相电流检测装置的制作方法

专利名称：相电流检测装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种相电流检测装置，该相电流检测装置在把来自PWM 逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直 流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流。
背景技术：
以前，在由逆变器驱动电动机的电动机驱动装置中，作为用于检测 电动机相电流的装置，提出了一种使输出脉冲变形为可测定的输出的装 置。当采用上述结构时，产生以下不良情况，即由振铃引起的电流测 定误差，由脉冲输出时间的延长引起的波形失真，运转范围的縮小，异 常噪声的产生等。特别是，由于没有提出任何对振铃的解析方案，因而存在以下不良 情况，S卩难以减少振铃，不能进行高速反应，或者不能提高测定精度。并且，虽然考虑到可使用并联电阻来检测流过直流链路的脉冲电流， 但是难以减少噪声的影响和提高测定精度，而且由于由并联电阻的电感 引起的峰值电压，存在不能对长脉冲以外的脉冲进行电流检测的不良情 况。因此，使用并联电阻来检测相电流还未达到实用化。发明内容本发明是鉴于上述问题作出的，本发明的目的是提供一种能够抑制振铃并以高速和高精度实现电流取入的相电流检测装置。
此外，本发明的另一目的是提供一种能够使用并联电阻以高精度检测相电流的相电流检测装置。
根据本发明的第一方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，在功率器件不会由于开关引起的浪涌电压而损坏的范围内，把设置在直流链路上的电流检测器的功率器件侧的旁路电容器的电容设定得尽量小。
根据本发明的第二方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，把设置在直流链路上的电流检测器的功率器件侧的旁路电容器的电容设定成使由电源侧的一对电容器的合成电容和这些电容器间的布线电感所产生的谐振现象引起的电流检测器上的电流在电流检测器可检测的最小电流以下。
根据本发明的第三方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，该相电流检测装置的结构为把电流从电源侧的旁路电容器通过直流链路上的电流检测器直接提供给功率器件。
根据本发明的第四方面的相电流检测装置在把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，在电流检测器中设置低通滤波器，并把该低通滤波器的截止频率设定为能够在测定误差范围内，对由从电源侧的旁路电容器到功率器件的布线、从功率器件到电动机的布线以及电动机所产生的振铃频率分量进行充分抑制的频率。
根据本发明的第五方面的相电流检测装置采用包含用于切换截止频率的切换部件的低通滤波器作为上述低通滤波器。
根据本发明的第六方面的相电流检测装置在把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电
流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，在电流检测器中设置具有可在规定的最小电压矢量长度上检测电流的响应速度的滤波器，并设定从逆变器到电动机的线路长度，以便使用该滤波器，使由从电源侧的旁路电容器到功率器件的布线、从功率器件到电动机的布线以及电动机所产生的振铃为可抑制的频率以上。
根据本发明的第七方面的相电流检测装置采用包含利用放大器的通过速率的低通滤波器的滤波器作为上述滤波器。
根据本发明的第八方面的相电流检测装置采用具有把振铃频率和最高输出电压相乘所获得的值以下的通过速率的放大器作为上述放大器。
根据本发明的第九方面的相电流检测装置采用由运算放大器构成并且频带受反馈电容限制的放大器作为在电流检测器中包含的放大器。
根据本发明的第十方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，与电流检测器并联地设置由LC串联谐振电路构成的滤波器，并使其谐振频率与由从电源侧的旁路电容器到功率器件的布线、从功率器件到电动机的布线以及电动机所产生的振铃频率一致。
根据本发明的第十一方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流；其特征在于，该相电流检测装置包含决定部件，该决定部件对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定，并根据测定结果，决定电流检测定时和最小电压矢量长度中的至少一方。
根据本发明的第十二方面的相电流检测装置采用以下决定部件作为上述决定部件，该决定部件在起动时，在直流电流流过电动机的状态下，对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定。根据本发明的第十三方面的相电流检测装置采用使用三角波比较方
式进行PWM波产生的电动机驱动装置作为上述电动机驱动装置，并采用以下决定部件作为上述决定部件，该决定部件对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定，并在三角波的上升边、下降边各自的倾斜边进行用于相电流检测的电流测定。
