专利名称：同步电动机的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及同步电动机的控制技术，特别是涉及电动机驱动装置 以及电动机驱动用集成电路装置，例如涉及通过利用于硬盘驱动器
(HDD)、光盘驱动器等主轴电机的旋转控制技术而有效的技术。
背景技术：
例如，在HDD装置的主轴电机的驱动方式中，强烈要求旋转脉 动的降低。若旋转脉动较大，就成为读取或写入错误的原因，另外， 在使记录密度提高上将成为较大的障碍。进而，为了使HDD装置发 生的噪声降低，旋转脉动也尽可能以少为好。
另外，近年来，HDD向着低成本化发展、也迫使主轴驱动用电 机降低制造成本。其结果，制造精度的劣化、制造偏差增大、因其造 成的转矩脉动也成为问题。
在这种状况之中，近年来取电动机的驱动电流波形为理想的正弦 波电流成为主流(例如专利文献1:日本专利7>开特开2005-102447号 公报)。如果假定电机的感应电压为理想的正弦波，则通过以正弦波电 流来驱动电动机，在原理上可以将旋转脉动抑制成零。
但是，实际上，电机的感应电压失真，即便是正弦波驱动下脉动 分量也将发生。为了抑制它，在上述专利文献l中，对施加电压的波 形进行修正，并以与感应电压吻合的方式预先进行调整，来抑制脉动 的发生。
除此以外，作为对旋转脉动其本身进行抑制的驱动方法，还提出 预先将脉动模式表格化，并对其进行校正的方式(例如专利文献2:日 本专利公开特开平11-103588号公报)，和用观测器对作为脉动之要因 的干扰转矩分量进行推定运算，并以抵消它的方式来施加控制的方式
(例如专利文献3:日本专利公开特开2001-352789号公报)等。
然而，在如上述那样的驱动方法中，通过将电动机的驱动波形设为正弦波状，在原理的上就能够使脉动分量成为零。但是，实际上，因电动机其本身的特性有时候将会发生脉动分量。
作为其第1要因是在电动机内部发生的感应电压其本身失真的情况。这就是起因于电动机的定子或转子构造情况、或起因于线圏的缠绕方法(分布缠绕/集中缠绕)的情况，即便施加正弦波状的电压，失真分量也会发生，而引起旋转脉动。此时的脉动分量相对于驱动频率6次的频率分量发生的情况较多。
作为第2要因是起因于制造上的偏差。若电动机的制造成本进一步削减进展，则制造精度降低，作为结果将会发生相间的偏差等。若存在三相绕组间的偏差则第2次谐波的脉动分量将会发生，而成为较大的旋转脉动。
为了抑制这些2次或者6次的脉动分量，在上述专利文献l中， 特意使驱动电压的波形变形来对这一分量进行抑制。另外，在上述专 利文献2中也通过预先将脉动分量存储起来，并流过使该脉动抵消的 电流，来抑制旋转脉动。它们均需要预先调查发生怎样的失真。在这 些方法中，在用专用集成电路实现驱动器的情况下，对应电动机个体 的偏差变得困难。虽然还可以在驱动器其本身上设置学习功能，但在 此情况下集成电路的规模将会大幅增加，同时还需要搭载复杂的控制 处理。
另外，若是如上述专利文献3那样，用观测器来观测干扰转矩并 进行抑制的方法，则还可以对应个体偏差。但是，这一方法也是控制 算法复杂，集成电路的规模将大幅增大化。
发明内容
因而，本发明的目的就是鉴于这些问题，提供一种能够抑制因个 体偏差造成的旋转脉动而不会使控制算法复杂化的同步电动机的控 制技术。
本发明的上述以及其他目的和新特征根据本说明书的记述以及 附图将会变得明了。
在本申请所公开的发明之中，若对其有代表性的发明的概要简单地进行说明则如下所述那样。
本发明的特征是在同步电动机的控制装置中，具备对于针对同步电动机的电流指令预先使所期待的脉动分量进行重叠的部件；和将平 均值实质为零的校正信号重叠在电流指令上的部件。即、为了简化控 制构造，将基本构造设为上述专利文献l中的方式，并在其基础上将 用于抑制失真分量的校正信号重叠在电流指令值上。通过根据检测电 流与指令电流的差分来决定此校正信号，以抑制转矩脉动。
