专利名称：用于恒定导通时间变换电路的控制电路及其方法
技术领域：
本发明涉及直流变换电路，更具体地说，本发明涉及恒定导通时间直流变换电路。
背景技术：
恒定导通时间直流变换电路由于其优越的负载暂态响应、简单的内部结构和平滑的工作模态切换，在电源变换领域得到了很好的应用。 如图1所示的电路为传统恒定导通时间直流变换电路50。如图1所示，一恒定时间计时器^接收电路50的输入VIN和电路50的输出V。UT。电路50的输出V。UT同时经由电阻&和电阻R2组成的反馈回路得到一反馈信号VFB，并被输送至比较器U2的反相输入端；比较器U2的同相输入端接收参考电平V，，其输出端连接至与门U4的一个输入端；与门U4的输出端连接至RS触发器U5的置位端S ;RS触发器U5的复位端R接收恒定时间计时器电路^的输出信号；RS触发器U5的输出Q —方面输送至驱动器U6的输入端，另一方面反馈回恒定时间计时器^和最小关断时间电路U3 ;最小关断时间电路U3接收RS触发器U5的输出信号，并产生一最小关断时间的低电平信号给与门U4的另一个输入端；驱动器Ue的两个输出信号分别用以驱动电路50输出级上开关管M工和下开关管MJ本说明书及其附图中，部分地方为简便表述，将两者分别简称为上管M工和下管M2)。由输出级出来的信号经由电感L、理想电容Co后得到电路输出信号V。UT。其中ESR为理想电容Co实际的等效串联阻抗。
电路运行时，当电路50输出V。UT的反馈信号VFB低于参考电平VKEF时，比较器U2输出为正，若此时最小关断时间电路^输出也为正，则与门^将输送一个高电平信号至RS触发器U5，从而触发RS触发器U5，使之输出信号Q为正。此正的信号Q通过驱动器U6将电路50的上开关管M工导通、下开关管M2关断，输出V。UT升高。当输出V。UT升高至使得经由分压器后，其反馈信号VFB高于参考电平VKEF时，比较器U2输出为负，进而RS触发器U5的置位端S为零，其输出Q保持原来的状态。正的信号Q同时使恒定时间计时器仏开始计时。当恒定时间计时器仏计时达到预设值时，其输出0变高，进而对RS触发器U5进行复位，从而使得RS触发器U5的输出Q变低；此低的信号Q通过驱动器U6将电路50的上开关管M工关断、下开关管12开通，使得输出V。UT降低。应当指出，在上开关管M工关断、下开关管12开通时，电感电流在输出电压的作用下线性下降。当负载电流较小时，电感电流可能下降到零并反向流动。为了防止电感电流反向流动，通常的做法是在电感电流下降至零时将下开关管M2关断或使其工作为一个等效的微电流源。这里不再具体示出。同时此低的信号Q被输送至最小关断时间电路仏，使^输出一个最小关断时间的低电平信号至与门^，从而在这段最小关断时间内无效与门U4的另一个输入，即此时不管比较器U2的输出为正或者为负，与门U4的输出均为负。当输出V。UT的反馈信号VFB降低至低于VKEF时，比较器U2输出为正，并且经过了最小关断时间，因此与门U4输出为正，进而置位RS触发器U5，电路工作开始一个新周期。 本领域的技术人员可以意识到，这里最小关断时间电路U3的作用为电路正常工作时，当恒定导通时间过后，RS触发器U5的输出Q为低，电路50的上开关管M工被关断，下开关管M2被开通，输出V^开始下降。为了避免由于噪声干扰等其它原因，导致比较器^
在经过了一个恒定导通时间以后又立刻进入下一个周期，输出高电平信号，从而置位RS触发器，最小关断时间电路U3此时刻检测到低电平的信号Q，并输出一个最小关断时间的低电
平信号至与门^，来无效此时比较器^输出的高电平信号，确保电路正常工作时，使得上开
关管M工的门极驱动信号有一个最小关断时间的低电平状态。 图2 (a)和图2 (b)为图1所示电路50上开关管M工门极驱动信号、阻抗ESR两端电压纹波、理想电容Co两端电压纹波以及电路50输出电压纹波的波形。如图所示，当电路处于稳态工作时，由于ESR和负载相比，其阻抗值非常小，可以认为电感电流的纹波部分全部流经等效串联阻抗ESR以及理想电容Co，从而在ESR上产生一个与电感电流纹波部分同相且幅值与之成比例的一个纹波电压；同时，理想电容Co对该纹波电流起积分作用，产生一个电容纹波电压。应当注意到，由于电容的积分作用，产生的电容纹波电压与电感纹波电流之间存在90度的延迟。当ESR的阻抗值比较大时，与理想电容Co两端的电压纹波相比，ESR两端的电压纹波占主导，则电路50输出V。UT的纹波主要由两端ESR的电压纹波决定，如图2(a)所示，此时输出电压比较稳定；而当ESR的阻抗值比较小时，与理想电容Co两端的电压纹波相比，理想电容Co两端的电压纹波占主导，则电路50输出电压V。