元件(Tr2)。
10.根据权利要求9所述的镇流器，其特征在于，由变压器(Tr2)构成用于分流的所述元件，该变压器(Tr2)的初级绕组(N1)与所述灯(LA1)串联设置。
11.根据权利要求8到10中的任何一个所述的镇流器，其特征在于，所述谐波滤波器(PVF)的两个充电电容器(C6、C7)设置在″无源填谷″电路的两个并联支路中，这两个充电电容器(C6、C7)通过桥接支路彼此相连。
12.根据权利要求11所述的镇流器，其特征在于，将所述电荷泵的能量提供给设置在所述桥接支路中的两个二极管(D1、D2)的连接点。
13.根据权利要求9和12所述的镇流器，其特征在于，在所述桥接支路的所述连接点上连接有泵电容器(C2)，该泵电容器(C2)的另一端子与所述变压器(Tr2)的次级绕组(N2)相连。
14.根据权利要求13所述的镇流器，其特征在于，所述泵电容器(C2)的另一端子与设置在所述整流器(AC/DC)上游的两个滤波电容器(CF1和CF2、C2、C8)的中间抽头相连。
15.根据权利要求11所述的镇流器，其特征在于，将所述电荷泵的能量提供给泵电容器(C2)，该泵电容器(C2)与所述″无源填谷″电路的两个并联支路并联设置。
16.一种用于操作至少一个气体放电灯(LA1)的方法，该气体放电灯具有-电源整流器(AC/DC)，-逆变器(DC/AC)，-串联谐振电路(SRK)，其为谐振电容器(C4)和谐振电感(L)的串联电路，以及-谐波滤波器(OWF)，其具有泵电路(300a)，该泵电路(300a)具有泵电容器(C2)，所述方法的特征在于，通过对流过所述灯(LA1)的电流(ILA)进行分流，来获得用于泵电容器(C2)的能量。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，电隔离地实现所述分流。
18.根据权利要求16或17所述的方法，其特征在于，将所述分流选择为使得在所述逆变器(DC/AC)汲取能量的相位中对所述泵电容器(C2)进行充电。
19.根据权利要求16到18中的任何一个所述的方法，其特征在于，感应地(Tr2)分流用于所述泵电容器(C2)的能量。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，通过感应耦合(Tr2)的饱和区域来确定所述逆变器(DC/AC)处的最大电压。
21.根据权利要求16到20中的任何一个所述的方法，其特征在于，对串联连接的至少两个灯(LA1、LA2)进行操作。
22.一种用于操作至少一个气体放电灯(LA1)的方法，该气体放电灯具有-电源整流器(AC/DC)，-逆变器(DC/AC)，-串联谐振电路(SRK)，其为谐振电容器(C4)和谐振电感(L)的串联电路，以及-谐波滤波器(PVF)，其具有充电电容器(C6、C7)，该充电电容器(C6、C7)在经整流的电源电压(UNetz)的一个相位中串联放电，而在另一相位中沿所述逆变器(DC/AC)的方向并联放电，所述方法的特征在于，通过对流过所述灯(LA1)的电流(ILA)进行分流，来获得提供给所述谐波滤波器(PVF)的充电电容器(C6、C7)和/或其它电容器(CF1、CF2、C2、C8)的电荷泵的能量。
全文摘要
本发明基于用作为电荷泵的泵电路(300a +b)，该泵电路用于电子镇流器(EVG)，该电子镇流器(EVG)用于串联连接的一个或更多个低压气体放电灯(LA1、LA2)的高频，该电子镇流器(EVG)用于对从电流电源提供的a.c.电压(u
文档编号H05B41/28GK1682576SQ03821659
公开日2005年10月12日 申请日期2003年9月11日 优先权日2002年9月12日
发明者于尔根·芬克, 斯特凡·祖德雷尔-科赫, 亚历山大·巴尔特 申请人:赤多尼科阿特可两合股份有限公司