专利名称：同步电动机中的磁极位置的估算方法
技术领域：
本发明涉及同步电动机中转子的位置(例如，磁极位置)的估算方法，其中永磁铁用于转子。
背景技术：
在如表面永磁同步电动机(SPMSM)或内部永磁同步电动机(IPMSM)的同步电动机中，永磁铁用于转子，将由永磁铁形成的S和N磁极交替地设置在转子的轴周围。在电动机的操作过程中，将交流电压施加到定子的绕组上，由所施加的电压产生的交流电流流过绕组。与转子的位置(例如，磁极位置)同步控制电压的相位。因此，需要用以检测转子的磁极位置的位置检测器。使用霍尔元件、编码器或分解器作为这样的检测器。然而，难以缩小具有位置检测器的电动机的尺寸，并且需要通过连接线将检测器与用于控制电动机的控制器连接。
因此，为了在不使用任何位置检测器的情况下控制同步电动机，近来通过使用电动机的感应电压来估算电动机中的转子的磁极位置。在电动机的操作过程中，电动机本身感应依据磁极位置而变化的电压。因此，可以通过感应电压来估算磁极位置。例如，已公开的日本专利首次公报第2001-251889号公开了一种电动机模型，近似一个具有d轴和q轴的dq旋转坐标系，以根据感应电压来估算磁极位置。将d轴设置为由转子的S磁极指向N磁极。将q轴设置为在与转子的旋转轴垂直的平面上与d轴正交。将坐标系的原点设置在旋转轴上。
在基于该电动机模型的估算中，同步电动机中的估算磁极位置与实际磁极位置(即，d轴)的轴偏移Δθ通过所检测到的直流电流沿d轴的分量Idc(以下称为d轴分量)、所检测到的直流电流沿q-轴的分量Iqc(以下称为q轴分量)、施加到电动机的电压的d轴分量V*d、所施加的电压的q轴分量V*q以及转子的指示转速ω*r来计算。转子的估算磁极位置通过偏移Δθ来计算。
然而，在实际的电动机中，将三相的交流电压施加到电动机的定子绕组上，并且检测到三相的交流电流流过定子的绕组。为了获得在dq旋转坐标系上表示的直流电流分量Idc和Iqc，要求根据估算的磁极位置将实际检测到的交流电流的三维坐标系转换为二维旋转坐标系。在这种情况下，分量Idc和Iqc包含源于位置估算中的位置误差的误差。由于根据包含误差的分量Idc和Iqc来估算下一磁极位置，所以不可避免地降低估算的精确度。结果，当根据估算的位置来控制电动机时，不能稳定地操作电动机。
为了解决该问题，在日本电子工程师学会(IEEJ)，第1026号，1999年国家会议的论文“An Extended E.m.f Observer for Salient-PoleBrushless DC Motor’s Sensorless Control”中公开了基于电动机模型使用扩张感应电压来直接估算磁极位置。在该论文中，根据在表示两相交流坐标系的αβ固定坐标系上定义的模型构成磁场观测器。由沿αβ坐标系的α轴和β轴具有两个分量的矢量来表示施加到同步电动机上的交流电压和从电动机检测到的交流电流中的每一个。当将所施加的交流电压的α和β轴分量和检测到的交流电流的α和β轴分量提供给观测器时，可以直接估算磁极位置。将该位置表示为αβ坐标系中α轴与连接原点和转子的磁极的直线之间的夹角。
在该论文中，可以通过使用在两相交流坐标系上定义的交流电压和交流电流的电动机模型来提高磁极位置估算的精度。然而，由于模型包括微分项以详细计算感应电压，大大地增加了估算的计算量。
发明内容
考虑到常规的磁极位置估算的缺点，本发明的目的是提供一种准确地估算转子在同步电动机中的磁极位置同时减少估算所需的计算量而又不会大大降低估算精度的方法。
根据本发明的一个方案，通过提供一种同步电动机的磁极位置的估算方法来实现该目的，该方法包括步骤(1)将交流电压施加到所述电动机，并且从所述电动机检测交流电流，通过所施加的交流电压在两相交流坐标系中的分量和检测到的交流电流在两相交流坐标系中的分量，计算电动机的感应电压；以及(2)通过感应电压估算转子的磁极位置。将交流电流的波高关于时间的微分值基本上设为0。
虽然交流电流的波高随着时间轻微地变化，但是该波高近似于基本上不取决于时间的波高或者被其替代。在这种情况下，可以除去通过所施加的交流电压和检测到的交流电流的感应电压计算中的微分项。因此，大大地减少估算所需的计算量，并且基本上没有降低估算的精度。与在dq旋转坐标系上构成的感应电压模型比较，可以提高估算的精度。
附图简述图1是执行本发明第一实施例的方法的用于同步电动机的控制单元的方框图；图2是示出根据第一实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图；
