专利名称：电力变换装置和模块的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力变换装置和模块。
背景技术：
用于从三相交流变换成直流的PWM变换器装置和将直流变换成三相 交流的系统连接用电力变换装置或三相交流电动机驱动用的逆变器装置 得到普及。
在这样的装置中，在三相电源电压不平衡的情况，或由于制造时的偏 差而造成的电动机构造上不对称等的情况下，三相交流电流就会不平衡。
若三相交流电流不平衡，则电流集中到电力变换器的一相，电流变形 和直流电压的脉动变大，在电动机产生脉动转矩等，出现诸多影响。
特别是，变换器的电抗器或电动机线圈的电感值越小，电流不平衡就 越大。
过去，为了平衡地控制三相交流电流，例如，如在专利文献l和专利 文献2所记载，提出如下方法检测三相电源电压，算出电源电压的不平
衡分量，在变换器电路的三相电压指令中追加补偿分量。
专利文献l:日本特开2003 — 88141号公报 专利文献2:日本特开2002 — 354815号公报 专利文献3:日本特开2006—67754号公报
但是，根据如所述专利文献的方法，需要高精度的三相电源电压传感 器，在控制部中电压信号处理也必不可少。
若使用大量的电压传感器，会提高成本，另一方面，可能会由于传感 器误差或电源噪声造成控制性能降低。另外，由于部件的增加，装置的可 靠性也会降低。
进而，在上述现有技术中，在控制部中使用微型计算机的情况下，由 于需要大量的A/D变换器和信号运算处理，所以，低成本微型计算机的使
用受到了限制。
另外，在驱动三相交流电动机的逆变器装置的情况下，由于直接检测 电动机的感应电压比较困难，所以上述方法的应用较难。
发明内容
本发明的目的在于实现一种电力变换器或模块，其不检测电源电压或 电动机感应电压，从交流电流信号中抽取不平衡成分，来对电力变换器的 输出电压进行调整，可以平衡地对交流电流进行控制。
在电力变换装置中，从流入到所述电力变换器的交流电流或自所述电 力变换器输出的交流电流中抽出不平衡电流成分，基于所述不平衡电流成 分，按照抑制所述交流电流的不平衡电流成分的方式，对所述电力变换器 的交流电压进行调整。
可以实现不检测电源电压或电动机感应电压，从交流电流信号抽出不 平衡成分，调整电力变换器的输出电压，能平衡地控制交流电流的电力变 换器或模块。
图1是表示本发明的实施例1的变换器装置的构成图。
图2是本发明的实施例1的变换器控制框图。
图3是本发明的实施例1的电流不平衡成分算出方法1的说明图。
图4是本发明的电流不平衡成分算出方法2的说明图。
图5是本发明的电流不平衡成分算出方法3的说明图。
图6是本发明的平衡控制增益算出方法的说明图。
图7是本发明的指令电压的补偿方法的说明图。
图8是表示本发明的效果的一个例子的电压电流波形。
图9是表示本发明的实施例2的逆变器装置的构成图。
图10是本发明的实施例2的逆变器控制框图。
图11本发明的平衡控制增益算出方法的说明图。
图12是表示本发明实施例3的逆变器装置的构成图。
图13是表示本发明的实施例4的模块的构成图。
图14是表示本发明的实施例5的变换器 逆变器装置的构成图。 图15是表示本发明的实施例5的变换器 逆变器模块的构成图。 符号说明
l一交流电源，2 —脉动滤波器、3 —电抗器、4一变换器电路，5 —平 滑电容器，6 —控制部，7 —母线直流电流检测器，8 —直流电压检测器，9 一负载，IO—电压控制器，ll一矢量控制器，12 —相位推定器，13、 20— 2/3变换器，14 — 3/2变换器，15 —指令电压调整器，16—平衡调整增益运 算器，17—PWM控制器，18—电流再现&不平衡成分运算器，19一低通 滤波器，21 —电压控制器，22 —三相电流再现处理器，23 —周期平均处理 器，24 —移动平均处理器，25a、 25b、 25c—比例 积分控制器或积分控 制器，201—整流器，202 —逆变器控制部，203—电动机，204、 205—电 流指令发生器，301—直流电源，401—控制部基板，402 —半导体元件(功 率模块)，501—变换器/逆变器控制部，502—变换器/逆变器模块，503 — 变换器/逆变器模块基板。
具体实施例方式
以下，参照附图，对实施例进行说明。 实施例1
图1表示本发明的实施例1的将三相交流变换成直流的变换器装置的 构成图。
如图1所示，变换器装置由如下构成变换器电路4，其通过脉动滤