根据本发明的第十四方面的相电流检测装置采用以下决定部件作为上述决定部件，该决定部件不进行用于相电流检测的电流测定，对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定。
根据本发明的第十五方面的相电流检测装置采用用于驱动密闭型压縮机的电动机作为上述电动机。
根据本发明的第十六方面的相电流检测装置在把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测；其特征在于，该相电流检测装置具有第一滤波器，该第一滤波器抵消由并联电阻附带的电感分量引起的误差。
根据本发明的第十七方面的相电流检测装置采用以下第一滤波器作为上述第一滤波器，该第一滤波器在比电流检测电路所要求的频率特性的上限低的频率处具有极点。
根据本发明的第十八方面的相电流检测装置采用以下第一滤波器作为上述第一滤波器，该第一滤波器内含与由并联电阻和并联电阻附带的电感分量所产生的零点频率相同的极点。
根据本发明的第十九方面的相电流检测装置还包含第二滤波器，该第二滤波器消除流过并联电阻的电流的无用振动分量。
根据本发明的第二十方面的相电流检测装置采用由无源元件构成并与并联电阻直接连接的滤波器作为上述第一或第二滤波器。
根据本发明的第二十一方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测；其特征在于，该相电流检测装置具有噪声消除装置，该噪声消除装置消除由从并联电阻和直流链路产生的磁通引起的噪声。
根据本发明的第二十二方面的相电流检测装置在把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测；其特征在于，该相电流检测装置装有电路元件，以便不受由从并联电阻和直流链路产生的磁通引起的噪声的影响。
根据本发明的第二十三方面的相电流检测装置把电路元件安装成与由并联电阻和直流链路产生的磁通的平面平行。
根据本发明的第二十四方面的相电流检测装置用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，并且包含为检测电动机电流而插入直流链路的并联电阻；电流检测电路；以检测电流输出作为输入的微计算机；其特征在于，把电流检测电路的信号地线和微计算机地线连接在并联电阻的一侧。
根据本发明的第二十五方面的相电流检测装置用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，并且包含-为检测电动机电流而插入直流链路的并联电阻；电流检测电路；以检测电流输出作为输入的微计算机；其特征在于，把共模扼流圈插入电流检测输出和微计算机地线之间。
根据本发明的第一方面的相电流检测装置当在用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，在功率器件不会由于开关引起的浪涌电压而损坏的范围内，把设置在直流链路上的电流检测器的功率器件侧的旁路电容器的电容设定得尽量小，因而不会使由谐振引起的电流振铃流到电流检测器，可提高电流检测精度。
根据本发明的第二方面的相电流检测装置当在用于把来自P觀逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，把设置在直流链路上的电流检测器的功率器件侧的旁路电容器的电容设定成使由电源侧的一对电容器的合成电容和这些电容器之间的布线电感所产生的谐振现象引起的电流检测器上的电流为电流检测器可检测的最小电流以下，因而可大幅减少测定误差，可提高电流测定精度。
根据本发明的第三方面的相电流检测装置当在用于把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，把电流从电源侧的旁路电容器通过直流链路上的电流检测器直接提供给功率器件，因而可
把谐振电流的影响抑制到大致为o，可提高电流测定精度。
根据本发明的第四方面的相电流检测装置当在用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，在电流检测器中设置低通滤波器，并把该低通滤波器的截止频率设定为能够在测定误差范围内，对由从电源侧的旁路电容器到功率器件的布线、从功率器件到电动机的布线以及电动机所产生的振铃频率分量进行充分抑制的频率，因而可在测定误差范围内，对振铃频率分量进行充分抑制，可提高电流测定精度。
根据本发明的第五方面的相电流检测装置采用包含用于切换截止频率的切换部件的低通滤波器作为上述低通滤波器，因而除了能够灵活适应布线长度等的变化以外，还能达到与根据本发明的第四方面同样的作用。
根据本发明的第六方面相电流检测装置当在用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，在电流检测器中设置具有可在规定的最小电压矢量长度上检测电流的响应速度的滤波器，并设定从逆变器到电动机的线路长度，以便使用该滤波器，使由从电源侧的旁路电容器到功率器件的布线、从功率器件到电动机的布线以及电动机所产生的振铃为可抑制的频率以上，因而可对振铃频率分量进行充分抑制，可提高电流测定精度。
根据本发明的第七方面的相电流检测装置采用包含利用放大器的通过速率的低通滤波器的滤波器作为上述滤波器，因而可达到与根据本发明的第六方面同样的作用。
根据本发明的第八方面的相电流检测装置采用具有把振铃频率和最高输出电压相乘所获得的值以下的通过速率的放大器作为上述放大器，因而可达到与根据本发明的第七方面同样的作用。
