专利名称：具有倍流整流器的谐振功率转换器及相关方法
技术领域：
本公开涉及DC谐振功率转换器，并且如下进行开发其中特别注意了它在提供如 下这种DC谐振功率转换器时的可能使用能够以减小的噪声和较小的部件执行零电压开 关(ZVS)。然而，对该所设想的应用领域的参考不应当解释成对本公开的限制。
背景技术：
具有低电压输出的绝缘AC/DC和DC/AC转换器中最高效的拓扑中的一种拓扑是谐 振绝缘半桥。普通半桥级与谐振HB级之间的差别在本文献中是公知的。这也适用于与此 后者方案相关联的优点，即，较高的效率和功率密度(由于例如存储于回路中并释放之后 的能量再循环和正弦或准正弦波形、开关的ZVS操作或零电压开关)以及较低的EMI (电磁 干扰)扰动发出。谐振绝缘半桥可由HB绝缘级加上谐振回路组成，这产生包括如下内容的配置-具有两个开关和去耦电容器的一次侧半桥支路；-具有例如中心抽头二次绕组的绝缘变压器；以及_ 二次侧整流滤波级。谐振回路可包括以不同的组合连接的两个或更多个电感性和/或电容性部件，产 生不同种类的并联或串联谐振结构。这种谐振结构的存在使得转换器的增益取决于半桥的 开关频率。在最简单的实施例中，谐振回路可仅包括两个部件(即，电感器和电容器)并且 可取决于绝缘变压器相对于回路的位置而引起串联或者并联谐振。在操作中，可借助于占空比为50%的方波以及死区时间来驱动开关，以避免开关 的交叉导通并且实现ZVS条件。压控振荡器(VCO)可允许通过改变半桥的开关频率来控制 转换器的输出电压。文献EP-A-1120896总体上代表本文中所考虑的现有技术。实际应用中所追求的基本目标可以是减小所使用部件的数量和尺度并且尽可能 多地增加整个级的效率。保持EMI发出尽可能的低可以是另一期望特征。这可包括例如将消耗的功率均勻分布在所有部件上以及通过将不同的功能集成 于同一部件中。为了增加这些通常为低电压大电流转换器的效率，可以为输出整流级替换倍流器 级。此方案通过增加第二输出电感器，使得变压器二次侧中流动的电流减小并且消除了变 压器中的中心抽头，这继而使得变压器简化和尺寸减小以及效率增加。在减小部件数量方面的进一步尝试可包括降低HB电容器的电容值，这允许使它 们成为谐振回路的一部分，而非使用第三部件。用于减少部件数量的另一途径包括使用绝 缘变压器的寄生参数(诸如，漏电感或励磁电感)作为谐振回路的一部分，从而避免使用外 部电感器提供串联或并联谐振。
发明内容
虽然以上所考虑的那些方案可代表可行的方案，但申请人发现将不同功能集成于 同一部件中会导致所关注的部件中功率消耗增加，从而需要增加部件的尺度。更重要的一 点是，将谐振功能集成于绝缘变压器中可能是非常关键的。这可能特别是因为变压器由于 其在确保一次侧与二次侧之间的适当电绝缘中的重要性而已经呈现出相当可观的尺度，特 别是在低电压应用中。因此本发明的目的是提供一种可消除以上所考虑的现有技术方案的缺点的方案。根据本发明，该目的借助于具有所附权利要求中叙述的特征的转换器来实现。本 公开还涉及相应的方法。权利要求是本文中所提供的本发明公开的组成部分。因此本文中所公开布置的实施例是包括如下这种谐振回路的谐振转换器包括变 压器一次侧(或者，一次和二次侧二者)的一个或更多个电容器以及倍流器输出整流级的 电感器。在实施例中，谐振可在变压器一次侧的电桥布置(半桥或全桥)的去耦电容器与 二次侧的倍流器的电感器之间生成。在实施例中，半桥的操作频率可接近谐振频率，该谐振频率继而取决于电容器的 值以及乘以变压器的阻抗传递比的电感器值。在典型的实施例中，在组成谐振回路时不包括变压器的寄生励磁电感和漏电感。事实上，这些电感分别比从一次侧所看到的谐振线圈的电感值更高和更低。