用继电器为交流到直流转换器实现主动涌流控制的制作方法

专利名称：用继电器为交流到直流转换器实现主动涌流控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及在电源中控制涌流，更具体地涉及用于在冷启动、热 启动和电源线干扰条件下控制涌流的电路。
背景技术：
涌流控制在N+1冗余电源系统中特别重要。如果过度的涌流熔断 保险丝或使交流配电板上的主断路器跳闸，则即使电源仍在正常工作， 系统冗余也会丧失。现代电源的涌流要求是非常严格的，耍求即使在 异常电源线干扰和高电流应用情形中也能有效地控制涌流。为了控制涌流，传统方法可采用继电器、负温度系数(NTC)热 敏电阻器、晶闸管或类似的开关，通常与电阻器或热敏电阻器相结合， 来试图限制AC-DC电源中的涌流。如本领域公知的那样，NTC热敏电 阻器是电阻随温度增加而减小的元件。在电源启动过程中，热敏电阻 器的温度低而电阻高，这个特性使其可用于限制涌流。随着电源继续 工作，温度升高而热敏电阻器的电阻减小，从而允许在正常操作中通 过更大的电流。图1A示出在授予Min的美国专利No. 5202819中揭示的现有技术 的方法和电路，该方法和电路包括控制涌流的热敏电阻器。虽然所揭 示的方法提供涌流控制，但其具有重大缺陷。 一个缺陷是平滑电路3 中热敏电阻器6总是作为串联元件，导致功率耗散与输入电流成正比。 因此对于高电流应用情况该方法的效率特别低。此外，如果在工作期 间出现电源线干扰(PLD〉，则热的热敏电阻器会工作在低电阻，因而 不能有效地限制涌流。因此，为了防止由PLD引起的涌流，必须建立 一些延迟从而允许热敏电阻器冷却或提供旁通热敏电阻器的电路，以 便控制涌流。图1A所示的现有技术电路的另一个缺点是其使用"近零交叉(near zero crossing)"检测以便触发相位控制整流电路5中的两个硅控制的整流器(SCR) 7， 8。 SCR是常态不导电而通过施加栅极电流被激发成 导电的器件。SCR将保持导通(即导电)，直到在SCR中流经的电流 减小到某个最小水平。如果AC功率在非零相位角处失效，该相位角 度比为"近零交叉"感测到的相位角稍微大一点，且在一个周期后在 同一相位角矫正(recover),则图1A中的控制电路4将在触发SCR7, 8之前等待在经过几乎又半个AC周期后的下一个近零交叉。在这样的 电源线干扰过程中将需要大容量电容器9来提供能量，即使AC复原 时也如此。结果是电路成本更高并增加了空间要求。图1B示出时序图，其说明图1A中现有技术电路的缺陷。SCR栅 极驱动信号波形B显示了出现在近零相位角度处的SCR栅极驱动脉 冲。当AC在非零相位角度处失效时，如A'点处的经整流的脉沖波形 A所示，只要电容器9有可利用能量，则SCR栅极驱动信号2将保持 ON。然而，如果电容器9的能量太大，则有可能在AC于点B'复原 吋由于电路延迟导致SCR7、 8触发。这将导致大涌流。如果电容器9 上的电荷衰减，那么在点B'处，SCR的栅极驱动信号2将在AC电 源复原后不可用近半个周期，直到在点C'出现另一个零交叉。如上 所述，该问题迫使使用大容量电容器以便在保持时期(hold up period) 中保持电荷。涌流控制的另一个现有技术方法是在授予Rault的美国专利No. 5715154中揭示的，如图2所示。该方法的缺点包括额外的串联开关， 晶闸管，22。该额外开关将耗散额外的功率；耗散与输入电流成比例。 因此该方法真有效率非常低的缺点，特别对于高功率的应用情况，该 方法导致成本更髙且由于耗散增加而需要占用空间的散热。图3示出另一个用于涌流控制的传统电路。图3中电路提供一定 的涌流控制，但缺点是在电源线干扰条件下不提供控制。现代电源应 用即使在导致失去AC电源的电源线干扰过程中也要求控制涌流。在 电源启动时，图3中所示的桥式整流器36中的SCR32和SCR 34由于 缺少栅极驱动电压而处于OFF状态。初始涌流经过元件二极管(element diode) 37、 二极管38、电阻器39,和二极管35流入电路输出端处的 大容量电容器33。可通过为限制电阻器39选择适当值将涌流量保持在 预定值以下。在操作中，功率因子控制(PFC)升压调节器(regulator)27通过二极管37、 二极管38和电阻器39汲取能量来开始工作。偏电 压是在升压电感(boost choke) 28上的次级绕组中由于升压开关49的 开关动作而引起的。这样引起的偏电压驱动SCR32、 34。此时，所有 功率都是通过二极管-SCR桥输送的。虽然图3的电路可令人满意地为热启动或冷启动条件控制涌流， 但该电路的缺点是在出现电源线干扰时该电路不提供现代电源所要求 的涌流控制。假定在耦接到输出端的DC-DC转换器(未示出)已经被 激活并从PFC升压调节器27中汲取电能时的操作条件为低线压，如 卯V AC。如果电源线干扰的发生造成一个丢失的AC周期(missing AC cycle),输出端处的大容量电容器33可在该"保持"时期中继续输送 功率至DC-DC转换器。如果电容器26小且不能在该保持时期中保持 足够的电荷来驱动SCR32、 34，且如果AC在稍短于保持时间的时间 间隔内复原；那么PFC升压调节器27将立即开始通过二极管37、 二 极管38和电阻器39进行切换，且电阻器39中大部分电压会下降掉。 这就需耍较长的时间来产生SCR32， 34所需的栅极驱动，这将导致电 容器33上电荷的耗尽。可替换的，如果电容器26足够大，则耗尽问 题可解决，因为SCR32、 34将保持导通这样就能支持DC-DC转换器 所需的功率水平。然而，图3中的电路具有在发生电源线干扰条件的 期间在高线电压处不控制涌流的缺点。如果髙线电压条件下AC周期 丢失，电容器33将输送保持的功率且电容器33两端的电压将因此降 低。这种情形下，SCR32、 34由于电容器26有可用电荷而保持导通。 在该条件下，在卯度相位角度处和264V AC的峰值处复原的AC将导 致不希望有的大涌流。因此，在电源线干扰条件下，图3所示的传统 方法和电路不能令人满意地控制涌流。图4示出另一个公知的用于涌流控制的电源电路80。当AC电压 施加在图4中所示电源的输入端时，初始涌流通过串联电阻器39，且 电路80输出端处的大容量电容器33被充电。在电容器33充电后，电 阻器39被开关41旁通从而控制该AC-DC电源中的涌流。