根据本发明的第九方面的相电流检测装置釆用由运算放大器构成并且频带受反馈电容限制的放大器作为在电流检测器中包含的放大器，因而可大幅减少过冲和下冲，可达到与根据本发明的第一方面至第八方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明的第十方面的相电流检测装置当在用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，与电流检测器并联地设置由LC串联谐振电路构成的滤波器，并使其谐振频率与由从电源侧的旁路电容器到功率器件的布线、从功率器件到电动机的布线以及电动机所产生的振铃频率一致，因而可减少振铃的影响，可提高电流检测精度。
根据本发明的第十一方面的相电流检测装置当在用于把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路的电流和附加的矢量图来检测电动机的相电流时，该相电流检测装置包含决定部件，该决定部件对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定，并根据测定结果，决定电流检测定时和最小电压矢量长度中的至少一方，因而可减少由器件引起的延迟等的影响，并可提高电流检测精度。
根据本发明的第十二方面的相电流检测装置采用以下决定部件作为上述决定部件，该决定部件在起动时，在直流电流流到电动机的状态下，对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定，因而可在电流值不变化并且PWM宽度也不变化的状态下测定延迟时间，进而可提高电流检测精度。
根据本发明的第十三方面的相电流检测装置釆用使用三角波比较方式进行P觀波产生的电动机驱动装置作为上述电动机驱动装置，并采用以下决定部件作为上述决定部件，该决定部件对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定，并在三角波的上升边、下降边各自的倾斜边进行用于相电流检测的电流测定，因而总是可以在测定延迟时间的同时，进行相电流测定，可提高电流检测精度。
根据本发明的第十四方面的相电流检测装置采用以下决定部件作为上述决定部件，该决定部件不进行用于相电流检测的电流测定，对与发给逆变器的指令对应的至少流过直流链路的电流的上升边延迟时间、下降边延迟时间和电流波形中的至少一方进行测定，因而即使在采用无对称性的方式时，也能适当停止相电流检测而进行延迟时间测定，可提高电流检测精度。
根据本发明的第十五方面的相电流检测装置采用用于驱动密闭型压縮机的电动机作为上述电动机，因而当驱动密闭型压縮机时，可达到与根据本发明的第一方面至第十四方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明的第十六方面的相电流检测装置当在用于把来自PWM逆
变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用并联
电阻对流过直流链路的电流进行检测时，使用第一滤波器可抵消由并联
电阻附带的电感分量引起的误差，进而可提高相电流检测精度。
根据本发明的第十七方面的相电流检测装置采用以下滤波器作为上
述第一滤波器，该滤波器在比电流检测电路所要求的频率特性的上限低的频率处具有极点，因而可在宽范围内达到平直特性，进而可提高相电流检测精度。
根据本发明的第十八方面的相电流检测装置采用以下滤波器作为上述第一滤波器，该滤波器内含与由并联电阻和并联电阻附带的电感分量所产生的零点频率相同的极点，因而可在宽范围内达到平直特性，进而可提高相电流检测精度。根据本发明的第十九方面的相电流检测装置还包含第二滤波器，该第二滤波器消除流过并联电阻的电流的无用振动分量，因而除了可排除无用振动分量的影响以外，还可达到与根据本发明的第十六方面至第十八方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明的第二十方面的相电流检测装置采用由无源元件构成并与并联电阻直接连接的滤波器作为上述第一或第二滤波器，因而可采用难以产生由非线性引起误差的廉价结构，达到与根据本发明的第十六方面至第十九方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明的第二十一方面的相电流检测装置当在用于把来自P丽逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测时，使用噪声消除装置，可消除由从并联电阻和直流链路产生的磁通引起的噪声，可提高相电流检测精度。
根据本发明的第二十二方面的相电流检测装置当在用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测时，通过安装电路元件，可不受由从并联电阻和直流链路产生的磁通引起的噪声的影响，可提高相电流检测精度。
根据本发明的第二十三方面的相电流检测装置把电路元件安装成与从并联电阻和直流链路产生的磁通平面平行，因而可达到与根据本发明的第二十二方面同样的作用。
根据本发明的第二十四方面的相电流检测装置当在用于把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用为检测电动机电流而插入直流链路中的并联电阻、电流检测电路、以及以检测电流输出作为输入的微计算机来检测相电流时，把电流检测电路的信号地线和微计算机地线连接在并联电阻的一侧，因而无论流过微计算机地线的电流如何，都能防止信号地线的电位变化，可提高相电流检测精度。