图3示出检测到的具有恒定波高的交流电流的波形和磁极位置的波形；图4是示出根据本发明第二实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图；图5是执行图4所示方法的控制单元的位置和速度估算单元的方框图；图6是根据第二实施例的修改例的控制单元的位置和速度估算单元的方框图；图7A示出根据本发明第三实施例的在αβ坐标系中的具有噪声的扩张感应电压的波形；图7B示出根据第三实施例的在dq坐标系中的具有噪声的扩张感应电压的波形；图7C示出dq坐标系中的滤波的扩张感应电压的波形；图7D示出αβ坐标系中的滤波的扩张感应电压的波形；图8是示出根据第三实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图；图9是示出根据第四实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图；图10是执行图9所示方法的位置和速度估算单元的方框图；图11示出估算位置的电压矢量和位置矢量之间的位置关系；图12是示出根据第五实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图；图13是执行图12所示方法的位置和速度估算单元的方框图；图14是示出根据第五实施例的第一修改例的磁极位置的估算方法过程的流程图；图15是执行图14所示方法的位置和速度估算单元的方框图；图16是执行第五实施例的第二修改例的位置和速度估算单元的方框图。
优选实施例的详细说明现在参考
本发明的实施例。
实施例1图1是执行根据本发明第一实施例的方法的同步电动机的控制单元的方框图。图2是示出根据第一实施例的磁极位置的估算方法过程序的流程图。
图1所示的同步电动机10具有由永磁铁制成的定子和转子(未示出)的绕组。当将三相交流电压施加到绕组上时，由具有U、V和W相位的相位电流组成的三相交流电流流过绕组，从而由于电磁感应而产生可变的磁场，并且响应磁场而使具有永磁性的转子在其旋转轴上旋转。通过诸如滑轮和皮带的传送装置输出旋转力。在图1所示的控制单元中控制电流的相位，以使转子按照期望的转速稳定旋转。
如图1所示，将转子的指定(或期望)转速ω*(即，磁极的速度)的数据重复地提供给控制单元。每次将速度ω*的数据提供给控制单元时，第一差值计算器1计算速度ω*和估算的转子的转速ωes之间的差值。速度控制器2从差值ω*-ωes计算在dq旋转坐标系中定义的指定的交流电流iac*的d轴分量id*和q轴分量iq*的值，从而使估算的转速ωes接近于指定的转速ω*。如随后所述，速度ωes源于分量id*和iq*。在dq旋转坐标系中，d轴从观测到的S磁极指向转子的相应的N磁极，q轴与垂直于转子的旋转轴的平面上的d轴正交，并且将原点设置在旋转轴上的位置处。因此，将真正的磁极位置设置在d轴上。
第二差值计算器3计算d轴分量id*与检测到的电流的d轴分量id之间的d轴差值Δid，并且计算q轴分量iq*与检测到的电流的q轴分量iq之间的q轴差值Δiq。从电动机10的定子绕组检测电流。电流控制器4从差值Δid和Δiq计算指定电压的d轴分量V*d和指定电压的q轴分量V*q，从而使差值Δid和Δiq中的每一个都接近于0。
dq/αβ坐标转换器5根据最终的转子的估算磁极位置θes将aq旋转坐标系转换成αβ坐标系统，以将指定电压的分量V*d和V*q转换成在αβ坐标系中定义的指定电压的α轴分量V*α和β轴分量V*β。位置θes由转子的旋转角来表示。
众所周知，αβ坐标系是固定系并由在垂直于转子的旋转轴的平面上相互正交的α轴和β轴限定，并且将其原点设在转子的旋转轴上以便与dq坐标系的原点相同。由于αβ坐标系是固定系，所以电压和电流分别由αβ坐标系上的交流电流信号和交流电压信号来表示。因此，αβ坐标系表示两相交流坐标系。
当正确估算转子的磁极位置从而使其与真正的位置相符时，可以根据正确估算的位置指定αβ固定坐标系与dq旋转坐标系之间的相位的相对关系(即，α轴和d轴间的角度)。因此，可以根据估算位置θes正确执行坐标转换。
αβ/UVW坐标转换器6将αβ坐标系转换成由U相轴、V相轴和W相轴限定的UVW坐标系，以将指定电压的分量V*α和V*β转换成U相分量V*u、V相分量V*v和W相分量V*w。将UVW坐标系的三个轴在电角度上以120度的相等间距分隔开，并且使其对应于U、V和W相位，而且将UVW坐标系的原点设置在与αβ坐标系的原点相同的位置上。
脉冲宽度调制(PWM)信号发生器7从分量V*u、V*v和V*w中的每一个产生PWM信号。将PWM信号分别传送到反相器8，以操作相应于定子绕组的三个开关元件。因此，将具有分量V*u、V*v和V*w的交流电压施加到所述绕组上。响应于所施加的电压，具有U相分量iU、V相分量iV和W相分量iW的三相交流电流流过所述绕组。此外，电动机10本身产生取决于磁极位置的感应电压。因此，交流电流取决于所施加的电压和感应电压。
电流传感器9检测交流电流的分量iU、iV和iW的值。传感器9可以仅检测三个分量值中的两个，以从所检测到的值来计算另外一个分量的值。UVW/αβ坐标转换器11将UVW坐标系转换成αβ坐标系，并且将检测到的交流电流的分量iU、iV和iW转换成检测到的交流电流的α轴分量iα和β轴分量iβ。在αβ/dq坐标转换器12和位置及速度估算单元13中接收分量iα和iβ。转换器12根据从估算单元13输出的最终的估算磁极位置θes将αβ坐标系转换成dq坐标系，以将检测到的交流电流的分量iα和iβ转换成检测到的电流的d轴分量id和q轴分量iq。将检测到的电流的分量id和iq传送到计算器3。