图4中所示 的开关41通常是继电器或晶闸管或其他合适的机电或半导体器件开 关。虽然图4中的电路80可令人满意地为冷启动条件控制涌流，但电 路80的缺点为当发生电源线干扰时不提供现代电源所需的涌流控制。逻辑控制电路可加到电路80中从而试图提供这类涌流控制。然而，图 4所示的电路80具有另一个缺点。如果机电继电器被用作开关41，虽 然其导致功率损耗较小，但其响应时间将是不合要求地那样慢。开关 41的这种慢响应时间将导致电路80可能在操作条件中不提供现代电 源所要求的涌流控制。如果晶闸管或其他半导体开关用作开关41，将 具有相反的问题。最终功率耗散将会高得难以接受，因为开关41由于 其在图4所示电路80中的位置而传导整个输入电流。图5A示出用于在AC电源丢失时通过控制多个SCR的状态而控 制AC-DC功率转换器中的涌流的现有技术电路10，该电路10在共同 授予的美国专利No. 6493245中公开。用于功率转换器10的涌流控制 逻辑电路被标识为30。在图5A中，电路10包括桥式整流器40、功率 因子校正升压转换器20、电平移位电路50和涌流控制逻辑电路30。 如图所示，电路10可操作地连接在来自AC电压源(未示出)的输入 AC电压(被显示在两个端子ACL和CAN之间)和在跨两端子Bulk+ 和BuIk-出现的输出"本体(bulk)" DC电压之间。DC输出本体电压 通常被施加到用于提供进一步的调节和/或电压转换的DC-DC转换器 (未示出)的输入端。一对整流器D1和D2连接在AC输入端和限制 电阻器Rl之间，并将整流的AC脉冲施加到Rl上，如节点45所示。 二极管D5串联在Rl和正DC本体电压节点端子之间。电容器Co是 跨DC输出本体电压端子连接的。桥式整流器40包括二极管D3和D4、两个SCR(SCR1和SCR2)， 以及两个分别连接到两个SCR的栅极端子的电阻器R2和R3。桥式整 流器40和SCR1及SCR2的操作是本领域公知的。桥式整流器输出端 连接在节点60处并与Rl并联。节点60连接到二极管D5和PFC电路 20。电路20优选地使用升压转换器拓扑结构(t叩ology)。 PFC升压转 换器20可操作地连接在节点60和电容器Co之间，并优选包括扼流电 感(choke inductor) Ll，开关Q1，两个二极管D6和D7。开关Ql与 二极管D7和电容器Co的串联组合相并联耦合。电容器CI跨接在PFC 升压转换器20的Ll和D6之间。CI也连接在节点60和电平移位电路 50中晶体管Q2的集电极之间。电平移位电路50也包括光电耦合 (叩to-coupler) OPTOl。 OPTOl是用于发送栅极驱动控制信号的光电耦合组件(opto-coupler package),该栅极驱动控制信号来自电气绝缘 的涌流控制逻辑30和SCR之间。晶体管Q2是耦接到OPTOl的激励 晶体管，其增加来自OPTOl的电流驱动能力，以便控制SCR的触发。 涌流控制电路30包括三个比较器Al、 A2，和A3和相应的控制分割从而产生瞬时ac电压^样本，其被施加到比较器Ai的负输入;:如本领域公知，高AC电压电平和相应的本地DC电压电平(bulk DC voltage level)必须相应地按比例縮小，从而提供适于标准比较器元件 比较的信号电平。类似地，对于比较器A2，节点45处的AC信号被由 串联电阻器R8和R9形成的分压器分割，从而产生瞬时AC电压的样 本，其被施加到A2的正输入端。DC本体电压被由串联电阻器R6和 R7形成的分压器分割，从而产生本体电压的代表，其被施加到比较器 Al的正输入端。基准电压Vref连到比较器A3的负输入端。Vref也被 由串联电阻器R10和Rll形成的分压器分割并施加到比较器A2的正 输入端，以便定义阈值从而设置比较器A2的近零交叉检测。合适的 Vref电平是根据所需阈值选择的。涌流控制逻辑30也包括用于噪声滤 波和去耦的电容器C2、 C3和C4，和跨接在保护比较器A2的R9两端 的Zener 二极管DZ1 ，这是本领域公知的。比较器A1和A2的输出端 杯连起来从而产生比较器A3的正输入信号。二极管D8将比较器A3 的输出端连接到电平移位电路50。下面更详细地说明图5A所示电路10的操作。通常，电路10使用 的Cl的值都大到足以使SCR (SCR1和SCR2)在保留时间中保持导 通，但涌流控制电路30用于控制SCR的导通。无论何时，在热启动 或冷启动过程中或由于电源线干扰导致的AC电源丢失，两个SCR都 截止并被允许仅在AC复原且瞬时AC电压小于该瞬时本地DC电压 (bulk DC voltage)时导通。该操作消除了热启动、冷启动和电源线干 扰条件下的大涌流的可能性。如果AC在264V的峰值复原，限制电阻 器R控制涌流。下面说明电路10的详细操作。在加电时，初始涌流通过D1、 D2、 R1和D5。辅助电源(未示出)然后开始工作将偏压提供给PFC升压 转换器20。 PFC升压转换器20的开关Ql在DC-DC转换器(未示出)仍关闭时开始开关。通常DC-DC转换器被设计成在本地DC电压超过 3卯V时开始其操作。PFC升压转换器20用在AC-DC转换器中供谐波 电流校正和功率因子校正。驱动开关Q1的信号是从控制电路(未示出) 获得的，该控制电路改变与瞬时AC电压成反比的控制信号的脉冲宽 度。在操作中，驱动脉冲在AC脉冲底部更宽并随正弦电压朝向其峰 值升高时逐渐变窄。该操作导致正弦输入电流具有高功率因子和低谐 波失真。该驱动信号为Ql提供了合适的高频开关，如在20kHz和几 百kHz范围内。本领域公知，PFC升压转换器20的高频开关能够实现 元件尺寸减小。当PFC升压转换器20的Ql导通时，能量存储在电感器Ll中。 当Ql关断吋，该能量通过D7释放到输出电容器Co中。Ql的该开关 动作形成电容器C1两端的SCR偏电压。对于连续模式PFC操作，因 为PFC升压转换器20以驰返模式(Flybackmode)工作，CI上的偏电压 被调节得相当好。现在说明用于控制SCR从而限制热启动、冷启动和电源线干扰条 件中的涌流的图5A中电路的控制逻辑。对于产生用于触发SCR的栅 极控制信号的涌流控制逻辑30，两个比较器Al和A2都必须处于高电 平状态。如图5A所示，比较器Al的输入为瞬时AC电压的样本和本 地DC电压值的代表。比较器Al的操作确保瞬时AC电压小于正弦上 升电压上的本地DC电压。然而，AC电压的缺失将导致瞬时AC电压， 其小于比较器Al的本地DC电压。