根据本发明的第二十五方面的相电流检测装置当在用于把来自P觀逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，使用为检测电动机电流而插入直流链路中的并联电阻、电流检测电路、以及用于以检测电流输出作为输入的微计算机来检测相电流时，把共模扼流圈插入电流检测输出和微计算机地线之间，因而可防止共模信号传送，可减少流过微计算机地线的噪声电流，提高相电流检测精度。


图1是示出使用逆变器的电动机驱动装置的结构的图。
图2是用二维表示向电动机施加的施加电压的图。
图3是对VI矢量输出时的电流的流动进行说明的图。
图4是对流过直流链路的电流进行说明的图。
图5是示出流过直流链路的电流的实测例的图。
图6是示出应用本发明一实施例的电动机驱动装置的结构的图。
图7是着眼于谐振在概念上对图6进行重画的图。
图8是示出从电流检测来看的电动机驱动装置的概念电路结构的图。
图9是示出流过直流链路的电流的实测例的图。
图10是示出在布线长度为2m时流过直流链路的电流的实测例的图。
图11是示出电缆长度和振铃振动周期的关系的图。
图12是示出RC —阶滤波器的构成的图。
图13是示出RC—阶滤波器的响应特性的图。
图14是示出RC —阶滤波器的频率特性的图。
图15是示出在省略滤波器时的电流波形的图。
图16是示出在使用低速放大器时的电流波形的图。
图17是示出由低速放大器产生的电流波形的图。
图18是示出频带受期间电容限制的放大器的结构的图。
图19是示出在省略电容器时的电流波形的图。
图20是示出在设置电容器时的电流波形的图。
图21是示出应用本发明的相电流检测装置的另一实施例的电动机驱动装置的结构的图。
图22是示出应用本发明的相电流检测装置的又一实施例的电动机 驱动装置的结构的图。
图23是对各部分的延迟时间进行说明的图。 图24是对电流波形测定进行说明的图。 图25是对电流的检测进行说明的图。
图26是示出在采用三角波比较方式时的直流链路电流的图。
图27是并联电阻的等效电路图。
图28是示出并联电阻特性的图。
图29示出滤波器与并联电阻的连接状态的电路图。
图30是示出电感消除滤波器的特性的图。
图31是示出具有电感消除滤波器的电流检测电路的特性的图。
图32是示出在消除寄生电感状态下的电流测定波形的图。
图33是示出在消除无用振动分量状态下的电流测定波形的图。
图34是对未实施噪声消除对策的状态下的并联电阻和放大器之间
的环路和产生磁通的关系进行说明的图。
图35是对使并联电阻和放大器之间的环路闭合、并在并联电阻侧和
放大器侧消除磁通的状态进行说明的图。
图36是示出把放大器安装成与磁通平面平行的状态的图。
图37是示出电流检测电路的信号地线和微计算机地线的常规连接
状态的图。
图38是示出使电流检测电路的信号地线和微计算机地线连接在并 联电阻的一侧的状态的电路图。
图39是示出把共模扼流圈插入检测电流输出和微计算机地线之间 的状态的电路图。
具体实施例方式
以下将参照附图，对本发明的相电流检测装置的实施例进行详细说明。图1是示出使用逆变器的电动机驱动装置的结构的图。表1示出了 逆变器(功率器件)的输出电压矢量和开关元件的开关状态的关系。
表l
TVTV
voOFFOFFOFF
VIOFFOFFON
V2OFFONOFF
V3OFFONON
V4ONOFFOFF
V5ONOFFON
V6ONONOFF
V7ONONON
其中，Tu+、 T/、 T/分别表示ii相、v相、w相的上桥臂的开关元件， Tu—、 Tv—、 T/分别表示u相、v相、w相的下桥臂的开关元件，在表l中， ON表示上桥臂的开关元件为ON并且下桥臂的开关元件为OFF的状态，OFF 表示上桥臂的开关元件为OFF并且下桥臂的开关元件为ON的状态。
在上述电动机驱动装置中，在用于以交流电源1为输入的整流电路 2的输出端子之间连接第一电容器2a，将三相逆变器3与第一电容器2a 并联连接，并把三相逆变器3的输出提供给电动机4。而在三相逆变器3 的输入侧并联连接第二电容器，并在第一电容器2a和第二电容器3a之 间连接电流检测器5。
该电流检测器5具有并联电阻5a，其被插入在第一电容器2a和 第二电容器3a之间的布线上；以及电流输出部5b，其以并联电阻5a的 端子间电压为输入，并作为检测电流输出。
因此，当电压矢量为V0和V7时，电动机4的所有端子与电源的负(-) 线或者正(+)线连接，并且不向电动机4施加使电流增减的电压(以下仅 称为电压)。而当电压矢量例如为VI时，电动机的w相的端子与电源的 正(+)线连接，其他相的端子与电源的负(-)线连接，并在使w相电流增 加的方向(u相和v相为负方向)施加电压。
在P丽的情况下，由于电压的大小由在载波内输出电压矢量的时间 比率来决定，因此当各相的电压大致相等时，输出与各相之间的电压差相当的极短期间的电压矢量(以下将其称为电压矢量短)。并且，当输出
电压低时，输出特别短的电压矢量，并且不向电动机4施加电压的电压 矢量V0和V7占用载波内的大部分期间。
图2是用二维表示向电动机4施加的施加电压的图。把向u相施加 正电压并向v相和w相施加负电压的情况定义为u相方向，同样定义v 相方向和w相方向，并且电压大小用矢量长度来表示。
在此情况下，电压矢量V0 V7如图2所示配置，例如，当输出夹在 电压矢量Vl和电压矢量V3之间的a矢量时，使用一般空间矢量法，例 如，在按照VO、 VI、 V3和V7的顺序适当改变电压矢量的同时，输出该 电压矢量。