参照图2说明在单元13中执行磁极(或转子)的位置和速度的估算。
单元13的扩张感应电压计算器14从指定电压的分量V*α和V*β的值和检测到的电流的分量iα和iβ转的值计算感应电压的α轴分量eα和β轴分量eβ的值(步骤S11)。基于将其作为扩张感应电压模型的近似而获得的近似感应电压模型执行该计算。在根据第一公式的αβ坐标系中VαVβ=R+pLdωre(Ld-Lq)-ωre(Ld-Lq)R+pLdiαiβ+{(Ld-Lq)(ωreid-iq)+ωreKE}-sinθrecosθre]]>通过使用施加到电动机的指定电压的α轴分量Vα和β轴分量Vβ、定子的电阻R、通过求在前面的估算周期中估算的转子的位置关于时间的微分而获得的在电角度上的转子的转速ωre、电动机中的d轴电感Ld、电动机中的q轴电感Lq、微分运算符p、从电动机检测到的电流的α轴分量iα和β轴分量iβ、以及感应电压的常数KE来表示根据现有技术的扩张感应电压模型。
在该公式中，将右边的第二项定义为扩张感应电压。在该模型中，除了基于转子的永磁性的感应电压外，产生磁阻转矩的电感差值Ld-Lq被视为额外磁通量的分量。当基于该模型构成磁场观测器时，可以通过附加地使用微分运算符s和观测器极α，根据第二公式直接计算扩张感应电压的α轴分量eα和β轴分量eβeαeβ=ss+αVαVβ-R+pLdωre(Ld-Lq)-ωre(Ld-Lq)R+pLdiαiβ]]>因为该模型包括微分项s/(s+α)，估算所需的计算量大大增加。为了减少该实施例中的计算量，将不包含任何微分项的近似感应电压模型用于磁极位置的估算，以替代扩张感应电压模型。
更具体地，所检测到的电流的α轴分量iα(iα＝-Ia(t)·sinθ，θ＝ωret+c，c是一个常数)和β轴分量iβ(iβ＝Ia(t)·cosθ)的波高Ia(t)随着时间变化。这一随时间变化的波高Ia(t)近似于基本上不随时间t变化的波高Ia(d/dt·Ia0)，或者被它替代。也就是说，将交流电流的波高关于时间的微分值基本上设置为0(步骤S12)。在这种情况下，可以根据第三公式改写扩张感应电压模型中的α轴分量iα的微分项。
pLd·iα=Ldddt·iα]]>=Ld(-ddt·Iαsinθ-Iαddt·sinθ)]]>=-Ld·Iαddt·sinθ]]>=-Ld·ωre·Iα·cosθ]]>=-Ld·ωre·iβ]]>以同样的方式，可以根据第四公式改写扩张感应电压模型中的β轴分量iβ的微分项。
pLd·iβ＝Ld·ωre·iα因此，可以简化并改写第二公式，通过将第三和第四公式代入第二公式可以得到表示根据本发明的实施例的近似感应电压模型的第五公式。
eαeβ=V*αV*β-R-ωreLqωreLqRiαiβ]]>在该第五公式中，计算分量eα和eβ的近似感应电压模型由定子电阻R、转速ωre和q轴电感Lq表示。因此，当认为波高Ia关于时间的微分值基本上等于0，也就是说，波高基本上不变时，可以在近似感应电压模型中除去包含在扩张感应电压模型中的微分项。当基于不包含微分项的近似感应电压模型来计算分量eα和eβ时，可以大大减少计算量。
估算位置计算器15通过在计算器14中计算出的分量eα和eβ计算第一估算磁极位置θes1(步骤S13)。因为通过求转子的磁通量(即，磁极位置)关于时间的微分而确定的电压矢量领先磁通量90度，满足tanθes1＝-eα/eβ的关系。因此，通过根据第六公式的反正切计算获得位置θes1。
θes1=tan-1-eαeβ]]>当感应电压上没有叠加噪声时，将位置θes1作为最终的估算磁极位置θes输出到转换器5和转换器12。微分处理单元16根据第七公式求位置θes1关于时间的微分以获得转子的估算转速ωes(步骤S14)。
ωes=s1+τ·sθes1]]>这里，在该公式中使用了微分运算符s和常数τ。
位置θes1表示对应于感应电压的交流分量，并且该分量响应分量eα和eβ随着时间周期性地变化。当求位置θes1的微分时，可以将表示交流分量的位置θes1转换成表示相对于时间不变的直流分量的速度ωes。
由于电动机10的驱动和/或磁极的突极性产生的死时间(deadtime)，而使电感Ld和Lq随时间变化。因此，当计算感应电压分量eα和eβ时，高频分量作为噪声被叠加到感应电压上。当位置θes1源自感应电压时，高频分量反而影响位置θes1。因此，估算磁极位置的精度被高频分量降低了。
低通滤波器17对速度ωes进行低通滤波，以从速度ωes中除去高频分量(步骤S15)。因为速度ωes由直流分量来表示，所以可以可靠地从速度ωes中除去高频分量。