在实施例中，去耦电容器与倍流器的电感器之间的谐振回路取决于转换器的负 载，产生包含开关频率fsw的谐振频率范围，即，一族钟形增益。转换器的负载定义了工作条件Q以及相应地定义了开关频率fsw。在实施例中，为了避免半桥操作频率的细微变化会引起输出功率的改变，可通过 反馈信号和VCO来控制输出功率。与本文中所公开的布置相关的主要优点是-由于谐振回路不需要为该目的添加特定的部件，所以限制了部件的数量；-在倍流器的电感器与变压器当中分担功率损耗；-转换器设计简单并且绝缘变压器可以被减小到小尺度(铁氧体中没有间隙，单 个二次绕组)，同时还没有励磁电流流动和消耗；-EMI 发出低。在实际应用中，这使得转换器的整体尺度减小。这还可使得PCB布局和电路的复 杂度减小以及使得花费方面减小(较小且较简单的绝缘变压器，没有谐振电感器)。
现在将参照附图，仅作为示例来对本发明进行描述，其中-图1是如本文中所描述的转换器的方框图；-图2是代表如图1所示的转换器的增益的图；-图3是补充了控制结构的如图1所示的转换器的方框图；-图4至图6代表用于分析如本文中所描述的转换器的操作的等效电路；以及
-图7至图16是支持对如本文中所描述的转换器的操作的描述的方框图。
具体实施例方式在以下描述中，给出了大量具体细节以提供对实施例的透彻理解。实施例可以在 没有这些具体细节中的一个或更多个细节的情况下、或者采用其它的方法、部件、材料等来 实践。在其它的实例中，没有示出或详细描述公知的结构、材料或者操作，以避免使本发明 的方面不清楚。在本说明书中，提及“一个实施例”或“实施例”意思是结合实施例所描述的特定的 特征、结构或者特性可包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书中各处出现的短语“在 一个实施例中”或“在实施例中”并不一定都是指同一实施例。此外，特定的特征、结构或者 特性可在一个或更多个实施例中以任何适当的方式组合。在图1的方框图中，附图标记10整体上表示包括如下内容的谐振绝缘半桥(HB) 转换器-具有两个开关Si、S2和去耦电容器Crl、Cr2的一次侧半桥支路；-具有如下这种一次绕组的绝缘变压器Tl跨接半桥布置的去耦电容器Crl、Cr2 以及开关S1、S2之间的中间点；以及-与变压器Tl的二次绕组相关联的二次侧整流滤波级；所述整流滤波级包括两个 整流器二极管D1、D2以及具有两个电感器Lrl、Lr2和输出电容器Cout的LC滤波器。这种 整流滤波级提供了倍流器操作。如本文中所使用的，术语“一次侧”和“二次侧”显然与变压器的一次绕组和二次
绕组相关。虽然在本文中示出了具有两个开关S1、S2和去耦电容器Crl、Cr2的半桥布置作为 示例，但将意识到的是，本公开的电路拓扑可以被扩展到特别是全桥布置。无论半桥布置的性质如何，其中所包括的至少两个开关S1、S2作用于输入DC电压 Vin并且示出了与它们相关联的反向二极管。Rload代表转换器10驱动的示范性负载(例如，包括一个或更多个发光二极管或 LED的LED单元)的电阻值。将意识到的是，虽然在本文中示出该负载以便于理解描述，但 该负载本身不代表转换器10的一部分。一次侧开关布置中的开关(诸如，图1和图3中的示范性半桥布置中的开关Si、 S2)可包括固态开关，诸如，例如MOSFET、BJT。可借助于例如占空比为50%的方波以及死 区时间来驱动这些开关，以避免开关的交叉导通并且实现ZVS条件。如由图1中的双箭头示意性示出的那样，本文中所公开的布置的实施例是包括如 下这种“谐振回路”的谐振转换器其包括变压器一次侧(或者，一次和二次侧二者)的一 个或更多个电容器以及倍流器输出整流级的电感器。在实施例中，回路中的谐振可在变压器一次侧的半桥的去耦电容器(例如，Crl、 Cr2)与二次侧的倍流器的电感器(例如，Lrl、Lr2)之间生成。如此生成的谐振的条件与半桥的操作频率有关。在实施例中，半桥的操作(即，开 关)频率fsw可接近谐振频率fr，谐振频率fr继而取决于电容器Crl、Cr2的值以及乘以 变压器阻抗传递比的电感器Lrl、Lr2的值。