因此要包括比较器A2以便确保AC 电压存在。比较器A2比较基准电压Verf和节点45处的AC电压。比 较器A2设定在高电平状态从而被允许仅在AC电压超出优选的约15V 的阈值时才触发SCR。该阈值不影响功率因子校正，因为PFC升压转 换器20约从35V开始升压动作。比较器A2的为了确保AC存在的操作是重要的，因为如果仅使用 比较器A1，则在丢失的AC周期的情况下SCR将保持导通，这将导致 在AC复原到其峰值时会产生巨大的涌流。该条件由于其不可控制性 而应被避免，因为SCR的换相将非常困难。在操作中，如果输入AC 在某些非零相位角复原，且在该瞬间，如果峰值电压高于本体电压， 则SCR保持截止。SCR保持截止直到瞬时AC电压落到本地DC电压以下，同时横过正弦路径。仅在此时才允许触发SCR。该操作由图4B 中的波形示出，下面将进行详细说明。该电路操作克服了在有电源线 干扰时不能可靠并有效地限制涌流的方法的缺点。比较器A3仅在比较器Al和A2的输出都设置在高电平状态时才 设定成高电平状态。该操作确保AC存在且瞬时AC电压小于本地DC 电压。二极管D8将比较器A3的输出端连接至电平移位电路50。需要 电平移位电路50是因为涌流控制逻辑30产生低侧控制信号，该控制 信号必须经过电平移位变成高驱动信号以便驱动SCR的栅极从而控制 触发。OPT01是光电耦合组件，其对在电绝缘涌流控制逻辑30和SCR 电路之间传输信号是必须的。晶体管Q2是耦接到0PT01的激励晶体 管，其增加来自OPTOl的信号的电流驱动能力以便控制SCR的触发。图5B是时序图，其示出在丢失的AC周期中图5A中电路的SCR 栅极驱动信号的时序。栅极驱动脉沖仅在瞬吋AC电压非零并低于本 地DC电压吋才被施加到SCR。当AC电压在非零相位角出故障时， 如为迹线D中整流的脉冲所示那样，SCR栅极驱动信号将如迹线C中 所示那样保持低电平。本体电压将继续衰减，如迹线C所示的那样， 同时在保持时间中供应能量给DC-DC转换器。当AC电压在非零相位 角处复原时，SCR驱动信号保持低电平直到瞬时AC电压降到本地DC 电压以下，如图所示，这可防止否则可能出现的大涌流。通过比较， 对于图1所示的现有技术方法，如图1A和1B所示，即使在AC复原 后大容量电容器也必须提供保留能量直到下一个过零点。图5A所示的电路的缺点是该电路使用的部件的数目较大，这是由 于使用了釆用SCR的分立的桥式整流器。电路10的另一个缺点是在 封装高密度电源方面有相当大挑战，这是因为电路10中分立的四个器 件桥式整流器的尺寸相对较大，特别是在与模块化桥式整流器相比较 时该问题格外明显。图6A示出在共同授予的美国专利No. 6714429中公开的现有技术 电路，其提供了对AC-DC功率转换器100的主动涌流控制。功率转换 器100的涌流控制电路被标识为110。转换器100包括桥式整流器94、 升压转换器120、涌流控制电路IIO,和额外的控制电路，如图6A所 示。转换器100可操作地连接在来自AC电压源(未示出)的AC输入电压(示出在端子ACL和ACN之间)和出现在端子"Bulk+"和"Bulk画" 之间的DC本体输出电压之间。DC本体输出电压通常被施加到用于提 供进一步的调节和/或电压转换的DC-DC转换器(未示出)的输入端 上。AC输入电压被连接到桥式整流器94。桥式整流器94包括二极管 37、 38、 42和43。桥式整流器94的操作是本领域公知的。桥式整流 器的输出端被连接到节点142从而将经整流的AC脉冲提供给电路， 如图所示。节点142连接到二极管138和升压转换器120。如图6A所示，升压转换器120可操作地连接在节点142和电容器 33之间。升压转换器120优选包括电感器52、 二极管48和开关98。 电感器52和二极管48串联在节点142和正本体输出电压节点端子 (Bulk+)之间。开关98连接在电感器52和二极管48中间的节点与 负本体输出电压节点端子之间。开关98是n沟道MOSFET,其具源极、 漏极和栅极。开关98是通过将适当波形施加到其控制栅极而被控制的。 优选为功率因子校正而受控的栅极驱动信号是为控制升压转换器120 的开关98提供的。图6A中该栅极驱动信号被标识为"PFCDRIVE"。 合适的PFC控制电路可用来提供PFC驱动信号以便实现功率因子校正 (细节未示出，PFC对本领域技术人员来说是公知的)。大容量电容器33和涌流限制电阻器92的串联组合被连接在DC 本体输出电压端子之间。开关119与涌流限制电阻器92并联连接。开 关119优选为M0SFET。可替换地，双极晶体管，IGBT或任何合适的 半导体器件可用作开关119。电阻器108串联在涌流控制电路110和 MOSFET开关的栅极之间。涌流控制电路110将在下面更详细地说明。涌流控制电路110包括比较器电路和额外的控制电路，其中比较 器电路优选包括5个比较器(图6A中标识为62、 64、 66、 102和114)。 节点142处的AC整流的脉冲信号经涌流控制电路110的输入节点143 连接到涌流控制电路110。节点142处的AC整流脉冲信号在涌流控制 电路110中被由串联电阻器63和65形成的分压器分割从而产生瞬时 AC电压样本，其被施加到比较器62的负输入端。本领域公知，高AC 电压电平和相应的DC本体输出电压电平必须按比例縮小从而提供适 于标准比较器元件比较的信号电平。类似地，对于比较器64，节点142 处的AC整流脉冲信号被由串联电阻器68和69形成的分压器分割从而产生瞬时AC电压样本，其被施加到比较器64的正输入端。DC本 体输出电压被由串联电阻器67和61形成的分压器分割从而产生本体 输出电压的表示，其被施加到比较器62的正输入端。在图6A中被标识为"VRef"的基准电压被连接到比较器66的负 输入端。VRef也被由串联电阻器71和73形成的分压器分割并被施加 到比较器64的正输入端以便定义设定比较器64的近零交叉检测的阈 值。合适的VRef电平是根据所需的阈值选择的并优选为5V。电容器 72、 74和76分别与电阻器65、 61和69并联，以便滤除和去耦噪声。 比较器62和64的输出端连接到节点82,该节点82耦合到比较器66 的正输入端。内部辅助转换器(未示出)为图6A中所示的涌流控制电路110生 成偏电压Vcc。电阻器77串联在Vcc和节点82之间。比较器66的输 出端连接到节点112。