图3示出所检测到的交流电流iα(iα＝-Ia·sinθ)和iβ(iβ＝Ia·cosθ)中每一个的波形、以及由锯齿波显示的磁极位置θ的波形。如图3所示，可以从估算位置θ中除去高频分量，而不丢失磁极的开始和结束位置(θ＝0，2π)的信息。将开始和结束的位置设置在α轴上。因此，当基于不包含高频分量的最终的估算磁极位置而在转换器5中执行坐标转换时，可以提高磁极位置的估算精度。
滤波器17将速度ωes输出到计算器1和积分器18。积分器18相对于时间对速度ωes进行积分，以获得第二估算磁极位置θes2(步骤S16)。位置θes2表示从其除去包含在位置θes1中的高频分量的位置。
当通过在滤波器17中对位置θes1进行滤波来获得位置θes2时，在位置θes2中发生相位延迟。为了补偿该相位延迟，相位补偿加法器19将从相位补偿器20输出的第一相位补偿值加到位置θes2上，以获得最终的估算磁极位置θes(步骤S17)。
为了计算补偿器20中的相位补偿值，第三个差值计算器21计算估算位置θes1与θes之间的位置差值Δθes(＝θes1-θes)(步骤S18)，并且补偿器20将差值Δθes乘以其值设为Kp1+Ki1/s(1/s表示关于时间的积分)的第一比例和积分(PI)增益，以获得第一相位补偿值(步骤S19)。由于锁相环(PLL)由加法器19、补偿器20和计算器21组成，位置θes的相位可以接近位置θes1的相位。也就是说，可以获得与位置θes1同步的位置θes(步骤S20)。因此，虽然引起相位延迟以在滤波时除去高频分量，但是可以通过将第一相位补偿值加到位置θes2上，来防止位置θes延迟。
将最终的估算位置θes输出到转换器5和12(步骤S21)。因此，估算位置θes接近转子的真正磁极位置(即，d轴)，并且可以在转换器5和12中正确地执行dq坐标系与αβ坐标系之间的转换。也就是说，可以稳定地操作电动机。
因此，由于所检测到的电流分量iα和iβ的随时间变化的波高被基本上不随时间t变化的波高替代，可以从扩张感应电压模型中除去分量的微分项。因此，与基于在dq旋转坐标系上构成的感应电压模型进行估算的情况相比，可以减少估算所需的计算量，并且可以提高估算位置θes的精度。
当过分提高第一PI增益时，在位置θes中包含了不合需要的高频分量。在这种情况下，由于磁极位置的估算精度降低，所以不需要过分提高第一PI增益。
在本实施例中，在滤波器17中除去高频噪声。然而，当噪声对第一估算位置θes1的不利影响很小时，可以将位置θes1输出到转换器5和12而不对位置θes1进行低通滤波，并且可以将在单元16中获得的速度ωes输出到计算器1。
实施例2图4是示出根据本发明的第二实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图。图5是执行图4所示方法的另一估算单元24的方框图。
如图4和图5所示，估算单元24具有设置在滤波器17和积分器18之间的相补偿加法器22，取代加法器19。加法器22将从补偿器20输出的第二相位补偿值加到从滤波器17输出的速度ωes上，以获得相位补偿速度ωes(步骤S41)。积分器18相关于时间对该速度ωes进行积分，以获得最终的估算磁极位置θes(步骤S42)。计算器21计算估算位置θes1和θes之间的位置差值Δθes(＝θes1-θes)(步骤S43)。补偿器20将差值Δθes乘以其值设为Kp2+Ki2/s的第二PI增益，以获得第二相位补偿值(步骤S44)。
锁相环(PLL)由计算器21、补偿器20和加法器22组成。因此，在PLL中执行最终的估算位置θes与第一估算位置θes1的相位同步，并且可以获得在相位上与位置θes1同步的位置θes(步骤S45)。将与位置θes1同步的位置θes输出到转换器5和12(步骤S46)。从而，以与第一实施例相同的方式，可以防止位置θes的相位延迟，并且可以获得与第一实施例相同的效果。
图6是根据第二实施例的修改例的估算单元25的方框图。
如图6所示，估算单元25可以同时具有加法器19和22。补偿器20分别将第一和第二相位补偿值输出到加法器19和22。加法器22将第二相位补偿值加到从滤波器17输出的速度ωes上，以获得相位补偿速度ωes。积分器18对该速度ωes进行积分，以获得第二估算磁极位置θes2。加法器19将第一相位补偿值加到位置θes2上，以获得最终的估算磁极位置θes。
锁相环(PLL)由计算器21、补偿器20以及加法器19和22组成，从而可以将与位置θes1同步的位置θes输出到转换器5和12。因此，可以进一步防止位置θes的相位延迟。
实施例3在第一实施例中，为了除去叠加在扩张感应电压分量eα和eβ上的高频分量(即，噪声)，将由交流分量表示的位置θes1转换成由直流分量表示的速度ωes。相反，在第三实施例中，将由交流分量表示的电压分量eα和eβ直接转换成由直流分量表示的扩张感应电压分量ed和eq，以从电压分量ed和eq中除去噪声。