波器2和电抗器3与三相电流源1连接；与所述变换器电路4的直流输出 端子连接的平滑电容器5以及控制所述变换器电路4的控制部6;分流电 阻以及母线直流电流检测器7，其连接于所述平滑电容器5和所述变换器 电路4之间，检测母线直流电流；和直流电压检测器8。另外，控制部6 使用微型计算机或DSP (Digital Signal Processor)等的半导体运算元件。 图2表示与所述变换器装置中的控制部6内的变换器控制相关的构成图。
用电压控制器10，根据来自所述直流电压检测器8的电压信号(Ed) 和直流电压指令值(Ed*)的偏差，作成q轴电流指令值(iq*)。另外，
为了使输入电流的无效电流成分最小，使d轴电流指令值(id*)成为0。 电流再现&不平衡成分运算器18用来自所述母线直流电流检测器7 的母线直流电流的检测信号(IDC)和输出指令电压信号(Vu*'、 Vv*'、 Vw*')，进行三相交流电流(Iu、 Iv、 Iw)的再现和电流不平衡成分(Iu—ub、 Iv一ub、 Iw一ub)的运算处理。具体的运算方法在后面叙述。
指令电压运算处理21将再现的三相交流电流(Iu、 Iv、 Iw)在3/2变 换器14中向dp轴坐标上的值(id， iq)变换，求出与各个指令值(Id*， iq*)的偏差，通过矢量控制器11算出dq轴上的指令电压(Vd*， Vq*)。 釆用算出的dq轴的指令电压(Vd *， Vq*)和来自相位推定器12的 相位信息(edc)，通过2/3变换器13算出三相指令电压(Vu*、 Vv*、 Vw"。
上述相位推定器12内的处理，由于使用了在专利文献3所公开的电
源无传感器控制法，所以，详细说明省略。
下面，对三相交流电流不平衡成分的运算方法进行说明。
方法l:如图2所示，首先采用低通滤波器19除去3/2变换器14的
输出即dq轴电流分量(id， dq)的脉动成分和交流成分，采用2/3变换器
20对余下的直流成分进行逆变换，由此，算出三相交流电流的平衡参考值 (iu—r、 iv一r、 iw—r)。接着，在电流再现&不平衡成分运算器18中，如图
3所示，求出交流电流(Iu、 Iv、 Iw)的各相的绝对值和所述平衡参考值 (iu_r、 iv一r、 iw一r)的绝对值之差，抽出电流不平衡成分(Iu一ub、 Iv_ub、
Iw一ub)。
通过如上述的运算，可以从3/2变换器14的输出即dq轴电流分量(id， iq)中抽出电流不平衡成分(Iu—ub、 Iv_ub、 Iw—ub)。
这里，从各相交流电流(Iu、 Iv、 Iw)抽出电流不平衡成分(Iu—ub、 Iv—ub、 Iw一ub)的其他的2种方式如下所示。下述的2种方式是不进行向 旋转坐标系的变换，从各相交流电流(Iu、 Iv、 Iw)抽出电流不平衡成分 (Iu—ub、 Iv—ub、 Iw—ub)的方式。
方法2:如图4所示，在交流电源电压n/2 (n: 1、 2、)周期 的期间，算出各相交流电流(Iu、 Iv、 Iw)的绝对值的积分值或累计值， 根据各积分值或累计值，对三相交流电流的平均值Iave进行运算，将各相
的积分值或累计值与三相交流电流的平均值lave之间的差作为电流不平 衡成分(Iu—ub、 Iv—ub、 Iw一ub) o
方法3:如图5所示，算出各相交流电流(Iu、 Iv、 Iw)的绝对值的 移动平均值(设定移动平均的长度为交流电压n/2 (n: 1、 2、)周 期)，根据各相的移动平均值运算三相交流电流的平均值Iave，将所述各 相的移动平均值和所述平均值lave的差作为电流不平衡成分(Iu一ub、 Iv一ub、 Iw_ub)。
实施例1虽然是以在图3表示的方式为基础进行的说明，但是，采用 在图4、图5中所示的方式也可以进行电流不平衡成分的抽出。特别是， 在利用缺乏运算能力的半导体运算元件的情况下，图4、图5中所示的方 式较有效。
图6表示三相平衡调整增益(Ku—ub、 kv一ub、 kw—ub)的算出方法。 三个比例，积分控制器或积分控制器25a、 25b、 25c利用在所述方法算出 的电流不平衡成分(Iu一ub、 Iv一ub、 Iw一ub)算出各相补偿量。另外，按照 使所述各相补偿量的和为0的方式，计算所述各相补偿量的平均值kave， 求出所述各相补偿量和所述各相补偿量的平均值kave的差，将其作为三 相平衡调整增益(Ku一ub、 kv一ub、 kw_ub)输出。
图7表示采用所述三相平衡调整增益，对三相指令电压进行补偿的两 个方法。