电阻器122串联在Vcc和节点112之间。二极管 123和电阻器126的并联组合将比较器66的输出端耦合至节点116处 的比较器114正输入端。节点116位于比较器114的正输入端，二极 管123的阴极、电阻器126和电容器115的接合处。电阻器126、电容 器115和二极管123形成比较器114正输入的RCD网络。电容器将节 点116耦合至负本体输出电压端从而提供信号滤波。电阻器124与节 点112和负本体输出电压端之间的电容器113串联。电阻器124与节 点112和节点114处比较器102的正输入端之间的二极管121并联。 节点144位于比较器102的正输入端、二极管121的阳极、电阻器124 和电容器113的接合处。电阻器128和132的串联组合耦合在比较器 102的输出端和比较器114的负输入端之间。节点146位于比较器114 的负输入端和电阻器132的接合处并被连接到VREF。图6A中的涌流控制电路110也包括晶体管118。晶体管118优选 为pnp型晶体管，其具有基极、发射极和集电极，但任何合适的晶体 管都可使用。节点146连接到晶体管118的发射极。电阻器128和132 的接合点连接到晶体管118的基极。电阻器134串联在晶体管118的 集电极和"PFC DRIVE OFF"节点之间，如图6A所示。"PFC DRIVE OFF"节点处的信号提供对耦合到开关98栅极的栅极信号(优选示为 图6A中的PFC Drive)的拖延(hold off),从而拖延开关98的开关动作。电阻器136串联在比较器114的输出端和VCC之间。在节点148 处的比较器114的输出端经输出节点141耦合到电阻器108,该电阻器 108连接到MOSFET开关119的栅极，用于进行开关控制。以下将进一步详细说明图6A中的主动涌流控制电路的操作。在初 始加电时，受控涌流将整体通过桥式整流器94的二极管37、 38、 42 和43，电感器52， 二极管48，电容器33和涌流限制电阻器92。可替 换地，旁通二极管238连接在电感器52和二极管48的串联组合的两 端以便避免电感器52饱和。初始加电后不久，内部辅助转换器(未示 出)启动并为涌流控制电路110产生偏电压Vcc。无论何时AC周期在 操作条件中由于电源线干扰而丢失，涌流控制电路IIO都会引起开关 119关断。大容量电容器33将在保持时期中继续保留本体输出电压以 馈送给DC-DC转换器。一旦AC复原后，如果AC电压的峰值高于该 点的本体输出电压，可产生高涌流。然而，由于开关119处于关断状 态，该电流通过大容量电容器33和限制电阻器92。开关119被允许仅 在达到有利条件时才导通。下面将讨论涌流控制电路110的其他细节。对于涌流控制电路110，比较器62和64设定两个为了使开关119 导通而必须满足的条件。如果用于开关119的器件没有如图6A中所示 的MOSFET的体二极管，则外部二极管必须跨接在该器件两端。比较 器62被连接成使得对于节点142处的瞬时AC电压在给定时间低于此 吋本体输出电压的情形输出高电平。比较器64被连接成使得节点142 处AC整流电压必定出现且非零，以便输出被设定为高电平(有源)。 15V的非零检测阈值是优选的，因为其易于感测且不影响功率因子和 其他性能，因为通常PFC控制的升压转换器级在约35V电平时变为有 源的。比较器64的操作确保开关119在丢失周期情形下总是驻留在关断 状态，因为此时AC输入电压为零(而不是非零)。比较器66执行AND 操作以便其输出仅在由比较器62和64设定的上述条件都满足时走高。 在操作中，电阻器77和电容器111在比较器66的输入端提供小延迟。 引入该延迟是为了当AC电压在卯度相位角和非常高的dV/dT处复原 时消除在比较器62的反相脚(invertingpin)和非反相脚的竞争条件。在丢失周期中，由比较器64设定的条件没有满足且因此比较器66的输出走低。结果，由于包括电阻器124、电容器113和连接倒比较器 102的非反相输入端的二极管121的RCD网络，比较器102的输出快 速走低。二极管121的阳极连接到电容器113且阴极连接到比较器66 的输出端。由于二极管121的这种取向，无论比较器66的输出何时走 低电容器113都快速放电。结果，PNP晶体管118变为正偏，且在集 电极处形成5V高VRef信号。晶体管118的集电极处的信号被耦合到 的PFC DRIVE OFF节点，如图6A所示，以便用来拖延PFC驱动信号， 进而拖延开关98的开关动作。可根据用于控制PFC驱动信号的特定控 制电路，从晶体管118的集电极的基本信号形成不同信号，以便关断 升压转换器级。二极管123和电阻器126的并联组合串联在比较器66的输出端和 比较器114的正输入端之间。二极管123的阳极连接到比较器66，而 阴极连接到比较器114的正输入端。因此，二极管123与二极管121 相对于比较器66的输出端及它们各自相连的比较器输入端是相反取向 的。当比较器66的输出走低吋，电容器115将在一段时间后放电，该 段时间由电阻器126和电容器115的值预先决定。比较器114的输出 然后走低，关断开关119。这样涌流控制电路就确保PFC驱动在开关 119关断之前被关断(拖延了升压转换器120的开关98)。当AC电压在非零相位角如接近峰值的卯度相位角处复原时，比 较器62将不允许开关98或开关119的驱动走高，除非节点142处的 整流脉冲上的瞬时AC电压降到本体输出电平以下。当该条件没有出 现时，开关119关断且流经大容量电容器33的电流受到串联限制电阻 器92的控制。DC到DC转换器(未示出)可直接从桥式整流器94汲 取能量以继续其操作。当瞬时AC电平没有降到本体电平以下时，比 较器66的输出走高。由于比较器102和比较器114的输入RCD网络 的配置，图6A所示电路确保比较器114的输出先走高，从而在比较器 102的输出走高之前使开关119导通。此时，由于桥式整流器94被反 偏，所以没有电流流经开关119。在由比较器102输入端的RCD网络 确定的短暂延迟后，比较器102的输出走高，这导致PFC DRIVE OFF 信号造成撤销对PFC驱动信号的拖延，因此使得升压转换器的开关98 导通。图6A中的电路具有消除大容量电容器33上的电压的浪涌的优点。 一旦对PFC驱动的拖延被撤销，就会复原转换器的正常操作。