图7A示出αβ坐标系中的扩张感应电压的波形，图7B示出dq坐标系中的扩张感应电压的波形，图7C示出dq坐标系中的滤波过的扩张感应电压的波形，图7D示出αβ坐标系中的滤波过的扩张感应电压的波形。图8是示出根据第三实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图。
因为在两相交流坐标系(例如，αβ坐标系)中限定电压分量eα和eβ，电压分量eα和eβ随时间变化。如图7A所示，当表示噪声的高频分量被叠加到扩张感应电压上时，难以从分量eα和eβ中除去噪声。
因此，如图7B所示，通过将αβ固定坐标系转换成dq旋转坐标系，而将计算器14的分量eα和eβ转换成扩张感应电压的分量ed和eq(图8中的步骤S81)。扩张感应电压由直流分量ed和eq表示，从而可以很容易地从分量ed和eq中除去高频噪声。然后，对分量ed和eq进行低通滤波，以从扩张感应电压中除去高频分量(图8中的步骤S82)。因此，如图7C所示，获得不包含高频分量的分量ed和eq。然后，通过将dq旋转坐标系转换成αβ固定坐标系，将分量ed和eq转换成分量eα和eβ(图8中的步骤S83)。因此，如图7D所示，获得不包含噪声的分量eα和eβ。
之后，根据第八公式，通过分量eα和eβ计算不包含噪声的最终的估算磁极位置θes(图8中的步骤S84)。
θes=tan-1-eαeα]]>然后，根据第九公式求位置θes关于时间的微分，以获得估算磁极速度ωes(即，转子的转速)(图8中的步骤S85)。
ωes=s1+τ·sθes]]>将位置θes输出到图2所示的转换器5和12，并且将速度ωes输出到图2所示的计算器1(图8中的步骤S86)。因此，由于从扩张感应电压的直流分量中除去高频噪声，所以可以获得与第一实施例相同的效果。
在该实施例中，可以以与第一实施例相同的方式对估算磁极位置执行在步骤S82中引起的相位延迟的相位补偿。
实施例4图9是根据第四实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图，图10是执行图9所示的方法的位置和速度估算单元的方框图。
如图9和10所示，位置和速度估算单元30从扩张感应电压计算估算磁极位置。更具体地，单元30的内积计算器31根据第十公式计算扩张感应电压矢量e(eα，eβ)和估算磁极位置的估算位置矢量θes的内积(步骤S91)。
e·θes=|e||θes|cos(π2+Δθ)]]>=-|e||θes|sin(Δθ)]]>Δθ表示矢量θes和θc的角度差，θc表示设置在d轴上的真正磁极位置。
图11示出矢量e和θes的位置关系。通过求电动机10的转子40的磁通量Φ关于时间的微分，来获得电压矢量e。磁通量Φ从S磁极指向N磁极。因此，如图11所示，电压矢量e领先磁通量Φ的方向90度。此外，由磁通量表示的位置(或角度)与转子的真正磁极位置相同。因此，当矢量θes正确地表示转子的真正磁极位置时，矢量e和矢量θes的内积变为0。也就是说，当校正矢量θes使得内积基本上变为0时，矢量θes正确地表示转子的真正磁极位置θc。
速度转换器32将内积乘以其值设为Kp3+Ki3/s的第三PI增益，以获得估算速度ωes(步骤S92)。也就是说，转换器32不输出根据第七公式计算的速度，而是输出取决于矢量θes和θc之间的位置差Δθ的速度。这意味着转换器32可以计算速度ωes，从而源自速度ωes的校正位置接近真正的位置θc，并且通过校正位置计算的内积基本上变为0。将速度ωes输出到图1所示的计算器1和积分器34。积分器34相对于时间对速度ωes进行积分，以得到一个中间的估算磁极位置θesi(步骤S93)。
此外，由于积分而在位置θesi中发生相位延迟。为了补偿该相位延迟，相位补偿器33将内积乘以其值设为Kp4+Ki4/s的第四PI增益，以获得补偿值(步骤S94)。加法器35将该补偿值加到位置θesi上，以获得位置矢量θes(步骤S95)。将矢量θes作为最终的估算磁极位置输出到图1所示的转换器5和计算器31(步骤S96)。
当由矢量θes表示的位置(或角度)从真正的磁极位置θc偏移位置误差Δθ时，需要转换器32计算基于位置误差Δθ升高或者降低的速度ωes，使得通过速度ωes计算的估算位置接近位置θc。由于内积的值对应于误差Δθ，所以转换器32可以计算取决于误差Δθ的速度ωes，使得由速度ωes获得的估算位置θes基本上到达真正的位置θc。因此，在单元30中估算的极位置θes基本上到达真正的位置θc。
例如，如图11所示，当估算位置矢量θes延迟于真正的位置θc(即，Δθ＞0)时，转换器32计算的速度ωes高于通过根据第七公式求位置矢量θes关于时间的微分而得到的速度。因此，根据误差Δθ计算被提高的速度ωes，并且位置矢量θes可以接近真正的位置θc。
虽然叠加在电压矢量e上的高频分量被转换成速度ωes，但是在对速度ωes进行积分时，这些分量被消除。因此，积分器34除积分外，实质上还执行了滤波处理。