在实施例中，在组成谐振回路时不包括变压器的寄生励磁电感和漏电感事实上， 这些电感分别比从一次侧所看到的谐振线圈的电感值更高和更低。在实施例中，去耦电容器与倍流器的电感器之间的谐振回路取决于转换器的负载 而引入了一族钟形增益。转换器的负载定义了工作条件Q以及相应地定义了开关频率fsw。01、02的示范性值可以是6，800 ，而1^1、1^2的示范性值可以是40111!1。在变压 器Tl的示范性阻抗传递比(n2/nl)等于4. 5的情况下，这使得fr的值为约48kHz，而fsw 的示范性值可以是约80kHz。图2的图是作为频率(横坐标)的函数的转换器增益(纵坐标)的示范性表示。 该图呈现出了如下这种谐振电路的典型的类似钟形的行为以谐振频率fr为中心，操作/ 开关频率fsw位于谐振回路的谐振范围内并且选择其以标识出期望的工作条件(即，期望 的增益范围)Q。在如图3中所示的实施例中，为了避免半桥的操作频率fsw的细微变化可能会引 起输出功率的改变，可通过从负载Rload得出(以已知的方式)的反馈信号和VCO来控制 输出功率。反馈信号被馈送给具有增益K的调节器并且馈送到作用于开关Si、S2的栅极 的压控振荡器或VCO上，以通过两个接通事件之间适当的死区时间而产生交替的开关(接 通/关断。逻辑反向器INV布置在开关Si、S2的栅极之间，以保证期望的互补开关，即，根 据ZVS (零电压开关)模式，开关Sl随着开关S2关断(相应地，接通)而接通(相应地，关 断))。现在将参照图4至图6中所示的等效模型对本文中所公开的布置的操作进行描 述，所述等效模型指的是如从变压器Tl的一次侧所看到的转换器10的模型。可取决于输出二极管的导通状态来定义两个不同的等效模型。在每个模型中，输 出电感器中的一个输出电感器处于谐振并且与负载串联，而另一个输出电感器与负载并 联。变压器的模型包括一次漏电感Lleakl、励磁电感Lmag和二次漏电感Lleak2。变 压器的励磁电感较之其它而言较大，因此可忽略。以该方式，二次绕组的漏电感可与一次漏 电感串联，并且它们可被认为是仅一个部件Lleak。如前所述，此电感器可以不是谐振回路 的一部分，而是可有利于(与电容器Cpl和Cp2 —起)开关Sl和S2的ZVS行为。Dfl和Df2是续流二极管，其可以是开关Si、S2的一部分(在MOSFET的情况下) 也可以不是。Cpl和Cp2可以是外部电容器、以及开关的寄生电容。总的来说，图4代表两个等效配置(具有Lleakl、Lleak2和Lmag)中的一个等效 配置，而图5和图6示出了没有Lmag的转换器的等效电路的两个配置。通过参考半桥的定时(包括具有Cpl和Cp2的放电阶段以及续流阶段的死区时 间)以及在倍流器的电感器Lrl、Lr2中流动的电流的方向，可以将转换器10的周期性操作 划分成以时刻TO. . . T9为界的十个不同的阶段或间隔。在下表中呈现了此划分。导通阶段的概况 其中-Neg=负