当减小输出电压(縮短矢量长度)时，为了延长电压矢量VO和V7的 输出时间并保存a矢量的方向，可使电压矢量VI和V3的输出时间的比 率保持恒定。
当从直流链路检测相电流时，例如，当输出a矢量时，使用在输出 电压矢量V1的期间，w相电流流过直流链路(参照图3中的箭头)，在输 出电压矢量V3的期间，u相电流的正负相反的电流流过直流链路的这种 性质，可从直流链路检测相电流{参照图4，以及"P丽4 ^"'一夕o三 相出力電流o直流側"C o検出法(PWM逆变器的三相输出电流的直流侧的 检测法)"，谷沢等人，IEa-94-17(以下称为参考文献M。
如果考虑实际的电流检测，则在从电流值变化到电路稳定的过渡状 态下有无法测定的期间(参照图5)。因此，必须尽量缩短过渡状态，以便 没有无用脉冲限制地测定电流。
图6是示出应用本发明一实施例的电动机驱动装置的结构的图。
该电动机驱动装置与图1的电动机驱动装置的不同点仅在于在电 流检测器5的略微上游侧还设置有第三电容器3b，该第三电容器3b与第 一电容器2a并联连接；以及在功率器件不会由于开关引起的浪涌电压而 损坏的范围内把第二电容器3a的电容设定得尽量小。
上述结构的电动机驱动装置的作用如下所述。
从交流电源1输入的功率由整流电路2进行整流，然后由第一电容器2a进行平滑化，并被提供给逆变器3，然后根据电压矢量被提供给电 动机4。
然后，为了保护逆变器3的功率器件，把第二电容器3a设置在功率 器件的附近，并且使从第二电容器3a到功率器件的电感分量尽量小。
并且，由于第一电容器2a是大电容电容器，因而第一电容器2a和 第三电容器3b之间的布线长度较长。
图7是着眼于谐振而对图6进行重画的图。在第一电容器2a和第三 电容器3b之间连接有由布线产生的电感2b和2c。
从图7可知，如果在第一电容器2a和第三电容器3b之间的由布线 产生的电感2b和2c、第二电容器3a和第三电容器3b的合成电容之间产 生谐振，并且把第二电容器3a和第三电容器3b的电容设定为同等程度 (例如，lnF左右)，则周期长并且电流大的振铃电流会流过电流检测器5。
然而，在本实施例中，由于在功率器件不会由于开关引起的浪涌电 压而损坏的范围内，把第二电容器3a的电容设定得尽量小，因而可使由 谐振引起的电流振铃基本不会流过电流检测器5,进而可提高电流检测精 度。
并且，谐振电流由第一电容器2a和第三电容器3b之间的由布线产 生的电感2b和2c、电动机相电流、第二电容器3a和第三电容器3b来决 定，并且流过电流检测器5的谐振电流由第二电容器3a和第三电容器3b 的电容比来决定(由于谐振电流被分配给第二电容器3a和第三电容器3b， 因而只有流过第二电容器3a的谐振电流才流过电流检测器5)。
因此，如果可决定第一电容器2a和第三电容器3b之间的由布线产 生的电感2b和2c、电动机相电流、第二电容器3a的电容和第三电容器 3b的电容，则可容易算出由流过电流检测器5的谐振电流引起的误差， 然而，却很难对第一电容器2a和第三电容器3b之间的由布线产生的电 感2b和2c进行正确的设计。因此，通过对由电流最大时(功率器件0N 时的电流阶跃为最大时)的谐振电流引起的误差进行实测，并把第二电容 器3a和第三电容器3b的电容比设定成使由谐振电流引起的误差为设定 的检测电流的最小值以下，可消除测定误差。并且，如上所述，在第二电容器3a的影响下，由第一电容器2a和 第三电容器3b之间的由布线产生的电感2b和2c、第二电容器3a和第三 电容器3b引起的谐振电流流过电流检测器5而产生误差。另一方面，虽 然第二电容器3a防止功率器件由于伴随开关的峰值电压而被破坏，但是 由于电流检测器5前后的电压差很小，因而通过使用尽量短的布线来连 接第三电容器3b、电流检测器5和功率器件，可使第三电容器3b承担第 二电容器3a的功能，而把第二电容器3a的电容设定为0。
结果，可防止谐振电流流过电流检测器5，可把谐振电流的影响抑 制到大致为0。
图8是示出从电流检测来看的电动机驱动装置的概念电路结构的图。
在第三电容器3b和功率器件之间，电感分量占主要地位，在功率器 件和电动机4之间，电容分量占主要地位。并且，电动机4由绕组构成， 尽管具有大电感，如果考虑振铃的频率分量，则电容分量还是占主要地 位。并且，电动机4具有提供给定子的杂散电容。因此，由这些电感和 电容产生谐振。此时的频率同由第一电容器2a和第三电容器3b之间的 由布线产生的电感2b和2c、第二电容器3a和第三电容器3b的合成电容 所产生的谐振现象相比是高速的，并且如图9所示，流过电流检测器5 的电流在从电压矢量输出开始的短暂的期间内振动。
图10示出了在把布线长度设定为2m时的实测波形。
在该观测波形中，在2m的布线长度下观测到200ns左右的谐振频率。 该频率同由第一电容器2a和第三电容器3b之间的由布线产生的电感2b 和2c、第二电容器3a和第三电容器3b的合成电容所产生的谐振现象相 比为IO倍左右的高速，并在进行上述实施例处理的电动机驱动装置中成 为最大的误差因素。
图11示出了根据这种波形测定的从功率器件到电动机4的布线和有 无电动机4的谐振周期的关系。
由图可知，振动周期由于电动机4的附加而增加恒定的值，并随着 布线长度(电缆长度)的增加而直线增加。从图ll中可知，在电缆长度从2m到16m的范围内有多达三倍的周期变化，考虑到如果适应例如16m把 截止频率设定较低，则电流检测用的所需矢量长度变长，则由电流检测 器5形成的滤波器必须具有适应该频率的频率特性。