具体而言，就是对驱动同步电动机的逆变器的直流侧的电流进行 检测，并将被期待为包含在该检测值的脉动分量预先重叠在电流指令 上，同时加上用于对因同步电动机的感应电压失真而产生的电流失真 进行抑制的、锯齿波状的另一校正电流，并对其大小进行调整，由此 就能够将驱动电流设为平滑的正弦波状的电流，对转矩脉动进行抑 制。
在本申请所公开的发明之中，若对有代表性的发明所获得的效果 简单地进行说明则如下所述那样。
根据本发明，就可以自动地抑制因电机的感应电压失真引起的转 矩脉动而不会使控制构造复杂化。不需要如以往方式那样，需要预先 取得脉动分量的波形信息(相位、振幅等)，另外还可以对应个体偏差。 另外，方式自身简单，在专用IC化的情况下非常有效。
图l是表示本发明中的同步电动机的控制装置的第1实施方式即 电机驱动系统之结构的图。
图2是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第1实施方式 即电机驱动系统中，电流指令与校正电流的动作波形之例((a)(b)(c)(d)) 的图。
图3是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的笫2实施方式 即电机驱动系统中，控制器之结构的图。
图4是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第3实施方式 即电机驱动系统中，感应电压与校正电流之例l((a)(b))的图。
图5是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第3实施方式 即电机驱动系统中，感应电压与校正电流之例2((a)(b))的图。
图6是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第3实施方式 即电机驱动系统中，控制器之结构的图。
图7是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第3实施方式 即电机驱动系统中，Ia自动调整器之结构的图。
图8是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第3实施方式 即电机驱动系统中，校正电流之动作波形((a)(b)(c)(d)(e))的图。
图9是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第3实施方式 即电机驱动系统中，电流指令与检测电流之波形例的图。
图10是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第4实施方 式即电机驱动系统中，控制器之结构的图。
图ll是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第4实施方 式即电机驱动系统中，校正电流波形之例的图.
图12是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第5实施方 式即电机驱动系统中，控制器之结构的图。
图13是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第5实施方 式即电机驱动系统中，偏置调整器之结构的图。
图14是表示在本发明中的同步电动机的控制装置的第5实施方 式即电机驱动系统中，偏置补偿值之波形的图。
图15是表示本发明中的同步电动机的控制装置的第6实施方式 即电机驱动系统之结构的图。