如上所述，因为通过将内积乘以第三PI增益而获得的估算速度ωes取决于位置误差Δθ，所以可以基于位置误差Δθ提高或降低速度ωes。因此，当通过速度ωes获得估算位置矢量θes从而基本上将内积减至0时，位置矢量θes可以得到适当的校正，并且接近真正的位置θc。
实施例5图12是根据第五实施例的磁极位置的估算方法过程的流程图，图13是执行图12所示的方法的位置和速度估算单元的方框图。
如图12和13所示，在位置和速度估算单元50中，速度估算单元51从计算器14中连续地接收扩张感应电压矢量e(eα，eβ)，并且通过在计算器14中在不同的时间t1和t2计算的矢量et1和et2计算第一估算速度ωes1(步骤S121)。也就是说，通过t1和t2之间的时间间隔以及矢量et1和et2之间的位置差计算速度ωes1。
表示噪声的高频分量被叠加在矢量et1和et2中的每一个上，从而使这些分量存在于速度ωes1中。低通滤波器52从速度ωes1中除去这些分量(步骤S122)，从而可以大大地减少存在于速度ωes1中的噪声。在进行该低通滤波时，在速度ωes1中发生相位延迟。
此外，以与第四实施例中的计算器31和转换器32相同的方式，内积计算器54计算电压矢量e(eα，eβ)和表示转子40的估算磁极位置的估算位置矢量θes的内积(步骤S123)，并且速度转换器55将计算出的内积乘以第三PI增益，以获得速度校正ωes2(步骤S124)。速度校正取决于估算位置矢量θes和磁极的真正位置θc之间的位置误差Δθ。加法器53将速度校正ωes2加到估算速度ωes1上以校正估算速度ωes1，并补偿估算速度ωes1的相位延迟(步骤S125)。因此，获得没有相位延迟的最终的估算速度ωes(＝ωes1+ωes2)。将速度ωes输出到图1所示的计算器1和积分器56。积分器56相对于时间对速度ωes进行积分，以获得矢量θes(步骤S126)。将位置矢量θes作为最终的估算磁极位置输出到图1所示的转换器5和计算器54(步骤S127)。
根据估算位置和磁极的真正位置θc自间的位置误差确定速度校正ωes2。因此，可以将速度校正ωes2确定成使得源自速度ωes的内积基本上被设置为0，并且以与第四实施例相同的方式，由速度校正校正的位置矢量θes可以接近真正的位置θc。因此，以与第一实施例相同的方式，可以防止位置θes的相位延迟，并且可以获得与第一实施例相同的效果。
图14是根据第五实施例的第一修改例的磁极位置的估算方法过程的流程图，图15是执行图14所示的方法的位置和速度估算单元的方框图。
如图14和15所示，可以使用相位补偿器57替代转换器55。更具体地，积分器56相对于时间对从滤波器52输出的速度ωes1进行积分，以获得第一估算位置矢量θes1(步骤S141)。补偿器57将从计算器54输出的内积乘以第四PI增益，以获得相位校正(或位置校正)(步骤S142)。为了校正位置矢量θes1并补偿在滤波器52中产生的相位延迟，加法器58将相位校正加到位置矢量θes1上，以获得表示最终的估算磁极位置的估算位置矢量θes(步骤S143)。将矢量θes输出到转换器5和12(步骤S144)。
因为根据内积增加或减小相位校正，所以以与第四实施例相同的方式，矢量θes可以接近磁极的真正位置θc。因此，可以防止位置θes的相位延迟，并且可以获得与第一实施例相同的效果。
图16是执行第五实施例的第二修改例的方法的位置和速度估算单元的方框图。
如图16所示，可以使用转换器55和补偿器57。更具体地，加法器53将速度校正ωes2加到速度ωes1上，以得到校正速度ωes，并且积分器56从校正速度ωes得到估算位置θes1。加法器58将相位校正加到位置θes1上，以得到表示最终的估算磁极位置的估算位置矢量θes，并将该矢量θes输出到转换器5和12。
不应该将这些实施例理解为将本发明限于这些实施例的方法，并且本发明的方法还可以与基于现有技术的方法相结合。
例如，在表示两相交流坐标系的αβ坐标系中估算磁极位置。然而，取代αβ坐标系，可以使用任意的表示两相交流坐标系的二维坐标系。该二维坐标系可以由两个互不正交的轴和设置在旋转轴上与dq坐标系中的位置不同的位置上的原点来定义。
此外，在第四和第五实施例中，可以通过归一化矢量来计算内积。更具体地，位置矢量θes除以矢量θes的绝对值，电压矢量e除以矢量e的绝对值，并且计算这些被除后的矢量的内积。因此，由于内积仅取决于矢量θes和e之间的角度差(或位置误差)，所以可以精确地计算估算速度ωes。
而且，第四和第五实施例不限于内积，并且可以通过领先或落后位置矢量θes90度的第二位置矢量θ±90es来估算磁极位置。更具体地，计算围绕原点与位置矢量θes的角度差为+90度或-90度的第二位置矢量θ±90es，并且根据第十一公式计算矢量θ±90es与电压矢量e的外积的长度。
e×θ±90es＝|e‖θ±90es|sin(-Δθ)＝|e‖θ±90es|sin(Δθ)当矢量e与θes之间的角度(或相位差)基本上等于90度时，矢量e与θ90±es之间的角度基本上等于0或180度。因此，当校正位置矢量θes使得外积的值接近于0时，位置矢量θes可以表示真正的磁极位置。