UT的纹波主要由理想电容Co的电压纹波决定，此时，系统极有可能会产生次谐波振荡现象，系统失去稳定，如图2(b)所示。 综上所述，图1所示的传统恒定导通时间直流变换电路50需要阻抗值大的等效串联阻抗ESR来稳定系统。因此，在例如笔记本电脑等特殊的应用场合，传统恒定导通时间直流变换电路就不能采用体积小价格低廉的陶瓷电容作为输出电容，而需采用价格相对昂贵的高分子有机半导体固体电容器(sp-c即)。 因此有需要提出一种在低的等效串联阻抗情况下(即选用低成本陶瓷电容时)仍可以使系统稳定的恒定导通时间直流变换电路。
发明内容
因此本发明的目的在于提供一种改进的恒定导通时间控制方法及电路。基于该方法的改进型恒定导通时间控制的直流变换电路无需依赖输出电容的等效串联阻抗ESR来使系统稳定。即使采用零ESR的输出电容，该改进型变换电路也可以实现稳态工作及负载电流跳变时系统的稳定工作，此外还可进一步改善系统的动态响应性能。
为实现上述目的，本发明公开了一种用于恒定导通时间变换电路的控制电路，包括一恒定时间计时器，用以提供一恒定时间计时信号；一最小关断时间电路，用以提供一最小关断时间信号；一反馈回路，用以反馈所述变换电路的输出信号，并提供一反馈信号；一比较器，用以比较所述反馈信号与一参考信号，并提供一比较信号；一逻辑电路，用以接收所述恒定时间计时信号、所述最小关断时间信号、所述比较信号，并提供一逻辑输出信号；一驱动器，用以接收所述逻辑输出信号，并提供驱动信号至所述变换电路输出级；以及一补偿电路，用以提供一补偿信号至所述比较器。 本发明还公开了一种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，包括用一恒定时间计时器接收所述变换电路的输入信号、所述变换电路的输出信号、以及一逻辑电路的逻辑输出信号，并输出一恒定时间计时信号至所述逻辑电路的第三输入端；用一最小关断时间
7电路接收所述逻辑电路的逻辑输出信号，并输出一最小关断时间信号至所述逻辑电路的第 二输入端；用一反馈回路接收所述变换电路的输出信号，并输出一反馈信号至一比较器的 一端；所述比较器的该端同时接收一补偿信号；用所述比较器将所述反馈信号与所述补偿 信号之和与一参考信号进行比较，并输出一比较信号至所述逻辑电路的第一输入端；用所 述逻辑电路接收所述恒定时间计时信号、所述最小关断时间信号、以及所述比较信号，并输 出所述逻辑输出信号至所述恒定时间计时器、和所述最小关断时间电路、一驱动器以及一 补偿电路；用所述驱动器接收所述逻辑输出信号，并输出两个驱动信号，用以控制所述变换 电路输出级上开关管和下开关管的开通和关断状态；用所述补偿电路接收所述逻辑输出信 号，并输出所述补偿信号至所述比较器。 本发明还另外公开了一种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，包括比较一反 馈信号、一补偿信号的代数和与一参考信号的大小；基于比较结果控制所述变换电路输出 级的开关管状态；其中当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和大于所述参考信号时，保持 输出级开关管状态不变；当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和小于所述参考信号时，将 输出级上开关管开通、下开关管关断，同时将所述补偿信号清零后开始将其增大，直至恒定 导通时间到达；再次比较所述反馈信号、所述补偿信号的代数和与所述参考信号的大小； 当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和小于所述参考信号时，保持所述输出级上开关管 开通、所述补偿信号继续增大；当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和大于所述参考电平 时，将所述输出级上开关管关断、下开关管开通，同时将所述补偿信号减小，并检测所述变 换电路的电感电流，直至最小关断时间到达。 