图16是表示本发明中的同步电动机的控制装置的第7实施方式 即电机驱动系统之结构的图。
图17是表示本发明中的同步电动机的控制装置的第8实施方式即电机驱动系统之结构的图。
图18是表示相对于本发明的比较技术(专利文献l)的电机驱动系统之结构的图。
图19是表示在相对于本发明的比较技术(专利文献l)的电机驱动系统中，三角波载波与电流采样之关系((a)(b))的图。
图20是表示在相对于本发明的比较技术(专利文献l)的电机驱动系统中，电压相位与检测电流之关系((a)(b)(c))的图。
图21是表示在相对于本发明的比较技术(专利文献l)的电机驱动系统中，检测出的第5高次谐波的不连续性之例((a)(b)(c)(d)(e)(f))的 图。
图22是表示在相对于本发明的比较技术(专利文献l)的电机驱动系统中，电流指令与检测电流波形之例的图。
具体实施例方式
以下，基于附图对本发明的实施方式进行详细地说明。此外，在用于说明实施方式的全部图中，作为原则在同一部件上附加同一附图标记，对其重复的说明进行省略。
(本发明实施方式之概要)
本发明被应用于由同步电动机；在同步电动机上施加经过脉宽调制的电压，并以正弦波状的交流来驱动同步电动机的逆变器；对逆变器供给电力的直流电源；对逆变器上所供给的电流进行检测的单分路 (one shunt)电流检测器；发生针对同步电动机的电流指令的1*发生器；基于利用单分路电流检测器的电流检测值以及利用1*发生器的电流指令，来调整逆变器输出的电压的控制器而组成的同步电动机的控制装置。在下面，就各实施方式具体地进行说明。此外，在各实施方式中，有时候还将同步电动机简单地记载为电动机。另外，对逆变器中包含单分路电流检测器的情况进行说明。进而，各图中的"*"意味着指令。
(第1实施方式)
利用图1、图2来说明本发明中的同步电动机的控制装置的第1 实施方式即电机驱动系统。
图l表示本实施方式的电机驱动系统之结构。图l所示的电机驱
动系统由发生同步电动机的转矩相当的电流指令的1*发生器l;运算 针对同步电动机的施加电压，并发生针对逆变器的脉宽调制波(PWM) 信号的控制器2;接受控制器2的PWM信号，并从直流电压发生交 流电压的逆变器3;作为逆变器3的电源的直流电源4;以及通过它 们而被控制的同步电动机5所组成。
另外，逆变器3由用6个开关元件Sup, Sun， Svp， Svn， Swp， Swn构成的逆变器主电路部6;检测针对逆变器主电路部6的供给电 流IO的单分路电流检测器7;对单分路电流检测器7两端的电压进行 采样、保持的采样/保持器8;以及直接驱动逆变器主电路部6的输出 前置驱动器9所构成。
1*发生器1是发生与同步电动机5的转矩电流相当的电流指令I* 的、位于控制器2之上位的控制器。控制器2进行动作以使同步电动 机5发生与此指令1*相当的转矩。
控制器2包括对于釆样/保持器8的输出(单分路电流检测值)， 使预先所预期的脉动分量发生的脉动发生器10;对电流指令1*与脉动 发生器10的信号进行乘法运算以计算新的电流指令10*的乘法器11; 对信号进行加法运算(+)、或者减法运算(一)的加减法器12;基于电流 指令10**和电流检测值10的偏差来运算针对同步电动机5的施加电 压振幅指令VP的ACR(电流控制器)13;基于V"和相位角e以及超 前相位角8来运算三相交流电压指令Vu*， Vv*， Vw+的三相电压指 令运算器14;根据电流指令1*来运算电压相位的超前角&的超前相 位角运算器15;对同步电动机5的感应电压相位e进行运算(或者检 测)的相位运算器16;基于三相交流电压指令Vu、 Vv*， VwA发生脉 宽调制信号的PWM发生器17;以及作为本发明的特征部分的校正电 流发生器18。