此外，在这些实施例中，估算同步电动机中的转子的磁极位置。然而，也可以估算转子的任意部分的位置(即，旋转角度)。
权利要求
1.一种同步电动机中的磁极位置的估算方法，包括以下步骤将交流电压施加到所述电动机，并且从所述电动机检测交流电流，通过所施加的交流电压在两相交流坐标系中的分量以及所检测到的交流电流在两相交流坐标系中的分量，计算所述电动机的感应电压；通过所述感应电压估算磁极位置；其中所述交流电流由其波高关于时间的微分值基本上被设置为0的波组成。
2.如权利要求1所述的方法，其中在表示所述两相交流坐标系的αβ坐标系中限定所述感应电压，并且在计算所述感应电压的步骤中，根据公式eαeβ=VαVβ-R-ωLωLRiαiβ]]>通过使用所述交流电压在所述αβ坐标系中的α轴分量Vα和β轴分量Vβ、所述电动机的定子的电阻值R、在电角度上的转速ω、电感值L、以及所述交流电流在所述αβ坐标系中的α轴分量iα和β轴分量iβ，计算所述感应电压在所述αβ坐标系中的α轴分量eα和β轴分量eβ。
3.如权利要求1所述的方法，其中高频分量叠加在所述感应电压上，并且估算所述磁极位置的步骤包括通过所述感应电压获得交流分量；将对应于所述感应电压的交流分量转换成所述高频分量叠加在其上的直流分量；从所述直流分量中除去所述高频分量；以及通过从中除去了所述高频分量的所述直流分量来计算所述估算磁极位置。
4.如权利要求3所述的方法，其中获得交流分量的步骤包括通过所述感应电压计算由所述交流分量表示的第一磁极位置，转换所述交流分量的步骤包括求所述第一磁极位置的微分，以获得所述直流分量，以及计算所述估算磁极位置的步骤包括对从中除去了所述高频分量的所述直流分量进行积分，以获得第二磁极位置；以及通过所述第二磁极位置计算所述估算磁极位置。
5.如权利要求4所述的方法，其中计算所述估算磁极位置的步骤包括计算所述第一磁极位置与之前计算的估算磁极位置之间的位置差；通过将所述位置差乘以预定增益来获得相位补偿值，使得将所述相位补偿值加到所述第二磁极位置上而获得的位置在相位上与所述第一磁极位置同步；以及确定通过将所述相位补偿值加到所述第二磁极位置上而获得的所述位置作为当前计算的估算磁极位置。
6.如权利要求3所述的方法，其中获得交流分量的步骤包括通过所述感应电压计算由所述交流分量表示的第一磁极位置，转换所述交流分量的步骤包括求所述第一磁极位置的微分，以获得所述直流分量，以及计算所述估算磁极位置的步骤包括计算所述第一磁极位置与之前计算的估算磁极位置之间的位置差；通过将所述位置差乘以预定增益来获得相位补偿值，使得通过将所述相位补偿值加到没有高频分量的所述直流分量上而获得的位置在相位上与所述第一磁极位置同步；将所述相位补偿值加到从中除去了所述高频分量的所述直流分量上，以获得相位补偿的直流分量；对所述相位补偿的直流分量进行积分以获得积分结果；并且将所述积分结果确定为当前计算的估算磁极位置。
7.如权利要求1所述的方法，其中高频分量叠加在所述感应电压上，以及估算所述磁极位置的步骤包括以所述两相交流坐标系中的交流分量表示所述感应电压；将所述感应电压的所述交流分量转换成两相旋转坐标系中的直流分量；从所述感应电压的所述直流分量中除去所述高频分量；将从中除去了所述高频分量的所述感应电压的所述直流分量转换成所述两相交流坐标系中的第二交流分量；以及通过所述感应电压的所述第二交流分量计算所述估算磁极位置。
8.如权利要求1所述的方法，其中估算所述磁极位置的步骤包括以在所述两相交流坐标系中限定的感应电压矢量表示所述感应电压；在所述两相交流坐标系中设置表示之前估算的磁极位置的位置矢量；校正所述位置矢量，使得所述感应电压矢量和所述位置矢量的内积基本上变为0；以及获得对应于所校正的位置矢量的位置，作为当前确定的估算磁极位置。
9.如权利要求8所述的方法，其中设置所述位置矢量的步骤包括估算磁极的速度；并且通过所估算的速度计算所述位置矢量，以及校正所述位置矢量的步骤包括利用所述内积校正所估算的速度，使得源自所校正的估算速度的内积基本上变为0；并且通过所校正的估算速度计算校正的位置矢量。
10.如权利要求9所述的方法，其中计算所校正的位置矢量的步骤包括对所校正的估算速度进行积分，以获得相移的位置矢量；通过源自所校正的估算速度的所述内积计算相位补偿值；以及通过所述相移的位置矢量和所述相位补偿值计算所校正的位置矢量。
11.如权利要求8所述的方法，其中在所述内积的计算中将所述感应电压矢量和所述位置矢量中的每一个归一化。
12.如权利要求1所述的方法，其中估算所述磁极位置的步骤包括在不同的时间计算多个所述感应电压的值；通过所述感应电压的值和所述不同的时间计算磁极的估算速度；通过所述估算速度计算所述估算磁极位置。