本发明还公开了一种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，包括比较一参考信 号、一补偿信号的代数差与一反馈信号的大小；基于比较结果控制所述变换电路输出级的 开关管状态；其中当所述参考信号、所述补偿信号的代数差小于所述反馈信号时，保持所述 输出级开关管状态不变；当所述参考信号、所述补偿信号的代数差大于所述反馈信号时，将 所述输出级上开关管开通、下开关管关断，同时将所述补偿信号清零后开始将其增大，直至 恒定导通时间到达；再次比较所述参考信号、所述补偿信号的代数差与所述反馈信号大小； 当所述参考信号、所述补偿信号的代数差大于所述反馈信号时，保持所述输出级上开关管 开通、所述补偿信号继续增大；当所述参考信号、所述补偿信号的代数差小于所述反馈信号 时，将所述输出级上开关管关断、下开关管开通，同时将所述补偿信号减小，并检测所述变 换电路的电感电流，直至最小关断时间到达。 本发明采用上述结构的电路及控制方法，通过设置的补偿电路，使其与恒定导通 时间变换电路的输入信号、输出信号作相应变化的补偿信号跟随电感电流的变化，相当于 现有技术中(如图1)输出电容等效串联阻抗ESR的作用，并通过补偿电路的设计，使变换 电路克服了在零ESR情况下系统输出不稳定的缺点；并且，通过引入的补偿电路的设计，可 以在负载电流正跳变时给负载提供很好的负载响应，解决了现有技术这方面存在的不足问 题。因而，本发明适用于恒定导通时间直流变换电路，以提高其性能。
图1为传统恒定导通时间直流变换电路。 图2(a)为图1所示电路当电容等效串联阻抗ESR阻抗值较大时各信号波形图。
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图2(b)为图1所示电路当电容等效串联阻抗ESR阻抗值较小时各信号波形图。 图3为根据本发明的一种改进恒定导通时间直流变换电路。 图4为图3所示电路的补偿电路的具体电路结构图。 图5为图4所示电路两个开关的控制信号、电容的充放电电流、以及电容两端的电 压波形图。 图6为根据本发明一个实施例的改进恒定导通时间直流变换电路。 图7为根据本发明另一个实施例的改进恒定导通时间直流变换电路。
具体实施例方式
如图3所示，为根据本发明的一种改进恒定导通时间直流变换方法流程图。电路 开始运行时，将一反馈信号VFB和一补偿信号Vsl，的代数和与一参考信号VK进行比较。当 反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代数和大于参考信号VK时，即VFB+Vsl， > VK时，保持电路 输出级当前的开关状态；当反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代数和小于参考信号VKEF时，即 VFB+Vsl， < VK时，将电路输出级的上开关管M工开通，下开关管M2关断，并将补偿信号Vsl， 清零后使其增大，上开关管M工被维持恒定导通时间T。N时间段的导通状态。当T。N结束时， 若VFB+Vsl， < VK，上开关管M工被继续开通，补偿信号Vsl，继续增大。则输出V。UT继续增大， 即反馈信号VFB继续增大。当反馈信号VFB和补偿信号Vsl，增大到VFB+Vsl， > VK时，上开 关管M工被关断、下开关管M2被开通，则电感电流L开始减小。同时补偿信号Vsl，也开始 减小。若电感电流^减小到零，电路将下开关管M2关断，或控制下开关管M2使其工作在 等效微电流源模式；若电感电流V没有减小到零，维持下开关管M2开通状态，直至最小关 断时间T。FF结束。T。FF结束后，回到电路开始运行时候的状态，判断VFB+Vsl，与VK的大小情 况。若VFB+Vsl， > VK，保持当前的开关状态，即上开关管M工被关断、下开关管M2被开通；若 VFB+Vsl， < ^，将上开关管M工开通、下开关管12关断，电路运行开始一个新周期。本领域技 术人员应当认识到，也可以对参考信号VK和补偿信号Vsl，的代数差与反馈信号VFB进行比 较，即判断V^与(VVsl。p》大小。若Vm〉 (VU，保持电路输出级当前的开关状态；当 VFB < VK-Vsl，时，将电路输出级的上开关管M工开通，下开关管M2关断，并将补偿信号Vsl， 清零后使其增大。 可以看到，补偿信号Vsl，是这样一个信号当上开关管M工被开通、下开关管M2被 关断的瞬间，补偿信号Vsl，被清零，随后开始增大；当上开关管M工被关断、下开关管M2被开 通时，补偿信号Vd，减小。即补偿信号充当了现有技术中输出电容阻抗值大的等效串联阻 抗ESR的作用，是一个与电感电流纹波部分同相且幅值与之成比例的一个纹波电压。因此 补偿信号Vsl。pe增大时，其斜率正比于(VIN-V。)；而补偿信号Vsl。pe减小时，其斜率正比于V。， 其中VIN为恒定导通时间变换电路的输入信号，V。为其输出信号。 图4示出了产生补偿信号Vd，的补偿电路。如图4所示，补偿电路包括一第一电 流源U『一第二电流源U『一第一开关S^—第二开关S^ —电容Csl，，以及一脉冲产生器。 其中第一电流源Un的输出电流L正比于输入V^，第二电流源U12的输出电流12正比于输 出V。。第一电流源Uu的电流流出端连接至第一开关S工的一端，第一开关S工的另一端连接 至电容Cd，的一端。电容Cd，该端点作为补偿电路的输出端，该端点的信号作为补偿电 路的输出信号，即补偿信号Vsl，与变换电路的反馈信号VFB进行相加；同时电容Csl，的这