-Pos =正-FW=续流-Dir=直接-C Par = C 寄生TO-Tl (图 7)在此阶段中，两个开关都关断(死区时间)，半桥的电压高并且电流可从变压器流 过高mosfet的续流二极管。Τ1_Τ2(图 8):高mos接通。电流继续流过续流二极管。这是ZVS条件。输出电感器不发生改变。T2-T3 (图 9)开关中以及变压器中的电流都改变方向。高mos处于直接导通并且电流开始以相 反方向流过变压器、串联电感器Lr2和去耦电容器Crl、Cr2。Lrl中的电流的方向不改变。Τ3_Τ4(图 10):并联电感器Lrl中的电流改变方向。Τ4_Τ5(图 11):高mos关断。电流通过使开关的寄生电容器Cpl、Cp2放电而继续在变压器中正向 流动。HB的电压朝着ZVS条件而减小到零。由于一个二极管随着另一个二极管接通而关 断，因此输出电感器互换它们的角色。等效模型改变Lrl为新的串联电感器，而Lr2为新 的并联电感器。Τ5_Τ6(图 12):电流开始流过低开关的续流二极管。不发生其它改变。Τ6_Τ7(图 13):低mos接通。电流继续负向流过续流二极管。这是ZVS条件。输出电感器不发生 改变。T7-T8 (图 14)开关中以及变压器中的电流改变方向，负向流动。低mos处于直接导通并且电流 还在串联电感器Lrl中以及去耦电容器Crl、Cr2中反向。Lr2中的电流的方向不改变。Τ8_Τ9(图 15):并联电感器Lr2中的电流改变方向。T9-T0 (图 16):低mos关断。电流继续负向流过变压器以及mosfet的寄生电容器Cpl、Cp2。HB 的电压增加到接近ZVS条件的Vin。两个输出二极管互换它们的角色，使得输出级的等效模 型再次改变。串联电感器可以再次为Lr2，而并联电感器为Lrl。操作返回到TO。采用同步整流，已在包括如下内容的各种布置中测试了本公开的电路特别是，输 出电压为24V且输出功率为50W的转换器以及输出电压为10V且输出功率为150W的转换
ο本领域技术人员将意识到的是，可以如下实现本公开的电路拓扑采用变压器一 次侧的其它类型的有源开关以及二次侧的整流设备的其它配置(包括同步整流器)而不管 如何驱动、和/或倍流器的其它配置，其可能包括特别是其中本文中所示出的两个示范性电感器合并成单个部件的倍流器配置。另外，二次侧整流滤波级可包括提供同步整流的开
关装置。类似地，可以采用连接到地、连接到Vin或者连接在半桥与变压器之间的单个去 耦电容器来实现本公开的电路拓扑。一个或更多个电容器可以与变压器的二次侧串联布 置，其中，这些额外的电容器可以是也可以不是谐振回路的一部分。有利地，本公开的电路拓扑可包括与开关并联以改进ZVS性能或EMI行为的小电 容器，和/或与整流设备(即，输出二极管D1、D2)并联布置以在关断时改变它们的电压斜 率和电压峰值的小电容器。因此，在不背离本发明的基本原则的情况下，关于仅作为示例描述的内容，这些细 节和实施例可变化，甚至是显著变化，而不脱离所附权利要求所限定的本发明的范围。
权利要求
一种功率转换器(10)，包括-变压器(T1)，具有一次绕组和二次绕组；-一次侧开关电桥布置，包括能够在开关频率(fsw)开关以驱动所述变压器(T1)的一次绕组的至少两个开关(S1，S2)，所述一次侧开关电桥布置包括至少一个去耦电容器(Cr1，Cr2)；以及-二次侧整流滤波级，耦合到所述变压器(T1)的二次绕组，其中，所述二次侧整流滤波级包括具有至少一个电感器(Lr1，Lr2)的倍流器，其中，所述至少一个去耦电容器(Cr1，Cr2)以及所述倍流器中的所述至少一个电感器(Lr1，Lr2)构成谐振频率范围包含所述开关频率(fsw)的谐振回路电路，由此所述转换器呈现出由所述开关频率(fsw)在所述谐振频率范围内的位置(Q)定义的增益。
2.如权利要求1所述的转换器，其中，所述至少一个去耦电容器(Crl，Cr2)连接到地、 连接到所述转换器(10)的输入电压(Vin)或者连接在所述一次侧开关电桥布置与所述变 压器之间。