特别是，在本实施方式中，脉动发生器IO作为对于电流指令使预先所期待的脉动分量进行重叠的部件而发挥功能，另外，校正电流发生器18作为将平均值实质为零的校正信号重叠在电流指令上的部 件而发挥功能。
接着，就本实施方式的电机驱动系统的基本动作进行说明。
本实施方式的电机驱动系统的基本动作基于前述的专利文献1 中所记栽的图15。在本实施方式的电机驱动系统的基本动作的说明的 关系上、利用图18~图22就其概要以及问题点进行叙述。
图18是利用图1的部件来概念性地表示前述的专利文献l中记 栽的电机驱动系统。图18中的部件全部与图1的相同，将涉及基本 动作的部分以外省略来记载。
若由采样/保持器8检测出单分路电流检测器7的电流，就成为 图18内(l)那样的检测波形。将此波形所获得的原理表示在图19以及 图20中。图19表示了在PWM发生器17的内部所用的三角波栽波 与单分路电流的关系。单分路电流为三相交流电流(正弦波)的一部分 断续地显现的波形。此时，将釆样/保持器8的采样定时如图19所示 那样确定为三角波载波的零交叉点。其结果，检测出的电流就成为在 三相交流电压指令之中，输出绝对值最大的电压的相的电流。
即、如图20所示那样，电压指令的相位ev为0~60度的期间就 是V相的电流Iv， 60度 120度的期间就是U相的电流Iu。其结果， 被读入控制器内部的电流波形每60度检测相进行切换，而成为如图 20(c)的10那样的波形。这一波形是电动机5以正弦波电流被驱动时 所得到的波形。因而，为了进行电流控制，必须预先对这样形状的电 流被检测出来进行预测，并事先赋予电流指令。对该预先预期的脉动 分量进行运算并使其发生的是脉动发生器10。脉动发生器的输出为图 18(3)的波形。在这里，(3)的波形以平均值为1的方式来计算。通过将 此脉动波形与电流指令1*相乘，来完成针对10的指令10*。在ACR13 中，运算电压指令的大小VP以使(1)的电流波形与(4)的指令一致。然 后，将V"作为振幅来运算三相电压指令，通过PWM来驱动逆变器， 并以正弦波对电动机5进行驱动。根据该专利文献l，能够实现对电动机的正弦波驱动而不会持有例如，坐标变换或矢量运算等之类的高 度信号处理。
但是，在电动机的感应电压中含有高次谐波的情况下就会发生问题。近年来的电机具有较多含有5次或7次高次谐波分量的倾向，伴 随于其的转矩脉动存在问题。关于该高次谐波分量的影响利用图21 来进行说明。
图21是表示图22中的电流检测相(a)、检测电流I0(b)、三相电 流及其第5次高次谐波((c) (e))、第5次高次谐波的检测值(f)。图 21(c) ~ (e)为了明确基本波与高次谐波的相位关系而勉强以正弦波的 形式来记栽。若设在各个电流波形中包含第5次高次谐波，则由于检 测电流每60度每相进行切换，所以如图21(f)那样的波形被检测出来。 60度相当于第6次高次谐波，但由于波形的对称性在相电流上不存在 第6次分量。因此，第5次的高次谐波在相位上没有连续性，在相切 换的瞬间变得不连续。关于第7次的高次谐波也完全相同。
实际上，电动机的感应电压中包含失真时的检测电流10变成图 22那样。可知在相切换的前后，电流检测值较大地变化。
因该高次谐波的不连续性的影响，ACR(电流控制器)13的输出超 出需要地变化，高次谐波分量进一步增加。
针对该问题，在前述的专利文献l中，提出了在三相电压指令运 算器14中对电压指令加以校正，以抵消因失真引起的电流分量的方 法。在该方法中，仅能够输出经过一次设定的电压波形，存在不能实 现对电动机的个体差异的对应或者负荷变动时的优化等。
以上就是前述的专利文献1的基本动作与问题点。
在本实施方式中，设置图1中的校正电流发生器18，并在电流 指令10*上相加新的校正电流^10，以解决该问题。利用图2来说明 本实施方式的动作。