9一端连接至第二电流源U12的电流流入端，从而在第二开关S2被关断时给电容Cd，放电；
连接至第二开关s2，从而在s2被开通时对电容csl，两端电压vsl，进行复位。电容csl，的 另一端、第二电流源u^的电流流出端以及第二开关^的另一端接地。第一开关s工的控制 端作为补偿电路的输入端，接收变换电路的逻辑输出信号Q，此信号与直流变换电路输出级 上开关管M工的控制信号同步；脉冲产生器也接收此信号，并根据此信号的上升沿产生一短 脉冲的高电平信号，来控制第二开关S2的开通与关断状态。 当信号Q为高时，脉冲产生器输出一短脉冲的高电平信号。于是第一开关&和第 二开关S2均被开通，第二开关S2复位电容Csl，两端电压，即补偿信号Vsl，此时被复位清 零。此短脉冲过后，第二开关S2被关断，第一电流源Uu和第二电流源U12共同作用，开始给
电容Csl，充电，充电斜率为^1^ 。当信号Q变低时，第一开关S工被关断，第二电流源U12开
始给电容csl，放电，放电斜率为77^ 。第一开关s工的控制端信号、第二开关s2的控制端信
号、电容Csl，的充放电电流以及电容Csl，两端的电压如图5所示。从图5可以看出，电容 Cd，两端电压即为所需的补偿信号。并且因为在第一电流源Un开始给电容Cd，充电之 前，第二开关S2对电容Csl，两端电压进行复位，因此不会引入额外的误差，不会引入输出 电压偏置。而电流L正比于输入V^，电流I2正比于输出V。，则电容Cd，的充电斜率正比于
vIN-v。，电容csl。pe的放电斜率正比于v。。即补偿信号vsl。pe的增大斜率正比于vIN-v。，其减小
斜率正比于V。，补偿信号Vd，的作用即为现有技术理想电容阻抗值大的等效串联阻抗ESR 两端纹波电压所起的作用。因此本发明提供的控制方法克服了在零ESR情况下系统输出不 稳定的缺点。 简单地说，本发明提供了一种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，该方法包 括比较反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代数和与参考信号VK的大小；基于比较结果控制 所述恒定导通时间变换电路输出级的开关管状态当反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代数 和大于参考信号VK时，即VFB+Vsl， > 、，保持输出级开关管状态不变；当反馈信号VFB与补 偿信号Vsl，的代数和小于参考信号VK时，即，VFB+Vsl， < V将输出级上开关管M工开通、下 开关管M2关断，同时将补偿信号Vd，清零后开始将其增大，其增大的斜率正比于输入V^与 输出V。之差，直至恒定导通时间T。N到达。此时再次比较反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代 数和与参考信号VK的大小当反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代数和小于参考信号VK时， 即VFB+Vsl。pe < 、，保持输出级上开关管M工开通、补偿信号Vd，继续以正比于、-V。增大；当 反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代数和大于参考信号VK时，即，VFB+Vsl， > v将输出级上 开关管M工关断、下开关管M2开通，将补偿信号Vsl。pe减小，其减小的斜率正比于输出V。；同时 检测变换电路的电感电流L，直至最小关断时间T。FF到达；若在最小关断时间到达前，检测 的电感电流减小到零，将下开关管M2关断、或者控制其工作在等效微电流源模式。