13.如权利要求12所述的方法，其中计算所述估算磁极位置的步骤包括将速度校正加到所述估算速度上，以获得校正速度；以及通过所述校正速度确定所述估算磁极位置，以及加所述速度校正的步骤包括以在所述两相交流坐标系中限定的感应电压矢量表示所述感应电压；计算所述感应电压矢量与之前计算的估算磁极位置的矢量的内积；以及将所述速度校正确定为通过将所述内积乘以预定增益而获得的值，使得所述感应电压矢量与源自所计算的速度校正的估算磁极位置的矢量的内积基本上变为0。
14.如权利要求13所述的方法，其中计算所述估算速度的步骤包括从所述估算速度中除去高频分量。
15.如权利要求13所述的方法，其中在所述内积的计算中将所述感应电压矢量和所述位置矢量归一化。
16.如权利要求12所述的方法，其中计算所述估算磁极位置的步骤包括通过所述估算速度计算第一磁极位置；以及将相位校正加到所述第一磁极位置上，以获得所述估算磁极位置，以及加所述相位校正的步骤包括以在所述两相交流坐标系中限定的感应电压矢量表示所述感应电压；计算所述感应电压矢量与之前计算的估算磁极位置的矢量的内积；以及将所述相位校正确定为通过将所述内积乘以预定增益而获得的值，使得所述感应电压矢量与源自所计算的相位校正的估算磁极位置的矢量的内积基本上变为0。
17.如权利要求16所述的方法，其中计算所述估算速度的步骤包括从所述估算速度中除去高频分量。
18.如权利要求16所述的方法，其中在所述内积的计算中将所述感应电压矢量和所述位置矢量归一化。
19.如权利要求12所述的方法，其中计算所述估算磁极位置的步骤包括将速度校正加到所述估算速度上，以获得校正速度；以及通过所述校正速度确定所述估算磁极位置，以及加所述速度校正的步骤包括以在所述两相交流坐标系中限定的感应电压矢量表示所述感应电压；在所述两相交流坐标系中设置表示之前计算的估算磁极位置的第一位置矢量；计算在所述两相交流坐标系中领先或落后所述第一位置矢量90度的第二位置矢量；计算所述感应电压矢量和所述第二位置矢量的外积；以及将所述速度校正确定为通过将所述外积乘以预定增益而获得的值，使得源自所计算的速度校正的外积基本上变为0。
20.如权利要求19所述的方法，其中计算所述估算速度的步骤包括从所述估算速度中除去高频分量。
21.如权利要求19所述的方法，其中在所述外积的计算中将所述感应电压矢量和所述第二位置矢量归一化。
22.如权利要求12所述的方法，其中计算所述估算磁极位置的步骤包括通过所述估算速度计算第一磁极位置；以及将相位校正加到所述第一磁极位置上，以获得所述估算磁极位置，以及加所述相位校正的步骤包括以在所述两相交流坐标系中限定的感应电压矢量表示所述感应电压；在所述两相交流坐标系中设置表示之前计算的估算磁极位置的第一位置矢量；计算在所述两相交流坐标系中领先或落后所述第一位置矢量90度的第二位置矢量；计算所述感应电压矢量和所述第二位置矢量的外积；以及将所述相位校正确定为通过将所述外积乘以预定增益而获得的值，使得源自所计算的相位校正的外积基本上变为0。
23.如权利要求22所述的方法，其中计算所述估算速度的步骤包括从所述估算速度中除去高频分量。
24.如权利要求22所述的方法，其中在所述外积的计算中将所述感应电压矢量和所述位置矢量归一化。
25.如权利要求1所述的方法，其中估算所述磁极位置的步骤包括以在所述两相交流坐标系中限定的感应电压矢量表示所述感应电压；在所述两相交流坐标系中设置表示之前估算的磁极位置的第一位置矢量；计算在所述两相交流坐标系中领先或落后所述第一位置矢量90度的第二位置矢量；校正所述第一位置矢量，使得所述感应电压矢量与所述第二位置矢量的外积基本上变为0；以及获得对应于所校正的第一位置矢量的位置作为当前确定的估算磁极位置。
26.如权利要求25所述的方法，其中设置所述第一位置矢量的步骤包括估算磁极的速度；并且通过所估算的速度计算所述第一位置矢量，以及校正所述第一位置矢量的步骤包括利用所述外积校正所估算的速度，使得源自所校正的估算速度的外积基本上变为0；并且通过所校正的估算速度计算校正的第一位置矢量。
27.如权利要求26所述的方法，其中计算所校正的第一位置矢量的步骤包括对所校正的估算速度进行积分，以获得相移的位置矢量；通过源自所校正的估算速度的外积计算相位补偿值；以及通过所述相移的位置矢量和所述相位补偿值计算所校正的第一位置矢量。
28.如权利要求25所述的方法，其中在所述外积的计算中将所述感应电压矢量和所述第二位置矢量归一化。
全文摘要
在一种同步电动机中的磁极位置的估算方法中，向电动机施加交流电压，该交流电压在表示两相交流系的αβ坐标系中具有α和β轴分量，并且从电动机中检测交流电流的α和β轴分量。随时间变化的交流电流的波高近似于不随时间变化的波高，从而波高关于时间的微分值基本上被设置为0。通过交流电压的分量和交流电流的分量来计算电动机的感应电压。通过感应电压来估算磁极位置。
文档编号H02P6/18GK1941606SQ20061013955
公开日2007年4月4日 申请日期2006年9月26日 优先权日2005年9月27日
发明者井村彰宏, 青木康明 申请人:株式会社电装