从以上可知，在进行上述实施例的处理的电动机驱动装置中，通过 设置能够在测定误差范围内，对由从第三电容器3b到功率器件的布线、 从功率器件到电动机4的布线以及电动机4所产生的振铃频率分量进行 充分抑制的滤波器，可迸一步提高电流测定精度。
并且，作为该滤波器，优选的是采用具有用于切换截止频率的部件 的滤波器，通过切换频率特性，可灵活适应布线长度等的变化。
以下，对该滤波器进行进一步说明。
其中，为了简化说明，以图12所示的RC—阶滤波器电路为例进行 说明。
该RC —阶滤波器电路的阶跃响应特性如图13所示，频率特性如图 14所示。如果假定在最小矢量长度输出时在矢量的最后检测电流，则根 据由检测定时的响应速度决定的容许误差Es，使用
1 - Es = {1 - exp (- tmin / CR) }
(式中，tmin是检测定时的时刻)
的关系来决定CR值，并使用该值来算出滤波器的截止频率f0。根 据tmin时的振铃的振幅Vr和由振铃引起的容许误差Es，算出应抑制的 振铃量Es/Vr，并据此求出振铃频率fr。
因此，通过设定从逆变器3到电动机4的布线长度使在振铃频率fr 以上，可提高电流检测精度。
并且，图15示出了不进行滤波时的实测波形，图16示出了使用低 速放大器(25V/Vs)时的实测波形。
参照图15和图16可知，通过使用低速放大器，可有效抑制振铃。 换言之，通过使用利用放大器的通过速率的低通滤波器，可有效抑制振 铃。
然后，如果用通过速率为f x Vmax(V/s)的放大器对频率为f 、振幅 为Vrnax的方形波进行放大，则如图17所示，则变为振幅Vmax/2，成为其以上的频率分量大大衰减，而其以下的频率分量通过的所谓的截止频 率。
图18是示出电流输出部5b的结构的一例的电路图。
该电流输出部5b把输入信号提供给正向输入端子，并且使反向输入 端子通过电阻5b2与地线连接。该电流输出部5b具有运算放大器5bl， 用于从输出端子输出输出信号；以及电阻5b3和电容器5b4，该两者在运 算放大器5bl的反向输入端子和输出端子之间相互并联连接。
图19示出了在省略电容器5b4时的实测波形，图20示出了在设置 电容器5b4时的实测波形。对比图19和图20可知，通过设置电容器5b4， 可大幅减少过冲(overshoot)和下冲(undershoot),而且尽管对频带 进行了限制，也能实现高速化。
图21是示出应用本发明的相电流检测装置的另一实施例的电动机 驱动装置的结构的图。
该电动机驱动装置与图6的电动机驱动装置的不同点仅在于，将LC 串联谐振电路5c与并联电阻5a并联连接。并且，使该LC串联谐振电路 5c的谐振频率与由从第三电容器3b到功率器件的布线、从功率器件到电 动机4的布线以及电动机4所产生的振铃频率一致。
当采用该结构时，可通过LC串联谐振电路使由振铃引起的电流旁 路，提高电流检测精度。
图22是示出应用本发明的相电流检测装置的又一实施例的电动机 驱动装置的结构的图。
该电动机驱动装置与图6的电动机驱动装置的不同点在于，把来自 电流检测器5的电流输出提供给CPU7，把来自CPU7的端口输出提供给驱 动器电路7a,并把来自驱动器电路7a的驱动器输出提供给逆变器3(功 率器件〉。
当釆用该结构时，电流检测器5依次检测流过直流链路的电流，并 把该电流提供给CPU7。
CPU7在每个电流检测定时对电流进行抽样，并通过如参考文献所示 的处理来检测相电流。然后，进行速度控制和电流控制等用于电动机驱动的处理，并在驱动器电路7a中指定输出电压矢量。驱动器电路7a根 据CPU7的指令来驱动功率器件的开关元件，并把电压(电流)提供给电动 机4。此时，参考文献利用根据功率器件的开关状态相电流出现在直流链 路上这一情况来检测相电流，该电动机驱动装置也可同样检测相电流。
当在上述结构的电动机驱动装置中检测相电流时，如参考文献所示， 对窄脉冲的电流检测成为问题。
在输出极窄脉冲(电压矢量长度尽量短)的情况下，由于不能进行电 流测定，因而进行限制最小脉冲宽度(最小电压矢量长度)等的处理，但 是如果最小电压矢量长度变长，则会产生不能输出的电压矢量增加、电 压(电流)波形失真的问题，因而必须把最小电压矢量长度设定得尽量短。
如上所述对窄脉冲的振铃等的影响进行排除，然而为了进行正确的 电流检测，还必须考虑由器件引起的延迟等，使检测定时与电流一致。
图23示出了各部分的延迟。
把CPU7的端口延迟、驱动器电路7a的延迟、以及功率器件的延迟 相加作为总延迟。尽管图23仅示出了上升边延迟，但在下降边也同样产 生延迟。
在通常使用的电路中，这些延迟各自均为数百ns，综合起来为 500ns lns，并随着温度、偏差等而成倍左右地变化。因此，当考虑lps 左右以下的脉冲限制时，不能忽视延迟时间的变化。
考虑到这种情况，通过对与CPU7的指令对应的至少流过直流链路的 电流的上升边延迟时间、或者下降边延迟时间、或者电流波形中的一项 或者多项的关系进行测定，并根据该结果来决定电流检测定时或者最小 电压矢量，可使检测定时与电流一致。
参照图24进行进一步说明。
图24是对电流波形的测定方法进行说明的图，假定如图24所示从 输出指令定时开始，经过各延迟，输出功率器件输出。
由于电流波形是每个P丽的重复波形，因而可以认为按每个P觀周 期重复输出从输出开始到输出结束的时间不同但形状相同的波形。
此时，如果对每个PWM使用各种电流检测延迟时间来检测电流，则可测定从输出开始定时起输出何种波形。对下降边也是同样，可观测从 输出结束定时起的延迟时间和波形。