或者比较参考信号VK和补偿信号Vsl。pe的代数差与反馈信号VFB的大小，基于比 较结果控制所述恒定导通时间变换电路输出级的开关管状态当参考信号^和补偿信号 Vsl，的代数差小于反馈信号VFB时，即VK_Vsl， < V^保持输出级开关管状态不变；当参考 信号VK和补偿信号Vsl。pe的代数差大于反馈信号VFB时，艮卩，VK-Vsl。pe > V^，将输出级上开关 管M工开通、下开关管M2关断，同时将补偿信号Vsl，清零后开始将其增大，其增大的斜率正比于输入VIN与输出V。之差，直至恒定导通时间T。N到达。此时再次比较参考信号VK和补 偿信号Vsl，的代数差与反馈信号VFB的大小当参考信号VK和补偿信号Vsl，的代数差大 于反馈信号VFB时，即VK-Vsl。pe > VFB，保持输出级上开关管M工开通、补偿信号Vsl。pe继续以正 比于VIN-V。的斜率增大；当参考信号VKEF和补偿信号Vsl，的代数差小于反馈信号VFB时，即 Wsl， > V『将输出级上开关管M工关断、下开关管12开通，将补偿信号Vd，减小，其减小 的斜率正比于输出V。；同时检测电感电流L，直至最小关断时间T。FF到达；若在最小关断时 间到达前，检测的电感电流减小到零，将下开关管M2关断、或者控制其工作在等效微电流源 模式。 图6示出了根据本发明一个实施例的改进恒定导通时间直流变换电路100。如图 6所示，电路100采用了图4所示的补偿电路10，同时改进了逻辑电路20，用以改善负载跳 变时的稳定性能。本实施例中，电路IOO包括一恒定时间计时器仏，用以提供一恒定时间计 时信号；一最小关断时间电路仏，用以提供一最小关断时间信号；一由电阻^和电阻&组 成的反馈回路，用以反馈电路100的输出信号，并提供一反馈信号；一比较器^，用以比较 反馈与一参考信号，并提供一比较信号。电路100还包括逻辑电路20，用以接收恒定时间 计时信号、最小关断时间信号和比较信号，并提供一逻辑输出信号；一驱动器U7，用以接收 逻辑输出信号，并提供驱动信号至电路100的输出级；和补偿电路IO，用以提供一补偿信号 Vsl。pe至比较器U2 ;以及由上开关管M工和下开关管M2组成的电路100的输出级、由电感L和 电容C。组成的滤波器。其中补偿电路10、逻辑电路20，反馈回路、恒定时间计时器仏、比较 器^、最小关断时间电路^以及驱动器UJ勾成电路100的控制电路。 电路100的输出电压V。经分压后，所得到的反馈信号VFB加上由补偿电路10输出 的补偿信号Vd，，两者相加的结果送至比较器^的反相输入端，比较器^的同相输入端接 收一参考信号V『在本实施例中，该参考信号为一参考电平V，。第一与门^的一个输入 端作为逻辑电路20的第一输入端，接收比较器仏的输出信号；第一与门UJ勺第二输入端作 为逻辑电路20的第二输入端，接收最小关断时间电路U3的输出信号；第一与门UJ勺输出端 连接至RS触发器U7的置位端S和反相器U5的输入端；反相器U5的输出端连接至第二与门 U6的一个输入端，第二与门U6的另一个输入端作为逻辑电路20的第三输入端，接收恒定时 间计时器仏的输出信号；第二与门U6的输出端连接至RS触发器U7复位端R， RS触发器U7 的输出端连接至驱动器U8的输入端、最小关断时间电路U3的输入端以及恒定时间计时器^ 的第三输入端；恒定时间计时器^的第一输入端通过前馈电阻R^df。，rd接收电路100的输 入V^，其第二输入端接收电路100的输出V。。驱动器Us的两个输出信号分别用以驱动电路 100输出级上开关管M工和下开关管M2，从而在节点SW得到一方波信号。此方波信号经过电 感L和输出电容C后得到所需的输出电压V。。 电路运行时，电路100的输入VIN —方面通过与其连接的上开关管M工提供给输出 级，另一方面提供给恒定时间计时器仏。恒定时间计时器仏的第二输入端接收电路100的 输出V。，其第三输入端接收RS触发器U7的输出信号Q。当信号Q为高电平时，恒定时间计 时器^开始计时，当计时T。N = nXV。/VIN时，恒定时间计时器^输出一高电平信号至第二 与门Ue，其中n为一设定常数。 另外，电路输出V。 一方面被输送至恒定时间计时器仏的第二输入端，另一方面经 过由电阻&和R2组成的分压器得到一反馈信号VFB。反馈信号VFB与补偿信号Vsl，相加，其代数和被输送至比较器U2的反相输入端。当VFB+Vsl。pe < VK时，比较器U2输出一个高电 平信号。而此时RS触发器U7的输出Q仍为高电平，因此最小关断时间电路U3输出仍为高， 于是第一与门^输出为高。