图6B示出时序图，其示出对于丢失AC周期且AC电压在靠近峰 值的卯度相位角处复原的操作条件下图6A中电路的操作。对于图6B， 迹线F表示经过整流的AC脉冲；迹线G是输入电流；迹线H是本体 输出电压；迹线I是开关98的栅极控制信号(优选PFC驱动信号) 迹线J是开关119的栅极驱动信号。图6A中所示的电路满足主动涌流控制的要求，然而，该电路要求 开关119能够处理EMC和抗扰测试过程中差分脉冲施加到输入端时的 电流浪涌。结果导致电路成本较高。图6A所示电路的另一个缺点是电 容器33的波纹电流(ripple current)由开关119持续处理，因此损耗 了相当多的功率，特别是在低线电压时。结果是电路效率低并在高功 率设计中增加了散热要求。所需要的是为现有技术电源在热启动和冷启动条件下以及有电源 线干扰吋所耍求的涌流控制提供成本更低效率更高的电路和相应方 法。还需要提供这样一种提供涌流控制的电路和相应方法，这种电路 和相应方法不要求与大容量电容器串联的开关能够处理EMC和抗扰 测试中差分脉冲施加到输入端时的电流浪涌，以便能够使用成本较低 的串联开关。发明内容本发明通过提供一种电路和相应方法解决了现有技术器件的问 题，该电路和方法提供控制以限制AC到DC转换器中冷启动、热启动 和电源线干扰条件下的涌流。广义地说，本发明提供了在操作时和电源干扰的情形中能够进行 主动涌流控制的AC到DC功率转换器，该转换器具有AC电源耦合到 其上的两个输入端子和输出DC功率的两个输出端子，该转换器包括 输入整流器、升压转换器、输出电容器、电阻器、第二开关、第一控 制电路、继电器和第二控制电路。其中，输入整流器用于从AC电源 产生经整流的输入电压；升压转换器耦合到整流器用于将输入电压转 换为DC电压，该升压转换器具有第一开关、电感器和第一二极管；输出电容器连接到第一 DC输出端子；电阻器串联在输出电容器和第 二 DC输出端子之间；第二开关具有控制输入端并与电阻器并联；第 一控制电路可操作地连接到第二开关的控制输入端，以便比较转换器 的AC输入和DC输出电压，从而在AC输入电压超过预定阈值且AC 输入电压小于DC输出电压时使第二开关进入导通状态；继电器与电 阻器和第二开关并联并具有控制输入端；第二控制电路可操作地连接 至继电器的控制输入端，以便在DC输出电压持续超过AC输入电压峰 值预定时间时使继电器进入导通状态从而旁通第二开关和电阻器。广义地说，本发明还提供在电源线干扰过程中AC电源丢失时控 制AC-DC转换器中的涌流的方法，其中AC-DC转换器耦合在AC电 源耦合到其上的两个输入端子和提供DC输出电压处的两个输出端子 之间，AC-DC转换器包括受第一开关控制的升压转换器，AC-DC转换 器具有跨接输出端的电容器，其与限制电阻器和继电器的组合串联， 该限制电阻器与第二开关并联，而该继电器具有控制输入端并与限制 电阻器和第二开关并联，该方法包括以下步骤a)当AC电源持续丢 失了预定时间间隔时，使第一开关处于断开状态；b)在第一开关切换 到断开状态又经过预定时间后使继电器将继电器触点切换到打开状 态；c)与步骤b)中将继电器触点切换为导通状态的切换动作基本同 时地使第二开关处于断开状态；d)比较转换器的瞬时AC输入电压和 DC输出电压；e)比较瞬时AC输入电压和预定电压电平从而判断AC 输入电压是否存在且非零；f)当AC电源复原到预定电压电平且瞬时 输入AC电压小于AC-DC转换器输出端的DC电压时，使第二开关处 于导通状态；g)当AC电源复原到预定电压水平且瞬时输入AC电压 大于AC-DC转换器输出端处的DC电压时，使第二开关处于断开状态； 和h)从AC电源复原到预定电压电平且AC-DC转换器输出端处的DC 电压大于瞬时输入AC电压开始又经过预定时间后，使继电器将其触 点切换到闭合状态，从而旁通第二开关和限制电阻器，因此涌流受到 控制且DC输出端子处的电压浪涌得以消除。因此，本发明的电路和相应方法具有即使出现电源线干扰条件也 能在启动条件下控制涌流的优点，并提供所需控制从而在输出端没有 不必要的电压浪涌。本发明的另一个优点是提高了效率，由于在标准操作条件(即不 是冷启动、热启动和电源线干扰的条件)的过程中大容量电容器的电 流不是持续由开关处理的，因此减小功率损耗。本发明的另一个优点 是包括继电器和控制电路使得能够使用较低成本和较小串联的开关，因为该开关不需要能够处理EMC和抗扰测试过程中微分脉冲施加在 输入端时的电流浪涌。


结合附图，通过参考下面的详细说明，本发明的上述方面和优点将更易于理解，其中图1A示出包括控制涌流的热敏电阻器的现有技术电路；图IB示出说明了图1所示现有技术电路的缺点的时序图；图2示出另一个涌流控制的现有技术方法，其包括额外的串联多余(dissipative)开关；图3示出另一个现有技术电路，其在启动吋提供一定涌流控制， 但在电源线干扰期间不提供涌流控制；图4示出现有技术电路，其包括在输入端处的用于控制涌流的开关；图5A示出现有技术电路，其用于在AC电源丢失时通过控制多个 SCR的状态从而控制AC-DC功率转换器中的涌流；图5B是时序图，其示出对于图5A所示电路在丢失的AC周期中 SCR栅极驱动信号时序；图6A示出另一个用于提供主动涌流控制的现有技术电路；图6B示出时序图，其示出有丢失AC周期且AC电压在邻近其峰 值的卯度相位角处复原的操作条件下图6A所示电路的操作；图7A示出根据本发明的AC-DC功率转换器的优选实施例的电路图7B示出时序图，其示出有丢失AC周期且AC电压在邻近其峰 值的卯度相位角处复原的操作条件下图7A所示电路的操作；图8示出根据本发明的可替换实施例的电路图，其用于仅在AC 加电过程中提供涌流控制；以及图9示出根据本发明的继电器驱动电路的优选实施例的电路图。
具体实施方式