图2(a)是由脉动发生器10修正后的、原来的电流指令10*。对于 这一指令相加如图2(b)那样的校正电流A10。 AI0采用将最大振幅设 为Ia的锯齿波状的波形，在相位角60度内设为一周期的函数。另夕卜，在中间地点符号反转以使平均值为零。
对Δ10进行了加法运算后的新电流指令10**为图2(c)。其结果， 电流检测值10与新指令10**的偏差，就如图2(d)所示那样变得非常 小(与图22进行比较就可明白)。偏差变小意味着交流侧的电流变得平 滑。即、通过恰当地加上校正电流ΔIO，就可以使感应电压失真的影 响减少，转矩脉动的抑制就成为可能。
在本实施方式中，对电流指令进行校正这一点与前述的专利文献 l不同。在专利文献l中，对三相交流电压指令进行校正，其校正量 因负荷状态以及转速而较大地进行变化。但是，在本实施方式中，关 于电流，由于仅依赖于负荷转矩，所以例如若将负荷状态作为参数对 校正电流AIO的振幅Ia的值进行映像化，就具有可以对于较宽的速 度范围、负荷范围进行转矩脉动的抑制的优点。
即、根据本实施方式，通过对驱动同步电动机5的逆变器3的直 流侧的电流进行检测，将被期待为包含在该检测值中的脉动分量预先 重叠在电流指令上，同时加上用于对因同步电动机5的感应电压失真 而产生的电流失真进行抑制的、锯齿波状的另一校正电流，并对其大 小进行调整，就能够将驱动电流设为平滑的正弦波状的电流，对转矩 J咏动进行抑制。
此外，虽然作为校正电流，如图2(b)所示那样利用了锯齿波，但 即便是其他的波形也可以适用。抑制偏移发生最好是平均值为零的周 期函数。
(第2实施方式)
接着，利用图3就本发明中的同步电动机的控制装置的第2实施 方式即电机驱动系统进行说明。
图3是同步电动机的控制器，通过取代图1的控制器2而使用该 控制器2B就能够实现本实施方式。
在图3中，部件编号10到18的部件与图1的同一编号的部件相 同。与图1的较大差异是使用Ia表19使校正电流发生器18中所用的 振幅值Ia变化这一点。该Ia表19作为根据电流指令的大小来求解并设定校正信号的大小的部件而发挥功能。
在前述的第1实施方式(图l)中，就Ia的设定方法叙述了细节， 但在本实施方式中可以依照电流指令1*将校正电流的振幅Ia设为可 变。其结果，就可以进行与负荷相应的适当校正。Ia表19依照电动 机的负荷转矩事前将数据作成。把与1*相对的Ia的恰当值进行映像， 并作为数据表来保存即可。
(第3实施方式)
接着，利用图4~图9就本发明中的同步电动机的控制装置的第 3实施方式即电机驱动系统进行说明。
图4以及图5是电动机5发生了失真的感应电压Eu, Ev， Ew 的波形之例。图4是感应电压的峰值附近变尖的例子，图5是反之峰 值附近变凹的例子。与各自相应，校正电流的相位、以及振幅微妙地 进行变化。
这些感应电压的失真程度各种各样，因材料的偏差还出现个体 差。因而，预先取得数据表的办法不适合于如硬盘驱动器那样的批量 生产产品。
因而，本实施方式提供能够自动地调整校正电流的功能。 图6是同步电动机的控制器，通过取代图1的控制器2而使用该 控制器2C就能够实现本实施方式。
在图6中，部件编号10到18的部件与图1的同一编号的部件相 同。与图1较大差异是设置了对校正电流发生器18中所用的振幅值 Ia自动调整的Ia自动调整器20这一点。该Ia自动调整器20作为基 于电流检测值与电流指令的偏差自动地调整校正信号的大小的部件 而发挥功能。
接着，利用图7 9对Ia自动调整器20的动作进行说明。
在图7中，部件编号8以及12的部件与图l的同一编号相同。 除了这些部件外，还进一步包括对电流指令10**与检测电流10的偏 差即Ier始终赋予零指令的零发生器21、积分控制器22。