第一与门^输出的此高电平信号经过反相器Us后变低，进而 无效了此时第二与门Ue另一个输入端的高电平信号(来自恒定导通时间电路仏的输出O)。 因此RS触发器^的输出Q维持不变，电路100输出级的上开关管MJ旌续被开通、下开关管 M2继续被关断，则补偿信号Vsl。pe继续增大。上开关管M工保持长通，这在负载电流正跳变时 给负载提供了很好的负载响应。 当负载电流出现正跳变(负载电流迅速增大)时，输出电压迅速减小，使得输出V。 的反馈信号VFB迅速减小，经过了恒定导通时间T。N后，反馈信号VFB与补偿信号Vsl，的代 数和依旧小于参考信号VK，即VFB+Vsl。pe < VK，则上开关管M工保持长通、下开关管M2继续被 关断。直至输出V。和补偿信号Vsl，增大到使得VFB+Vsl， > VK时，比较器U2输出低电平， 则反相器U5输出高电平，进而复位RS触发器U7，使之输出信号Q变低。最小关断时间电路 U3检测到此低电平的信号Q，输出一低电平信号至第一与门^，使得在接下去的最小关断时 间内，无效第一与门U4的另一个输入，从而使电路100的输出级有至少最小关断时间的上 开关管MJ皮关断、下开关管M2被开通的状态。随后电路100进入下一个周期，直至负载跳 变结束，进入正常工作模式。可以看到，电路100的负载电流正跳变非常稳定。而当负载电 流出现负跳变时，传统恒定导通时间直流变换电路和本发明电路100均有非常好的负载响 应。 而如前所述，在电路100中，补偿信号Vsl，是这样一个信号当上开关管M工被开通 瞬间，补偿信号Vsl。pe被复位为零，随后开始以正比于VIN_V。的斜率增大；当上开关管M工被关 断时，补偿信号Vsl。pe以正比于V。的斜率减小。即补偿信号Vsl。pe跟随电感电流L的变化， 相当于图1中输出电容等效串联阻抗ESR的作用。因此增加了补偿电路10后，电路100克 服了在零ESR情况下系统输出不稳定的缺点。 图7示出了根据本发明另一个实施例的改进恒定导通时间直流变换电路200。与 图6所示的电路100相比，电路200的不同之处在于，比较器U2同相输入端的参考电平VKEF 被替换为参考电平V，和运算放大器U9。其中运算放大器Ug的同相输入端接收参考电平 VKEF，其反相输入端接收反馈信号VFB，其输出与参考电平VKEF相加后被送至比较器U2的同相 输入端。即本实施例中，比较器U2同相输入端接收的参考信号VK为运算放大器U9的输出 和参考电平V，的代数和。这是因为在某些应用场合，输出电容的等效串联阻抗ESR以及 补偿信号可能会弓I入一定的直流误差，即导致V。与设定值之间存在一定直流误差。为了解 决这一问题，图7所示电路200添加了误差补偿环节，用以消除V。与设定值之间存在一定 直流误差。例如，假设输出电压V。比设定值稍高，那么运算放大器U9的输出为负，使得运算 放大器U9同相输入端的电压小于参考电平V，，进而调节输出V。，使输出V。变低，更趋近输 出电压的设定值。总之，图7所示电路200中增加的补偿环节是通过调节比较器^的同相 输入端电压VK来抑制输出电压的直流误差；本领域的技术人员应当意识到，通过调节比较 器^的反相输入端电压也可以达到同样的误差抑制效果，这里不再具体阐述。
电路200其他部分与图6所示的电路100相同，相同部分采用相同的附图标记。 同时电路200其他部分的工作原理与电路100相同，并且电路200除了可以使输出V。更精 准、纹波更小外，电路100达到的技术效果电路200都可以达到，这里不再具体阐述。
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需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式
意在证明本发明所提供技术方案的 实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理 内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。
权利要求
一种用于恒定导通时间变换电路的控制电路，包括一恒定时间计时器，用以提供一恒定时间计时信号；一最小关断时间电路，用以提供一最小关断时间信号；一反馈回路，用以反馈所述变换电路的输出信号，并提供一反馈信号；一比较器，用以比较所述反馈信号与一参考信号，并提供一比较信号；一逻辑电路，用以接收所述恒定时间计时信号、所述最小关断时间信号、所述比较信号，并提供一逻辑输出信号；一驱动器，用以接收所述逻辑输出信号，并提供驱动信号至所述变换电路输出级；其特征在于，所述变换电路还包括一补偿电路，用以提供一补偿信号至所述比较器。