本发明包括在冷启动、热启动过程中和电源线干扰条件下提供控 制从而限制AC-DC功率转换器中的涌流的电路和相应方法。本发明克 服了已知电路和方法的缺点。以下将进一步详细说明本发明。图7A示出根据本发明的AC-DC功率转换器200的优选实施例的 电路图。转换器200可操作地连接在来自AC电压源(未示出)的AC 输入电压(被显示在端子ACL和ACN之间)和出现在端子"Bulk+" 和"Bulk-"之间的DC本体输出电压之间。DC本体输出电压通常被施 加到DC-DC转换器(未示出)的输入端，从而提供进一步的调节和/ 或电压转换。AC输入电压耦合到桥式整流器294。桥式整流器294包 括二极管237、 238、 242和243。桥式整流器294的操作是本领域公知 的。桥式整流器的输出耦合到节点242从而向电路提供经整流的AC 脉冲，如图所示。节点242耦合到二极管238和升压转换器220。按照 图7A中所示的优选实施例，节点242处的AC经整流的脉冲信号通过 涌流控制电路210的输入节点243连接到涌流控制电路210,其中涌流 控制电路210的操作可与图6A所示的涌流控制电路110的操作相比。如图7A所示，升压转换器220可操作地连接在节点242和电容器 233之间。升压转换器220优选包括电感器252、二极管248和开关298。 电感器252和二极管248串联在节点242和正本体输出电压节点端子 (BuIk+)之间。开关298连接在电感器252和二极管248中间的节点， 和负本体输出电压节点端子之间。开关298优选是MOSFET，其具源 极、漏极和控制栅极端子。开关298是通过施加合适波形至其控制栅 极端子而控制的。优选地为了功率因子校正(PFC)控制的栅极驱动信 号被提供来控制升压转换器220的开关298。图7A中，栅极驱动信号 被标识为"PFCDrive"。合适的PFC控制电路可用来提供PFC驱动信 号从而实现功率因子校正(细节未示出，PFC是本领域技术人员公知 的)。大容量电容器233和电阻器292的串联组合也称为涌流限制电阻 器，是跨接在DC本体输出电压端子之间的。开关219与涌流限制电阻器292并联耦合。开关219优选是具源极、漏极和控制栅极端子的 MOSFET。可替换的，双极晶体管、IGBT或任何合适的半导体器件可 用作开关219。通过将栅极驱动信号施加到开关219的控制栅极端子来 控制开关219。优选，可与图6A所示控制电路110相比的图7A所示 涌流控制电路210的在输出节点241处的输出端经电阻器208耦合到 幵关219的控制栅极端子。继电器240与开关219及涌流限制电阻器292并联耦合。继电器 驱动电路230提供合适的控制信号以便接通和关断继鬼器240。现在将进一步详细说明图7A中的转换器的操作。起始加电时，受 控的涌流将全部通过桥式整流器294的二极管237、 238、 242和243, 电感器252， 二极管248，电容器233和涌流限制电阻器292。可替换 地，如图7A所示，旁通二极管238跨接在电感器252和二极管248的 串联组合的两端上以避免电感器252饱和。初始加电后不久，电容器233充电到合适的电平，从而使初始辅 助转换器(未示出)启动并为图6A中的涌流控制电路210产生偏电压 Vcc。电容器233通过开关219的体二极管向内部辅助转换器提供能量。 使偏电压Vcc达到所需电平从而激励涌流控制电路210。关于涌流控制 电路210的操作的进一步细节如以上关于图6A所示涌流控制电路110 的讨论一样。如果两个条件都满足，则涌流控制电路210使图7A中的 开关219导通。图6A所示的比较器62被连接成使得在第一条件时输 出高电平，该第一条件为节点242处的瞬时AC电压在给定时间低于 此时的本体输出电压。图6A所示的比较器64被连接成对于节点242 处的AC整流电压必须存在并且不为零的第二条件，输出将被设定为 高电平(有效)。非零检测阈值优选为15V,因为其易于感测且不影响 功率因子和其他性能因子，因为通常PFC控制的升压转换器级约在 35V电平时变为主动(active)。在涌流控制电路210使开关219导通后，PFC DRIVE信号使升压 转换器220导通并开始提升节点242处的整流输入脉冲。PFC DRIVE 信号被控制成使升压转换器220的操作仅在开关219导通后才被使能， 以便防止在开关219和继电器240都关断期间升压转换器220开始切 换时由于电容器233的电阻器292的串联阻抗而出现瞬时大电压。一旦升压电压在进入调节带后稳定下来时，继电器驱动230使继 电器240闭合(close)从而允许连接到转换器200输出端的DC/DC转 换器(未示出)导通。继电器240触点的闭合使电容器233的所有充 电和放电电流都流过继电器240的闭合触头，而不流经开关219的通 态电阻，因此显著减小了功耗。如果输入AC周期丢失，因此在操作条件中由于电源线干扰导致 短时间内AC出现故障，例如，图6A中所示类型的涌流控制电路210 快速(通常<1毫秒)感测到故障并设定PFC DRIVE OFF信号，以便 禁止升压转换器220的切换。在短时间延迟后，继电器驱动230使继 电器240的触头打开，且大约在同时涌流控制电路210使开关219关 断。如上所述，在升压转换器220的开关过程中，不允许继电器240 和开关219同时断开，以便防止否则可能出现的瞬间大电压。升压转 换器220的开关被禁止后的短延迟允许电感器252对电容器233放电。 在短延迟后，开关219可被关断且继电器240的触头打开。短延迟的 持续吋间是电感器252的设计和操作频率的函数，且通常在50到100 微妙，即，0.05-0.1毫秒范围内。由于高达2 ms左右的感测AC故障 的时间、短延迟、和高达2 ms左右的继电器触头断开时间，因此从 AC故障到继电器断开的整个周期可能大约需要5毫秒的时间。如果输 入AC电压在约5毫秒间隔中复原，则预计不会出现大涌流，因为本 体电平将相当高。无论何时AC输入在有效保留时间中复原，涌流控制电路210都 要比较AC输入的瞬时值和本体电平。仅仅在上述两个条件都满足时， 开关219才被导通，然后启用PFC DRIVE来升压。在输入AC电压复原过程中，由于本体电压恢复至其工作电平， 通常开关219在AC正弦波半周期上的几个点处导通和断开，而无论 何时AC电压变迁并超过本体电平。例如，如果本体电压放电一直到 300V且AC输入电压在265VRMS的峰值复原，开关219将保持在断 开状态直到AC输入电压沿其正弦下降路径落到300V电平以下以便满 足上述两个将开关219导通的条件。在使开关219被涌流控制电路210 导通后，PFC DRVffi信号使升压转换器220导通，并开始升压节点242 处的整流输入脉冲。本体电压可能在几个周期内都不会返回到其所需的调节水平，因此无论何时涌流控制电路210感测到有涌流的可能性，开关219将主 动导通和断开。在本体电压进入调节后，在通常为50毫秒的短暂延迟 后，继电器240的触头被继电器驱动器230导通。