在图8(a) (e)中表示Ia自动调整器20的动作波形。电流指令
10**与检测电流10的偏差Ier，通过每60度的触发信号，用采样/保 持器进行采样(图8(b))。其定时如图8(b)所示那样设为电流检测相的 刚切换之后的值。其采样值被保持该检测相的60度期间。在积分控 制器22中，对该偏差进行积分，并将其输出设为锯齿波的振幅Ia。 积分控制器22的输出依然通过每60度的触发而得以采样，并作为"Ia" 从Ia自动调整器20输出(图8(d)).作为结果，校正电流AIO成为每 60度振幅被变更的波形(图8(e))。
通过积分控制器22的动作，Ia继续变化直到Ier的采样值成为 零。因而，最终的电流检测值的波形成为图9那样。
其结果，相切换时的电流变动就变得没有，所以驱动电流成为平 滑的正弦波，转矩脉动较大地得以抑制。另外，即便在电动机的感应 电压上存在个体偏差，该动作也可靠地得以执行。因而，根据本实施 方式，即便在电动机的感应电压失真例如、如图4或图5那样具备不 同的失真分量的情况下，也可以用一个控制器来实现转矩脉动的抑 制。而且，必要的控制处理仅仅附加图7所示的筒单构成的控制器就 可。
(第4实施方式)
接着，利用图IO以及图ll就本发明中的同步电动机的控制装置 的第4实施方式即电机驱动系统进行说明。
根据前述的第3实施方式，对感应电压的失真方式不同的电动 机，能够提供可以始终进行最佳的失真抑制的控制器。但是，第3实 施方式中的失真分量是仅仅针对因第5次或第7次的高次谐波而发生 的分量，对于其他的次数则不怎么有效果。已知交流波形上的、第5 次、第7次的高次谐波作为转矩脉动成为第6次的分量。可知该第6 次的脉动因电动机不同而易于发生。另一方面，可知在因制造精度而 发生了三相的不平衡的情况下，第2次的转矩脉动分量将会发生。在 第3实施方式的方式中，对于第2次脉动没有效果。
因而，在本实施方式中，提供针对该第2次的脉动的抑制方法。
图10是Ia自动调整器20D，通过取代图6的Ia自动调整器20而使用该Ia自动调整器20D就能够实现本实施方式。
在图10中，部件编号8， 12， 21, 22的部件与图6的同一编号 的部件相同。与图6的较大差异在于准备3个积分控制器22，另外还 新附加切换开关23。这3个积分控制器22作为持续保持与校正信号 有关的3个个别值的部件而发挥功能。
偏差Ier由3个采样/保持器8进行采样，其定时每60度按顺序 进行切换。在图6中，将保持状态继续60度的期间，但在这里，继 续180度期间。3个积分控制器22对偏差持续进行积分以使各自的输 入变成零。3个积分控制器22分别对Ial， Ia2， Ia3的校正电流振幅 进行运算。它们通过切换开关23每60度按顺序得以输出。
结果是，如图11所示那样的校正电流AIO就被输出。振幅Ia 就成为每180度的相位进行重复的波形。即、相对于基本波周期360 度，1/2的周期性的校正就成为可能。这就意味着即便对于第2次的 脉动分量也能够实现校正。因而，根据图10所示的本实施方式，就 能够提供即便对于因相间不平衡而发生的2次脉动，也可以进行抑制 的控制装置。
(第5实施方式)
接着，利用图12 ~图14就本发明中的同步电动机的控制装置的 第5实施方式即电机驱动系统进行说明。
前述的第4的实施方式是对于第2次的转矩脉动有效的方法。但 是，在除了第2次外，还包含大量第6次的高次谐波的情况下，用一 个控制器兼顾两者就变得非常困难。
因而，本实施方式提供获得第2次脉动与第6次脉动的、同时抑 制效果的技术。
图12是同步电动机的控制器2E，通过取代图6的控制器2C而 使用该控制器2E就能够实现本实施方式。