因此，可通过该操作来取得综合上升边延迟时间和下降边延迟时间、 上升时的振铃波形等。
然后，如图25中(a)所示，可把
综合上升时间+振铃波形的收敛时间(到电路稳定的时间)设定为 电流检测延迟时间的下限， 如图25中(b)所示，可把
综合上升时间+到电路稳定的时间-综合下降时间 (其中，综合下降时间是从输出结束定时到下降边开始的时间)
设定为最小矢量长度的下限即可，可以不依赖延迟时间，准确地进 行相电流的测定。当然，最小值是使用各下限值的情况。
这里，由于该测定是使用图22的装置的电流检测器5进行的，因而 电流检测器5的检测时间等延迟包含在各延迟内被检测出来。
并且，优选的是在起动时，在直流电流流过电动机4的状态下，对 与CPU7的指令对应的各延迟时间进行测定。在这种情况下，由于电流值 不变化，而且P丽宽度也不变化，因而可实现正确测定。并且，由于在 起动后很难使直流电流流动，因而必须在起动时使直流电流流动。
而且，优选的是在P丽波产生中使用三角波比较方式，并在上升边 下降边的各自的倾斜边进行与CPU7的指令对应的延迟时间等的测定和用 于相电流检测的电流测定。
图26是示出三角波比较方式中的直流链路电流的图。
Vn是输出电压矢量的例子。在三角波比较方式中，在一个载波内输 出相互对称的两个电压矢量，可观测到两个相互对称的电流波形。因此， 优选的是将其中之一用于相电流检测，而将另一个用于延迟时间测定， 从而总是可以在测定延迟时间的同时进行相电流测定，可提高电流检测 精度。
在P丽波产生中使用锯齿波比较方式时，由于没有上述对称性，因 而不能在一个载波内进行相电流检测和延迟时间测定。然而，在这种情况下，通过适当停止相电流检测而进行延迟时间测定，可提高电流检测 精度。
而且，可使用由上述各电动机驱动装置驱动的电动机4来驱动密闭 型压缩机。
这里，密闭型压缩机通常不使用位置传感器(不使用位置传感器来检 测转子的旋转位置的方法)来驱动。而近年来，由于使用相电压、相电流 以及机器常数来检测转子旋转位置的技术不断发展，因而应用能够根据 直流链路电流来正确检测相电压的上述各实施例是有效的。
并且，由于密闭型压缩机采用把电动机配置在密封制冷剂和冷冻机 油的空间内的结构，因而介电常数比空气中还高，因此应用图8至图26 的实施例特别有效。
以下将对使用并联电阻进行相电流检测的实施例进行说明。
图27是示出并联电阻的等效电路的图，电阻分量Rs和寄生电感Ls 串联连接。
因此，假定流过并联电阻的电流为Is，频率为co，则寄生电感产生 jcoLsIs的电动势，导致产生测定误差。由于高频率分量越高该误差越大， 因而在进行脉冲电流之类的高速电流测定时，尤其成为大问题。
图28示出了 Rs = 0. 0025Q、 Ls = 10e —时从Is到所检测的电压(Rs + jcoLs)Is的传递函数的波德图。从图28可知，在约40kHz时存在零点， 并且在该值以上的频率时振幅增大。在设计通常电流检测电路时，通过 对必要的电流检测频带进行频带限制来减少噪声。当测定脉沖电流时， 1MHz左右的电流检测频带是必要的，因此，存在的问题是高频电流在具 有这种零点的并联电阻上会成为噪声，因而不能进行正确的电流测定。
因此，通过在电流检测器中设置用于消除由寄生电感Ls引起的电动 势的滤波器，可消除该影响，并可进行正确和高速的电流检测。
图29示出了该电路结构的一例，在并联电阻的输出上设置有RC滤 波器。
这里，选择消除由寄生电感Ls引起的电动势用的电容器Cc和电阻 Rc，以满足CcRc = Ls/Rs的关系。此时，从在并联电阻上产生的电压到输出vo的传递函数为
1/(jcoCcRc + 1)。
如果用波德图表示Cc = 0. le-卞、Rc = 40Q时的传递函数，则如图 30所示，可知在约40kHz处存在极点。
此时从电流Is到输出VO的传递函数为
VO = (Rs + jcoLs) Is / (1 + jcoCc (Rs + Rc) - co2LsCc)，
特性如图31所示，在高至100MHz以上时为平直特性，并且在高频 区域为衰减的特性，因而没有噪声影响，能以极高精度测定相电流。
也就是说，通过把极点设定在比电流检测电路所要求的频带(例如 lMHz)低的频率(例如40kHz)，可获得100MHz以上的平直特性。
并且，由于极点和零点的偏差表现为频率高低上的增益差，因而通 过保持若干偏差，可把频率特性整形为期望形状。
例如，通过使极点大于零点，可使高频增益大于低频增益，并可强 调脉冲上升边。然而，如果偏差过大，则会产生测定误差，因而优选的 是在不产生测定误差的范围内进行调整。
并且，妨碍振铃电流等的测定的电流分量流过并联电阻，通过对该 分量进一步滤波，可实现误差极小的高精度测定。图32示出了消除寄生 电感Ls时的实机测定波形，而图33示出了消除了无用振动分量时的实 机测定波形。从图32和图33可知，通过实施两种滤波，可进行极好的 电流测定。
如上所述，存在以下情况，即由于在并联电阻上寄生的电感分量 而产生数十kHz的零点。因此，当测定具有数MHz分量的脉冲电流时， 会产生大的峰值电压，当把该峰值电压直接输入到放大器等有源元件时， 会受到放大器的通过速率和动态范围的限制影响而不能正确进行放大， 或者必须使用非常昂贵的电路结构。
因此，通过在预先通过滤波器整形为适合测定的波形之后，把该波 形输入到放大器等有源元件，可进行电流测定，而不会产生上述问题。
此外，尽管可以考虑把滤波器设置在取动态范围较大的放大器等有 源元件以后的级，然而由于滤波器难以集成化，因而在使电流检测器集成化时存在问题。由于在这种情况下，上述滤波器也可以观测到极好的 电流波形，因而通过把滤波器直接设置在并联电阻的近旁，可使滤波器 以后的电路集成化。