图7B示出时序图，其示出在有丢失的AC周期且AC电压在邻近 其峰值的卯度相位角处复原的示例操作条件中图7A所示电路的操作。 迹线K是输出端的本体电压，迹线L示出桥式整流器的输出端处的整 流脉冲，迹线M是开关219的栅极驱动信号，且迹线N是用于控制继 电器240的继电器驱动信号230。当AC整流脉冲在点A'处失效时， 涌流控制电路110使开关219快速关断，且在短延迟后，继电器驱动 230使继电器240的触点打开。涌流控制电路210继续使开关219保持断开，即使在AC电压在 点B'复原之后，开关219也被保持断开一直到点C'为止，因为AC 电压高于本体电压。在这段间隔中，连接到转换器200输出端的DC/DC 转换器(未示出)是直接由线电压供电的，同吋电容器233经电阻器 292充电。在点C'，瞬时AC输入电压降到本体电平以下，因此满足 涌流控制电路110使开关219导通所要求的条件。如图7B所示，开关219的驱动信号将使开关219在点D'断开， 因为此吋瞬时AC输入电压超过本体电压电平。在点E'，因为此时瞬 吋AC输入电压降到本体电压电平以下，驱动信号使开关219再次导 通，如图7B所示，在点F'，因为瞬时本体电压已经升至AC输入电压 的峰值以上，开关219被保持导通。如上所述，在点E'开关219导通后又经过预定延迟时间，然后继 电器240在点G'导通。该延迟允许电路稳定化。在该延迟时间中， 开关219接收电容器233的充电和放电电流，但没有显著的热耗散。 本发明人己经证明，对于按照图7A所示实施例的示例性2.5Kw转换 器，如T0220尺寸的扁平封装器件的开关的热耗散非常低微，因此不 需要散热片(heatsink)。图6A所示转换器100的缺点是在正常操作条件(即当电压处于 调节中且不在启动或失效条件时)，与电容器33串联的开关119会引 起相当大的功耗。在图7A所示的本发明的转换器中，在这样的正常操作条件下，开关219被继电器240的继电器触点旁通，从而使功率损 耗，例如由于开关219中的损耗导致的损耗，被消除且因此提高了效 率。结果，与图6A所示的转换器及其他已知转换器相比，转换器200 具有功率损耗减小和效率更高的优点。本发明具有以减小的成本控制涌流的优点。本发明可用在具有功 率因子校正或不具有功率因子校正的所有AC-DC转换器中。转换器 200的另一个优点是与图6A所示的转换器100相比，低线电压提高 0.6%,因为在正常操作条件下电容器233的电流不是由开关219持续 处理的。也就是，与图6A所示转换器中的开关119引起的损耗相比， 功耗减小。由于继电器240与电容器233串联，继电器触点的额定电 流仅需耍处理电容器233的RMS纹波电流，因此能够使用较小的继电 器。转换器200的另一个优点是使用与电容器233串联并与开关219 并联的继电器240，使得能够使用较低成本的开关219,因为开关219 无需能够处理在EMC和抗扰测试中差分脉冲施加在输入端时产生的 电流浪涌。对于仅在AC输入电压上电时进行的涌流控制，公知的方法包括 将跨接在涌流控制电阻器两端的继电器配置成，使得继电器触点与AC 输入电压线串联。这种情况的实例是在图4中继电器41跨接在电路80 输入端处的电阻器39的两端。对于这种已知方法，继电器触点必须处 理整个输入电流。在高功率应用情况中，这就要求使用更大和更高成 本的大电流继电器，使得较高密度的封装有困难。而且，这些已知方 法要求的较大继电器反应慢并具有不期望的大触点回跳。如果涌流控 制电阻器和继电器触点与大容量电容器串联设置，则较低成本和较小 的继电器仅在AC输入电压加电过程中可用于涌流控制，如图7A所示。可替换的，如果不要求主动涌流控制，则简单的逻辑电路可在内 部辅助转换器(未示出)上电时致使继电器导通。在输入AC失效后， 继电器触点可在期望的保持时间后脱离。对于该替换电路，要求注意 下述情形用于切换升压转换器的PFC DRIVE仅能在继电器触点闭合 后启用，且继电器触点仅能在升压转换器的PFC DRIVE被禁用且升压 电感器已经完全放电时打开。图8示出本发明电路的替换实施例的示例性电路图，如果不要求主动涌流控制，其用于仅在AC上电时提供 涌流控制。图8中的电路300包括与桥式整流器394和正本体输出电压节点 端子(Bulk+)之间的升压转换器320并联的旁通二极管348。升压转 换器320可操作地连接在桥式整流器394和(本体)电容器333之间。 升压转换器320包括电感器352和二极管348，和开关398。电感器352 和二极管348的串联组合耦合在桥式整流器394和Bulk+端子之间。开 关398连接在电感器352和二极管348中间的节点与负本体输出电压 节点端子之间。开关398优选为具有源极、漏极和控制栅极端子的 MOSFET。开关3卯是通过将合适波形应用到控制栅极端子而控制的。 优选为功率因子校正控制的栅极驱动信号被提供来控制升压转换器 320的开关398。图6A中，该栅极驱动信号被标识为"PFC DR1VE"。 合适的PFC控制电路可用来提供PFC驱动信号以便实现功率因子校正 (细节未示出，PFC对本领域技术人员来说是公知的)。电容器333与DC本体输出电压端子之间的热敏电阻TH1和热敏 电阻TH2的串联组合相串联。优选使用热敏电阻而非固定电阻器以便 减小成本和元件尺寸。继电器310与热敏电阻TH1和热敏电阻TH2的 串联组合并联耦合并与二极管350并联耦合。继电器驱动电路330为 继电器310的导通和关断提供合适的控制信号。电容器360跨接在DC 本体输出电压端子之间。以下将进一步详细说明电路300的操作。当AC电源施加到电源 时，由于热敏电阻TH1和TH2的串联电阻，电容器333以受控方式充 电。在初始上电后不久，电容器333就会充电至合适的电平，从而使 内部辅助转换器(未示出)启动并为电路300产生内部偏压电源(bias supply)。 一旦偏压电源在电容器333充电到合适电平后被产生，使继 电器310导通且电源操作从PFC开始，然后一旦升压电压在进入调节 带后稳定，则允许连接到电路300的输出端的DC/DC转换器(未示出) 导通。如果发生AC输入失效，在失效条件下，继电器310在电源的预 定保持时间中保持导通。在该预定保持时间后，PFC驱动被关断，且 在允许升压电感器352放电预定的延迟时间即约50到IOO微秒后，继电器310被关断。当继电器310打开时，图8中的二极管350为电容 器333放电提供电流路径。