将dq轴的指令电压分量向三相进行逆变换的交流指令电压(补偿前 Vu*、 Vv*、 Vw*)与所述平衡调整增益(Ku_ub、 kv—ub、 kw—ub)相乘， 算出补偿分量(AVu*、 AVv*、 AVw*)，再将求得的值与交流指令电压(补 偿前Vu*、 Vv*、 Vw"相加。
另夕卜，作为另一个方式，将上述平衡调整增益(Ku—ub、 kv_ub、 kw一ub)
与1相加后，再与交流指令电压(补偿前VU*、 VV*、 VW*)相乘，算
出交流指令电压(Vu*'、 Vv*'、 Vw*')。
这里，采用上述两种方式的任意一种都能获得相同的结果。另外，虽 然在图7右图，将平衡调整增益(Ku—ub、 kv—ub、 kw_ub)与1相加，但 由于平衡调整增益(Ku—ub、 kv一ub、 kw一ub)在交流指令电压中反映即可， 所以也可以减去或者加上1等的规定值。
最后，如图2所示，将补偿后的三相交流指令电压(Vu *'、 Vv*'、 Vw*')输入到PWM控制器17，并输出PWM信号。
这里，利用具体例子对电流平衡控制循环的动作进行说明(参照图2、 图6、图7)。
例如，在U相电流(Iu)比其他相电流小的情况下，U相的电流不平 衡成分(Iu—ub)成为负的量。如图6所示，将U相电流不平衡成分(Iu_ub) 在比例，积分控制器或积分控制器中进行处理，获得负的U相平衡调整增 益(ku_ub)。接着，如图7所示，通过将U相指令电压(补偿前Vu*) 与负的补偿分量(AVu*)相加，从而由于变换器的U相输出电压(Vu*') 下降，U相电源电压和变换器的U相电压的差变大，所以，U相电流变大。
图8表示三相电源电压不平衡时的仿真结果。电流平衡控制关闭(off) 时(0.3 0.4[s])，三相交流电流变得不平衡，1相份量的电流振幅较大。 上述电流平衡控制开启(on)后(0.4[s] )，三相交流电流成为平衡后的 正弦波。同时，直流电压的脉动成分也减少了。
在本实施例中，采用分流电阻来检测母线直流电流，但实际并不限于 分流电阻，也可以采用电流传感器等。当然，也可以采用电流传感器直接 检测三相电流来代替检测母线直流电流。
在本实施例中，对三相交流电源的应用进行了说明，但在多相电源的 情况下，也可以适用相同的方法。
实施例2
图9表示本发明的实施例2的电动机驱动用逆变器系统的构成。 设定与上述实施例1的图2相同的符号为进行相同的动作的器件。与
图1不同的部分是将交流变换成直流的整流器201、逆变器控制部202和
电动机203。
图10表示上述逆变器控制部202内的控制构成。
设定与所述实施例1的图2相同的符号为进行相同的动作的器件。与 图2不同的部分是q轴电流指令发生器204， d轴电流指令发生器205。
q轴电流指令发生器204、 d轴电流指令发生器205按照来自外部的速 度指令值co、作成dq轴电流指令值(id"卩iq"。
下面的动作，由于和实施例l相同，所以省略。
这里，对逆变器系统的补偿分量的处理进行说明。
在实施例1也叙述了采用三相指令电压的补偿分量来调整三相指令电 压，但逆变器系统中的三相指令电压调整与实施例1的三相变换器的情况 相反。作为具体的方法，如图11所示，对平衡控制增益赋予负号。
例如，U相电流(Iu)比其他相电流小的情况下，U相电流不平衡成 分(Iu—ub)成为负的量。将U相电流不平衡成分(Iu一ub)在比例*积分 控制器或积分控制器中进行处理，赋予负号，获得正的U相平衡调整增益 (ku一ub) c
最后，通过将U相指令电压(补偿前Vu*)与正的补偿分量(AVu*) 相加，逆变器的U相输出电压(Vu*0上升，U相电流变大。
但是，本实施例的逆变器系统在功率回生运行的情况下，不需要上述 负号处理(和实施例l相同的处理)。
在电力变换方向需要两个方向的情况下，平衡控制增益的正负调整需 要根据电力变换方向进行自动变更。作为一个方法，遵从功率变换的方向 或有效电流指令(iq*)的正负，决定所述平衡调整增益的正负。
在实施例1和本实施例均叙述了采用分流电阻检测母线直流电流，但 实际并不限于分流电阻，也可以用电流传感器等。当然，也可以用电流传 感器直接检测三相电流来代替检测母线直流电流。
根据上述控制方法，在不使用交流电压传感器，低成本的电路构成的 电动机驱动用逆变器装置中，可以进行输出交流电流的平衡控制。
实施例3
采用图U对本发明的实施例3进行说明。
设定与所述实施例1的图1以及实施例2的图9相同的符号为进行相 同的动作的器件。