在图12中，新加在控制器2C中没有的偏置调整器24，从电流 指令1*进行减法运算。偏置调整器24为图13所示的构造。在图13 中，关于部件编号11， 23与此前所说明的部件完全相同。在图13中， 偏置调整器24是重新由检测外部触发的下降边，并对信号进行采样、 保持的采样/保持器8E;利用外部触发的带复位功能的积分控制器 22E;切换积分控制器22E的输入的切换信号发生器25;将增益的值 作为电气角60度相当的时间倒数的比例增益26所组成。
本实施方式，与图10中的Ia自动调整器不同，持有对输出电流 的每60度期间的平均值进行运算的功能。在图13的切换信号发生器 25中，通过创建每60度的处理信号，并与3个积分控制器22E和采 样/保持器8E创建触发同时，将积分控制器22E的输入乘以"1，，或"0" 来进行选择。
此结果，如图14所示那样，与前述的第4实施方式同样能够运 算相对于360度为半周期的偏差的偏置值。通过将该偏置值预先取入 控制，就可以实现第二阶段的转矩脉动分量的抑制。进而，在本实施 方式中，就可以与能够抑制每60度的脉动的Ia自动调整器两立，即 便在第2次、以及第6次的高次谐波同时存在的情况下也能获得较大 的效果。
(第6实施方式)
接着，利用图15就本发明中的同步电动机的控制装置的第6实 施方式即电机驱动系统进行说明。
图15与前述的第1实施方式(图l)同样表示电机驱动系统。在图 15中，部件编号l， 2, 4， 5， 7~15， 17， 18的部件与图1的同一编 号的部件相同。与图1的较大差异是在逆变器3F中的逆变器主电路 部6F上设置有电流相位检测器27这一点。该电流相位检测器27作 为检测同步电动机5的电流相位的部件而发挥功能。另外，后述的相 位运算器16F作为基于电流相位对逆变器的输出电压相位进行校正， 并驱动同步电动机的部件而发挥功能。
接着，就图15的电机驱动系统的特征部分的动作进行说明。在 电流相位检测器27中，根据开关元件的端子电压来检测电动机5上 流过的电流的相位信息。具体而言，就是检测各相电流的零交叉点， 将电流相位的信息提供给控制器2F。
电流相位信息被提供给控制器2F内的相位运算器16F，来推定 运算电动机5的转子位置相位。由此，就能够不使用电动机5的转子 位置传感器(霍尔IC、脉冲编码器等)来实现无位置传感器的电动机驱 动。此时，转矩脉动的抑制方法是迄今为止的实施方式的方法，能够 原封不动进行利用。
(第7实施方式)
接着，利用图16就本发明中的同步电动机的控制装置的第7实 施方式即电机驱动系统进行说明。
图16是用实态图来表现同步电动机的驱动系统。在图16中，通 过一个集成电路来实现1*发生器1与控制器2，并借助于从这里所输 出的PWM脉冲波形来驱动逆变器。逆变器使逆变器主电路部6与输 出前置驱动器9 一体化(单封装)、而实现小型化。由单分路电流检测 器7来检测逆变器电流，用采样/保持器8对电流进行采样、保持并读 入到控制器。如图16那样，通过将逆变器主电路部6与输出前置驱 动器9设为不同电路，就可以实现容量大的电动机的驱动。
另外，通过使控制器2的部分通用LSI化，针对各种各样用途(容 量)的应用也成为可能。
(第8实施方式)
接着，利用图17就本发明中的同步电动机的控制装置的第8实 施方式即电机驱动系统进行说明。
图17是使1*发生器1、控制器2、逆变器3单芯片化而实现的。 在本实施方式中，如果将电动机5与电源进行连接，就具有能够实现 电动机5的可变速驱动，在驱动小型电动机的情况下能够使系统全体 小型化的优点。
另外，在使控制部分集成电路化的情况下，可以进行将运算速度 设为数~数10μs以下的高速运算。本实施方式均不需要复杂的运算， 所以就能够不用很大增加门数量来实现转矩脉动降低。若在控制中使 用微机或DSP等，使运算处理速度高速化就很困难，但通过使控制部 专用的集成电路化，该问题就大幅地得到改善，本实施方式的效果变