电路300中的涌流控制的操作与使用图4 所示继电器的被动涌流控制相类似。图8中的电路300和图4中的涌 流控制电路的主要差别在于图8中的继电器310仅要处理大容量电容 器纹波电流。结果，电路300使得能够使用比图4中的继电器31小且 廉价的继电器。图9示出按照本发明的继电器驱动电路的优选实施例的电路图。 参考图7，在检测到本体输出电压处于调节中且稳定后，继电器驱动电 路230使继电器210在优选为50毫秒的预定时间延迟后导通。在操作 中，电阻器402和电阻器404被用于感测本体电压电平(Bulk+)。电 阻器404上的电压被输入到比较器412的负输入端。比较器412的输 出经二极管410和电阻器408的串联组合反馈到比较器412的正输入 端。在图9中被标识为"VREF"的基准电压经电阻器406耦合到比较 器412的正输入端。VREF是预定的电压基准，使得当Bulk+处于调节 范围内吋比较器412的输出被致使走低。电容器420通过电阻器418 放电以便设定预定的延迟时间，优选50毫秒。在该延迟后，比较器426 的输出走髙，以便使如图7A所示继电器210的继电器导通。在丢失的线周期或其他电源线千扰过程中，即，当本体电压降到 设定阈值以下时，比较器412的输出走高，以便使继电器驱动立即关 闭继电器。对于示例性的脱机电源，本体电压被调节在400V处。对于 该示例性本体电压电平，继电器的导通阈值通常设定在400V而关断阈 值通常设定在380V。对于特定应用，导通阈值、关断阈值和时间延迟 都是预定的。已经公开的示例性实施例可在权利要求限定的本发明范围内做出 多种修改和变化。
权利要求
1.一种AC-DC功率转换器，其在操作过程中和电源干扰的情形中具有主动涌流控制，所述转换器具有AC电源耦合到其上的两个输入端子和提供输出DC功率的两个输出端子，所述转换器包括输入整流器，其用于从所述AC电源产生经整流的输入电压；升压转换器，其耦合到所述整流器以便将所述输入电压转换为DC电压，所述升压转换器具有第一开关、电感器和第一二极管；输出电容器，其连接到所述DC输出端子中的第一端子；电阻器，其串联在所述输出电容器和所述DC输出端子中的第二端子之间；第二开关，其具有控制输入端子且与所述电阻器并联；第一控制电路，其可操作地连接到所述第二开关的所述控制输入端子，该第一控制电路用于比较所述转换器的AC输入电压和DC输出电压，以便在所述AC输入电压超过预定阈值且所述AC输入电压小于DC输出电压时使所述第二开关进入导通状态；继电器，其与所述电阻器和所述第二开关并联并具有控制输入端子；以及第二控制电路，其可操作地连接到所述继电器的所述控制输入端子，以便在DC输出电压超过所述AC输入电压的峰值预定时间时使所述继电器进入导通状态，从而旁通所述第二开关和所述电阻器。
2. 如权利要求1所述的转换器，进一步包括第二二极管，其与所述电 感器和所述第一二极管的串联组合并联以便防止所述电感器饱和。
3. 如权利要求1所述的转换器，其中所述控制电路进一步包括用于使 所述第二开关避免进入导通状态的电路。
4. 如权利要求3所述的转换器，其中所述控制电路进一步包括定时电 路，其用于在所述第二开关被切换到断开状态之前将所述第一开关切 换至断开状态。
5. 如权利要求4所述的转换器，其中所述定时电路进一步包括用于将 所述第一开关设定为断开状态并保持所述第一开关处于断开状态直到 所述第二开关被触发为导通状态的逻辑。
6. 如权利要求1所述的转换器，其中所述第二开关是具有源极、漏极、 栅极和体二极管的MOSFET。
7. 如权利要求1所述的转换器，其中所述整流器是二极管桥。
8. —种当AC电源在电源线千扰的情形中丢失时控制AC-DC转换器 中的涌流的方法，其中所述AC-DC转换器耦合在AC电源耦合到其上 的两个输入端子和提供DC输出电压的两个输出端子之间，所述 AC-DC转换器包括被第一开关控制的升压转换器，所述AC-DC转换 器具有跨接在输出端子之间的电容器，该电容器与限制电阻器和继电 器的组合串联，所述限制电阻器与第二开关并联，所述继电器具有控 制输入端子并与所述限制电阻器和所述第二开关并联，该方法包括以 下歩骤a) 当所述AC电源丢失了预定时间间隔时使所述第一开关处于断开状 态；b) 在所述第一开关被切换到断开状态又经过预定时间后，使所述继电 器切换所述继电器触点至打幵状态，c) 与步骤b)中切换所述继电器触点至打开状态的切换动作基本同吋 地使所述第二开关处于断开状态；d) 比较转换器的瞬时AC输入电压和DC输出电压；e) 比较瞬时AC输入电压与预定电压电平，从而判断是否有非零的AC 输入电压；f) 当所述AC电源被复原到所述预定电压电平且瞬时输入AC电压小 于AC-DC转换器的输出端子处的DC电压时，使所述第二开关处于导 通状态；g) 当所述AC电源被复原到所述预定电压电平且瞬时输入AC电压大于AC-DC转换器的输出端子处的DC电压时，使所述第二开关处于断 开状态；以及h) 在所述AC电源被复原到所述预定电压电平且AC-DC转换器的输出 端子处的DC电压大于瞬吋输入AC电压后又经过预定时间后，使所述 继电器切换所述继电器触点至闭合状态以旁通所述第二开关和所述限 制电阻器，使得涌流得以控制且所述DC输出端子的电压浪涌被消除。
9. 如权利要求8所述的方法，其中步骤b)中的所述预定时间用于允 许所述电感器对所述电容器放电。
10. 如权利耍求8所述的方法,其中所述AC-DC转换器包括用于控制 所述升压转换器的所述第一开关的功率因子控制电路。U.如权利耍求8所述的方法，进一步包括以下步骤i) 在所述第二开关被切换到导通状态后，在预定时间内一直保持所述 第一开关处于断开状态。
全文摘要
一种用于控制AC-DC功率转换器中的涌流的电路和相应方法，该电路和方法通过提供继电器和控制电路来在冷启动、热启动过程中和电源线干扰的情形中有效地限制涌流。继电器优选与转换器的大容量电容器串联并与限制电阻器和开关并联，以便在操作情形中旁通电阻器和开关从而以减小的尺寸和成本提高了效率。优选实施例包括使用具有主动功率因子校正功能的AC-DC转换器的电路。
文档编号H02M1/00GK101268597SQ200680028647
公开日2008年9月17日 申请日期2006年5月8日 优先权日2005年6月3日
发明者V·G·帕德克 申请人:雅达电子国际有限公司