并且，如图34所示，如果电流流过并联电阻，则其周边产生磁通。 而如果该磁通通过由并联电阻两端和放大器等电路形成的环路内，则产 生电动势，成为噪声，而产生测定误差。因此，通常，通过把环路设计 得尽量小来减少该噪声，但是，环路减少却由于并联电阻大小等的制约 和与放大器的设置位置有关的制约等而存在限度。然而，通过设置用于 消除由交链磁通引起的电动势的噪声消除部，可使噪声减少。
图35示出了这种情况的一例。这里，采用使由布线形成的环路闭合， 在并联电阻侧和放大器侧消除磁通的结构。因此，可消除由交链磁通引 起的电动势，可提高电流检测精度。 ，
图36示出了不接受由磁通引起的噪声的安装结构。这里，通过把电 流配置成与由电流引起的磁通的平面平行，即，通过把电路元件安装成 与由并联龟阻和上述直流链路产生的磁通平面平行，可实现不受磁通影 响的结构。
并且，当进行图37所示的布线(常规上一般不进行的布线)时，由于 噪声电流和布线上的寄生电阻而使测定电流产生误差。虽然通过釆用设 置上述噪声消除部，而不接受噪声或者能回避噪声的安装结构，可以减 少在电流检测电路输入上产生的噪声，但是，减少流过微计算机地线的 噪声电流是不容易的。因此，如图38所示，通过使电流检测电路的信号 地线和微计算机地线连接在并联电阻的一端，可防止流过微计算机地线 的电流使信号地线的电位发生变化而成为噪声，能进行正确的电流测定。
并且，如图39所示，通过配备共模扼流圈，可防止共模信号传送， 可减少流到微计算机地线的噪声电流，并防止噪声产生。
根据本发明的第一方面的发明可达到使由谐振引起的电流振铃不会 流过电流检测器，可提高电流检测精度的特有效果。
根据本发明的第二方面的发明可达到大幅减少测定误差，提髙电流 测定精度的特有效果。根据本发明的第三方面的发明可达到把谐振电流的影响抑制到大致 为0，提高电流测定精度的特有效果。
根据本发明的第四方面的发明可达到在测定误差范围内对振铃频率 分量进行充分抑制，提高电流测定精度的特有效果。
根据本发明的第五方面的发明除了可灵活适应布线长度等的变化以 外，还可达到与根据本发明的第四方面同样的效果。
根据本发明的第六方面的发明可达到对振铃频率分量进行充分抑 制，提高电流测定精度的特有效果。
根据本发明的第七方面的发明可达到与第六方面同样的效果。
根据本发明的第八方面的发明可达到与第七方面同样的效果。 根据本发明的第九方面的发明可大幅减少过冲和下冲，可达到与根
据本发明的第一方面至第八方面中的任何一项同样的效果。
根据本发明的第十方面的发明可达到减少振铃影响，提高电流检测
精度的特有效果。
根据本发明的第十一方面的发明可达到减少由部件引起的延迟等的
影响，提高电流检测精度的特有效果。
根据本发明的第十二方面的发明可达到能够在电流值不变化并且
PWM宽度也不变化的状态下测定延迟时间，进而提高电流检测精度的特有 效果。
根据本发明的第十三方面的发明可达到总是可以在测定延迟时间的
同时进行电流检测，可提高电流检测精度的特有效果。
根据本发明的第十四方面的发明可达到即使在采用无对称性的方式 时，也能适当停止相电流检测而进行延迟时间测定，可提高电流检测精 度的特有效果。
根据本发明的第十五方面的发明在驱动密闭型压縮机时，可达到与 根据本发明的第一方面至根据本发明的第十四方面中的任何一项同样的 效果。
根据本发明的第十六方面的发明可达到提高相电流检测精度的特有 效果。根据本发明的第十七方面的发明可达到在宽范围内达到平直特性， 进而可提高相电流检测精度的特有效果。
根据本发明的第十八方面的发明可达到在宽范围内达到平直特性， 进而可提高相电流检测精度的特有效果。
根据本发明的第十九方面的发明除了可排除无用振动分量的影响以 外，还可达到与根据本发明的第十六方面至第十八方面中的任何一项同 样的效果。
根据本发明的第二十方面的发明可以采用难以产生由非线性引起的 误差的廉价结构，达到与根据本发明的第十六方面至第十九方面中的任 何一项同样的效果。
根据本发明的第二十一方面的发明可达到提高相电流检测精度的特 有效果。
根据本发明的第二十二方面的发明可达到提高相电流检测精度的特 有效果。
根据本发明的第二十三方面的发明可达到与根据本发明的第二十二 方面同样的效果。
根据本发明的第二十四方面的发明可达到不管流过微计算机地线的 电流如何，都可防止信号地线的电位变化，提高相电流检测精度的特有 效果。
根据本发明的第二十五方面的发明可达到防止共模信号传送，减少 流过微计算机地线的噪声电流，提高相电流检测精度的特有效果。
权利要求
1、一种相电流检测装置，该相电流检测装置在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测；其特征在于，把电路元件安装成与由并联电阻和上述直流链路产生的磁通平面平行。
全文摘要
本发明提供了一种相电流检测装置。该相电流检测装置在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，使用并联电阻对流过直流链路的电流进行检测；其中，把电路元件安装成与由并联电阻和上述直流链路产生的磁通平面平行。
文档编号H02M7/5387GK101552571SQ200910137869
公开日2009年10月7日 申请日期2002年9月25日 优先权日2001年9月25日
发明者前田敏行, 谷口智勇 申请人:大金工业株式会社