本实施例表示从本发明的实施例2的逆变器装置的直流电源301 (蓄 电池、太阳能电池或燃料电池等)向交流电源变换的利用形态的一个例子。 换言之，本实施例是实施例1的电力变换方向变为相反的情况。
各不平衡调整增益的算出方法、输出指令的补偿方法与所述实施例2 相同。
同样地，在本实施例的电力变换方向需要两个方向的情况下(例如，
UPS电源装置的情况)，平衡调整增益的正负调整需要根据电力变换方向 进行变更。
实施例4
作为本发明的产品的最终形态的一个例子，图13表示将实施例1的 三相变换器装置或实施例2的电动机驱动用逆变器装置或实施例3的系统 连接用逆变器装置模块化后的产物。
在控制部基板401配置有控制电路的电源、控制微型机算计、检测 电路和半导体元件(功率模块)402，若成为模块，则可以小型化并且可 以期待装置成本的降低。
根据本发明，在上述模块的交流侧，即使没有交流电压传感器，也可 以进行交流电流的平衡控制，可以实现模块的小型化和提高控制性能。另 外，由于在各开关元件处理的电流几乎相同，因此还可以改善装置的可靠 性和效率。
实施例5
作为本发明的产品的最终形态的一个例子，图14表示了将实施例1 的三相变换器装置和实施例2的电动机驱动用逆变器装置模块化后的产 物。
这里，成为如下形态母线直流电流检测器7、逆变器直流电流检测 电路7a、直流电压检测器8、变换器/逆变器控制部501、变换器电路4和 逆变器电路4a在同一基板上构成，被容纳于l个模块内。
通过模块化，可以减少控制部的通用部件(例如，控制微型计算机、 电源电路、直流电压检测电路的共用)。另外，通过变换器和逆变器的控 制信息的共享，控制的响应也能加快。
图15表示模块的形态。
这里的模块是指"标准化的构成单位"的意思，由可以分离的硬件/ 软件部件构成。另外，制造上，优选在同一基板上构成，但并不限于同一 基板。由此，也可以在内置于同一框体的多个电路基板上构成。
根据本发明，在不使用一切交流电压传感器和电流传感器，在低成本 电路构成的PWM变换器装置和电动机驱动用的逆变器装置中，可以进行 输入*输出交流电流的平衡控制，实现模块的小型化和提高控制性能。另
外，由于各个开关元件处理的电流几乎相同，因此也可以改善装置的可靠 性和效率。
另外，作为应用，也可以只在变换器装置或逆变器装置的一方使用本 发明。
如上所述，本发明可以实现不检测电源电压或电动机感应电压，从交 流电流信号抽出不平衡成分，调整电力变换器的输出电压，能平衡地控制 交流电流的电力变换器或模块。
权利要求
1.一种电力变换装置，将交流变换成直流或者将直流变换成交流，从流入到所述电力变换装置的交流电流或者自所述电力变换装置输出的交流电流中抽出不平衡电流成分，基于所述不平衡电流成分，按照抑制所述交流电流的不平衡电流成分的方式，调整所述电力变换装置的交流电压。
2. 根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 根据所述不平衡电流成分，算出校正所述电力变换装置的交流电压的平衡调整增益，釆用所述平衡调整增益来调整所述电力变换装置的交流电压。
3. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 通过母线直流电流来推定所述交流电流。
4. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 算出所述交流电流的各相的大小和所述各相的大小的平均值，将所述各相的大小与所述各相的大小的平均值之间的差设定为所述不平衡电流 成分。
5. 根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于， 所述各相的大小采用所述交流电流的有效值、最大值、振幅值、绝对值的平均值、规定期间的积分值、累计值、移动平均值或直流成分中的一 个。
6. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 在交流电压n/2周期的期间，算出所述各相交流电流的绝对值的积分值或累计值，根据所述各相的积分值或累计值来运算所述交流电流的平均 值，将所述各相的积分值或者累计值与所述平均值之间的差设定为所述不 平衡电流成分，其中n为1、 2、。
7. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 算出所述交流电流的各相的绝对值的移动平均值，根据所述各相的移动平均值来运算所述交流电流的平均值，将所述各相的移动平均值和所述 平均值之间的差设定为所述不平衡电流成分，其中移动平均的长度为交流 电压n/2周期，n为1、 2、。
8. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 通过将所述交流电流向旋转坐标系变换来抽出所述交流电流的直流成分，通过将所述直流成分进行再次逆变换来作成所述交流电流的平衡参 考值，将所述交流电流的各相的绝对值与所述平衡参考值的绝对值之间的 差设定为所述不平衡电流成分。
9. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 将所述交流电流向dq轴坐标变换，采用低通滤波器从dq轴成分量抽出直流成分，通过对所述直流成分进行再次逆变换来作成所述交流电流的 平衡参考值，将所述交流电流的各相的绝对值与所述平衡参考值的绝对值 之间的差设定为所述不平衡电流成分。
10. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于， 采用比例，积分控制器或者积分控制器，根据所述不平衡电流成分算出所述平衡调整增益。
11. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，将采用比例 积分控制器或者积分控制器从所述不平衡电流成分算出 的补偿量和所述补偿量的平均值之差设定为所述平衡调整增益。
12. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于， 按照所述电力变换装置的电力变换方向，将所述平衡调整增益调整为正以及负。
13. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于， 按照所述电力变换装置的电流方向，将所述平衡调整增益调整为正以及负。
14. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，构成为通过将所述电力变换装置的交流指令电压与所述平衡调整增 益相乘，算出所述交流指令电压的不平衡补偿量，将所述不平衡补偿量与 所述各相的交流指令电压相加或相减。
15. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，构成为将所述平衡调整增益与l等的规定值相加或相减后，与所述 电力变换装置的各相的交流指令电压相乘。
16. —种模块，具有将多相的交流变换成直流或者将直流变换成多相的 交流的电力变换器，从流入到所述电力变换器的交流电流或者自所述电力变换器输出的交流电流中抽出不平衡电流成分；基于所述不平衡电流成分，按照抑制所述交流电流的不平衡电流成分 的方式，调整所述电力变换器的交流电压。
17. —种模块，具有变换器电路，其将交流变换成直流，构成为输入侧经由电抗器与交流电源连接，在输出侧的直流端子间连接有平滑电容器；逆变器电路，其将直流变换成交流，输出侧连接在电动机上； 检测所述变换器电路的输入交流电流或直流侧的母线直流电流的电流检测电路；检测所述逆变器电路的输出交流电流或直流侧的母线直流电流的电 流检测电路；和控制部，其采用所述电流检测电路的电流检测值来控制所述变换器电 路和所述逆变器电路，所述模块的特征在于，抽出所述变换器电路的输入交流电流的不平衡电流成分，根据所述不 平衡电流成分，按照抑制所述交流电流的不平衡电流成分的方式，调整所 述变换器电路的交流电压，抽出所述逆变器电路的输出交流电流的不平衡电流成分，根据所述不 平衡电流成分，按照抑制所述交流电流的不平衡电流成分的方式，调整所 述逆变器电路的交流电压。
全文摘要
本发明提供一种电力变换装置以及模块，以实现不检测电源电压或电动机感应电压，从交流电流信号抽出不平衡成分，对电力变换器的输出电压进行调整，可以平衡地控制交流电流的电力变换器或模块作为课题。在电力变换装置中，具有如下特征从流入到所述电力变换装置的交流电流或从所述电力变换装置输出的交流电流中抽出不平衡电流成分，基于所述不平衡电流成分，按照抑制所述交流电流的不平衡电流成分的方式，对所述电力变换装置的交流电压进行调整。
文档编号H02M7/48GK101369783SQ20081010995
公开日2009年2月18日 申请日期2008年6月11日 优先权日2007年6月15日
发明者岩路善尚, 李东升, 栗田佳明, 能登原保夫 申请人:日立空调·家用电器株式会社