大。
以上，基于实施方式对由本发明者所完成的发明具体地进行了说 明，但无需赘言本发明并不限定于上述实施方式，在不脱离其主要精 神的范围内可进行种种变更。
例如，前述的所有实施方式可以对同步电动机的旋转位置传感器 的有无(带传感器、无传感器)无关系地进行应用。
另外，前述的各实施方式的电机驱动系统能够以尽可能简单的结 构来抑制转矩脉动、旋转脉动，由此就能够改善硬盘或光盘的颤动， 实现低噪声化、记录密度的高密度化。
产业上的可利用性
本发明中的同步电动机的控制技术涉及电动机驱动装置以及电动机驱动用集成电路装置，可以利用于例如硬盘驱动器(HDD)、光盘 驱动器等主轴电机的旋转控制技术。
权利要求
1.一种同步电动机的控制装置，具有同步电动机；逆变器，在上述同步电动机上施加经过脉宽调制的电压，并以正弦波状的交流来驱动上述同步电动机；电源，对上述逆变器供给电力；电流检测器，检测对上述逆变器所供给的电流；电流指令发生器，发生针对上述同步电动机的电流指令；以及控制器，基于上述电流检测器的电流检测值以及上述电流指令发生器的电流指令，来调整上述逆变器的输出的电压，所述控制装置的特征在于包括对于上述电流指令预先使所期待的脉动分量进行重叠的部件；以及将平均值实质为零的校正信号重叠在上述电流指令上的部件。
2. 按照权利要求l记载同步电动机的控制装置，其特征在于 上述校正信号是对于上述同步电动机的电角度驱动频率，以6倍的频率进行变化的周期函数。
3. 按照权利要求1或2记载的同步电动机的控制装置，其特征 在于还包括根据上述电流指令的大小来求解并设定上述校正信号的大小的 部件。
4. 按照权利要求1或2记载的同步电动机的控制装置，其特征在于还包括基于上述电流检测值与上述电流指令的偏差自动地调整上述校正信号的大小的部件。
5. 按照权利要求4记载的同步电动机的控制装置，其特征在于 上述校正信号的大小对于上述同步电动机的电角度相位，每60度使值得以更新、调整。
6. 按照权利要求4记载的同步电动机的控制装置，其特征在于 上述校正信号的大小对于上述同步电动机的电角度相位，每60度使值得以更新，还包括持续保持涉及上述校正信号的3个独立的值的部件，上述 3个值各自按顺序来运算校正信号的大小，进而按顺序使校正量反映 在上述电流指令中。
7. 按照权利要求l记载的同步电动机的控制装置，其特征在于 还包括检测上述同步电动机的电流相位的部件；以及 基于上述电流相位来校正上述逆变器的输出电压相位，并驱动上 述同步电动机的部件。
8. 按照权利要求l记载的同步电动机的控制装置，其特征在于 上述电流指令发生器和上述控制器使用集成电路装置而构成。
9. 按照权利要求l记载的同步电动机的控制装置，其特征在于 上述逆变器、上述电流检测器、上述电流指令发生器和上述控制器被形成在同 一半导体衬底上。
全文摘要
本发明提供同步电动机的控制装置。提供一种能够抑制因个体偏差造成的旋转脉动，而不会使控制算法复杂化的同步电动机的控制技术。为此，在同步电动机的控制装置中，具备对于针对同步电动机的电流指令预先使所期待的脉动分量进行重叠的脉动发生器(10)；和将平均值实质为零的校正信号重叠在电流指令上的校正电流发生器(18)。由此，在简化控制构成的基础上，将用于抑制失真分量的校正信号重叠在电流指令值上。通过根据检测电流与指令电流的差分来决定此校正信号，来抑制转矩脉动。
文档编号H02P6/10GK101202525SQ20071018650
公开日2008年6月18日 申请日期2007年12月4日 优先权日2006年12月12日
发明者中津川润之介, 岩路善尚, 鸿上康彦, 黒泽稔 申请人:株式会社瑞萨科技