2. 如权利要求l所述的控制电路，其中所述恒定时间计时器包括至少三个输入端，其第一输入端接收所述变换电路的输入信 号；其第二输入端接收所述变换电路的输出信号；其第三输入端接收所述逻辑输出信号； 所述最小关断时间电路接收所述逻辑输出信号；所述比较器的一个输入端接收所述反馈信号和所述补偿电路输出的补偿信号；所述比 较器的另一个输入端接收所述参考信号；所述逻辑电路包括至少三个输入端，其第一输入端接收所述比较信号；其第二输入端 接收所述最小关断时间信号；其第三输入端接收所述恒定时间计时信号；所述驱动器接收所述逻辑输出信号；所述驱动器的两个输出信号分别用以驱动所述变换电路输出级的上开关管和下开关管；所述补偿电路接收所述逻辑输出信号，并输出所述补偿信号至所述比较器。
3. 如权利要求2所述的控制电路，其中所述参考信号为一参考电平。
4. 如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括 一运算放大器；其中所述运算放大器的一个输入端接收所述反馈信号，其另一个输入端接收一参考电平； 所述参考信号为所述运算放大器输出信号与所述参考电平的代数和。
5. 如权利要求2所述的控制电路，其中所述逻辑电路包括一第一与门、一第二与门、一反相器以及一 RS触发器；其中所述第一与门的两个输入端作为所述逻辑电路的第一和第二输入端，分别接收所述比 较信号和所述最小关断时间信号；所述第二与门的一个输入端接收所述反相器的输出信号，其另一个输入端作为所述逻 辑电路的第三输入端，接收所述恒定时间计时信号；所述反相器的输入端接收所述第一与门的输出信号；所述RS触发器的置位端接收所述第一与门的输出信号；其复位端接收第二与门的输 出信号；其输出信号作为所述逻辑输出信号被输送至所述恒定时间计时器的第三输入端、 所述最小关断时间电路的输入端以及所述驱动器的输入端。
6. 如权利要求2所述的控制电路，其中所述补偿电路包括一第一电流源、一第二电流源、一第一开关、一第二开关、一电容以及一脉冲产生器，其中所述第一开关的一端连接至所述第一电流源的流出端；所述第一开关的另一端连接至所述电容的一端和所述第二开关的一端，以及所述第二电流源的流入端，此四者的共同连接端作为所述补偿电路的输出端，连接至所述比较器的一端；所述电容的另一端、所述第二电流源的流出端，以及所述第二开关的另一个接地；所述第一开关的控制端接收所述逻辑输出信号；所述脉冲产生器接收所述逻辑输出信号，产生用以控制第二开关的控制信号。
7. 如权利要求6所述的控制电路，其中所述第一电流源的输出电流正比于所述变换电路的输入电压；所述第二电流源的输出电流正比于所述变换电路的输出电压。
8. —种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，包括用一恒定时间计时器接收所述变换电路的输入信号、所述变换电路的输出信号、以及一逻辑电路的逻辑输出信号，并输出一恒定时间计时信号至所述逻辑电路的第三输入端；用一最小关断时间电路接收所述逻辑电路的逻辑输出信号，并输出一最小关断时间信号至所述逻辑电路的第二输入端；用一反馈回路接收所述变换电路的输出信号，并输出一反馈信号至一比较器的一端；所述比较器的该端同时接收一补偿信号；用所述比较器将所述反馈信号与所述补偿信号之和与一参考信号进行比较，并输出一比较信号至所述逻辑电路的第一输入端；用所述逻辑电路接收所述恒定时间计时信号、所述最小关断时间信号、以及所述比较信号，并输出所述逻辑输出信号至所述恒定时间计时器、和所述最小关断时间电路、一驱动器、以及一补偿电路；用所述驱动器接收所述逻辑输出信号，并输出两个驱动信号，用以控制所述变换电路输出级上开关管和下开关管的开通和关断状态；用所述补偿电路接收所述逻辑输出信号，并输出所述补偿信号至所述比较器。
9. 如权利要求8所述的控制方法，其中所述参考信号为一参考电平。
10. 如权利要求8所述的控制方法，其中用一运算放大器的一个输入端接收一参考电平，其另一个输入端接收所述反馈信号，所述参考信号为所述运算放大器的输出信号与所述参考电平的代数和。