3.如权利要求1或2所述的转换器，其中，所述一次侧开关电桥(Sl，S2;Crl，Cr2)布置为半桥布置。
4.如权利要求1至3中任一权利要求所述的转换器，其中，所述一次侧开关电桥布置包 括两个去耦电容器(Crl，Cr2)。
5.如权利要求4所述的转换器，其中，所述谐振回路电路包括所述一次侧开关电桥布 置中的所述两个去耦电容器(Crl，Cr2)以及所述二次侧整流滤波级的所述倍流器中的两 个电感器(Lrl，Lr2)。
6.如在前权利要求中任一权利要求所述的转换器，包括耦合到所述开关以改进ZVS 性能和/或EMI行为的电容(Cpl，Cp2)。
7.如在前权利要求中任一权利要求所述的转换器，其中，所述二次侧整流滤波级包括 输出二极管(D1，D2)、以及与所述输出二极管(D1，D2)并联的电容器。
8.如在前权利要求中任一权利要求所述的转换器，包括与所述变压器(Tl)的二次绕 组串联连接的至少一个电容器。
9.如权利要求8所述的转换器，其中，与所述变压器(Tl)的二次绕组串联连接的所述 至少一个电容器包括在所述谐振回路电路中。
10.如在前权利要求中任一权利要求所述的转换器，其中，所述二次侧整流滤波级包括 提供同步整流的开关装置。
11.如在前权利要求中任一权利要求所述的转换器，包括-反馈电路(K)，对由所述转换器(10)驱动的负载的改变敏感；以及-开关驱动装置(VCO，INV)，耦合到所述反馈电路(K)，以控制所述开关(Si，S2)的开 关频率(fsw)，以改变所述开关频率(fsw)在所述谐振频率范围内的位置，从而调整所述转 换器的增益以及维持所述转换器(10)的输出功率等级而与所述转换器(10)驱动的负载的 所述改变无关。
12.一种用于操作功率转换器(10)的方法，所述功率转换器(10)包括-变压器(Tl)，具有一次绕组和二次绕组；-一次侧开关电桥布置，包括能够在开关频率(fsw)开关以驱动所述变压器(Tl)的一次绕组的至少两个开关(Si，S2)，所述一次侧开关电桥布置包括至少一个去耦电容器 (Crl,Cr2)；以及-二次侧整流滤波级，耦合到所述变压器(Tl)的二次绕组，其中，所述二次侧整流滤波 级包括具有至少一个电感器(Lrl，Lr2)的倍流器， 所述方法包括以下步骤-选择所述至少一个去耦电容器(Crl，Cr2)以及所述倍流器中的所述至少一个电感器 (Lrl，Lr2)，以构成谐振频率范围包含所述开关频率(fsw)的谐振回路电路，以及通过选择所述开关频率(fsw)在所述谐振频率范围内的位置(Q)来选择所述转换器的增 ο
全文摘要
一种用于驱动例如发光LED单元的功率转换器(10)，包括变压器(T1)，具有一次绕组和二次绕组；以及一次侧开关电桥布置，包括能够在开关频率(fsw)开关以驱动变压器(T1)的一次绕组的至少两个开关(S1，S2)。所述一次侧开关电桥布置为例如包括一个或更多个去耦电容器(Cr1，Cr2)的半桥布置。二次侧整流滤波级耦合到变压器(T1)的二次绕组。所述整流滤波级被配置成包括至少一个电感器(Lr1，Lr2)的倍流器。所述二次侧整流滤波级的倍流器中的电感器以及一次侧开关电桥布置中的去耦电容器构成谐振频率范围包含所述开关频率(fsw)的谐振回路电路。所述转换器因此呈现出由开关频率(fsw)在谐振回路的谐振频率范围内的位置定义的增益。
文档编号H02M3/337GK101889385SQ200780101826
公开日2010年11月17日 申请日期2007年12月7日 优先权日2007年12月7日
发明者保罗·德安娜, 弗朗切斯科·马尔蒂尼 申请人:奥斯兰姆有限公司