11. 如权利要求8所述的控制方法，其中所述逻辑电路包括一第一与门、一第二与门、一反相器以及一 RS触发器，其中所述第一与门的两个输出端作为所述逻辑电路的第一和第二输入端，分别接收所述比较信号和所述最小关断时间信号；所述第二与门的一个输入端接收所述反相器的输出信号，其另一个输入端作为所述逻辑电路的第三输入端，接收所述恒定时间计时信号；所述反相器的输入端接收所述第一与门的输出信号；所述RS触发器的置位端接收所述第一与门的输出信号；其复位端接收第二与门的输出信号；其输出信号作为所述逻辑输出信号被输送至所述恒定时间计时器的第三输入端、所述最小关断时间电路的输入端以及所述驱动器的输入端。
12. 如权利要求8所述的控制方法，其中所述补偿电路包括一第一电流源、一第二电流源、一第一开关、一第二开关、一电容以及一脉冲产生器，其中所述第一开关的一端连接至所述第一电流源的流出端；所述第一开关的另一端连接至所述电容的一端，和所述第二开关的一端，以及所述第二电流源的流入端，此四者的共同连接端作为所述斜率补偿电路的输出端，连接至所述比较器的一端；所述电容的另一端、所述第二电流源的流出端，以及所述第二开关的另一个接地；所述第一开关的控制端作为所述补偿电路的输入端，接收所述逻辑输出信号；所述脉冲产生器接收所述逻辑输出信号，产生用以控制第二开关的控制信号。
13. 如权利要求12所述的控制方法，其中所述第一电流源的输出电流正比于所述变换电路的输入电压；所述第二电流源的输出电流正比于所述变换电路的输出电压。
14. 一种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，包括比较一反馈信号、一补偿信号的代数和与一参考信号的大小；基于比较结果控制所述变换电路输出级的开关管状态；其中当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和大于所述参考信号时，保持输出级开关管状态不变；当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和小于所述参考信号时，将输出级上开关管开通、下开关管关断，同时将所述补偿信号清零后开始将其增大，直至恒定导通时间到达；再次比较所述反馈信号、所述补偿信号的代数和与所述参考信号的大小；当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和小于所述参考信号时，保持所述输出级上开关管开通、所述补偿信号继续增大；当所述反馈信号、所述补偿信号的代数和大于所述参考电平时，将所述输出级上开关管关断、下开关管开通，同时将所述补偿信号减小，并检测所述变换电路的电感电流，直至最小关断时间到达。
15. 如权利要求14所述的控制方法，其中在所述的最小关断时间到达前，若所述电感电流减小到零，将所述下开关管关断或者控制其工作在等效微电流源模式。
16. 如权利要求14所述的控制方法，其中所述补偿信号增大的斜率正比于所述变换电路的输入电压与输出电压之差；所述补偿信号减小的斜率正比于所述变换电路的输出电压。
17. —种用于恒定导通时间变换电路的控制方法，包括比较一参考信号、一补偿信号的代数差与一反馈信号的大小；基于比较结果控制所述变换电路输出级的开关管状态；其中当所述参考信号、所述补偿信号的代数差小于所述反馈信号时，保持所述输出级开关管状态不变；当所述参考信号、所述补偿信号的代数差大于所述反馈信号时，将所述输出级上开关管开通、下开关管关断，同时将所述补偿信号清零后开始将其增大，直至恒定导通时间到达；再次比较所述参考信号、所述补偿信号的代数差与所述反馈信号大小；当所述参考信号、所述补偿信号的代数差大于所述反馈信号时，保持所述输出级上开关管开通、所述补偿信号继续增大；当所述参考信号、所述补偿信号的代数差小于所述反馈信号时，将所述输出级上开关管关断、下开关管开通，同时将所述补偿信号减小，并检测所述变换电路的电感电流，直至最小关断时间到达。
18. 如权利要求17所述的控制方法，其中在所述的最小关断时间到达前，若所述电感电流减小到零，将所述下开关管关断或者控制其工作在等效微电流源模式。
19. 如权利要求17所述的控制方法，其中所述补偿信号增长的斜率正比于所述变换电路的输入电压与输出电压之差；所述补偿信号减小的斜率正比于所述变换电路的输出电压。
全文摘要
本发明提出了一种用于恒定导通时间变流器的控制电路和控制方法。基于该控制方法的改进型恒定导通时间控制的直流变换电路无需依赖输出电容的等效串联阻抗ESR来使系统稳定，并可以改善系统的动态响应性能。
文档编号H02M3/00GK101783586SQ20091005818
公开日2010年7月21日 申请日期2009年1月19日 优先权日2009年1月19日
发明者欧阳茜 申请人:成都芯源系统有限公司