同步电动机的驱动系统的制作方法

专利名称：同步电动机的驱动系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于电动机驱动装置、例如硬盘驱动器(HDD)、 光盘驱动器、主轴电机、风扇、泵、压缩机等的旋转速度控制的技术。
背景技术：
在HDD装置的主轴电机、风扇、泵等电机驱动装置中，广泛使 用小型/高效的永磁体电机(三相同步电动机)。
但是，为了驱动永磁体电机，需要电机的转子的位置信息，因此 需要用于所述位置信息的位置传感器。近年来，排除该位置传感器， 而进行永磁体电机的转速、扭矩控制的无传感器控制得到了广泛普 及。
通过无传感器控制的实用化，可以削减位置传感器涉及的费用 (传感器自身、传感器的布线的成本等)，实现装置的小型化。另夕卜， 由于无需传感器，所以具有可以在恶劣的环境下使用等优点。
目前，在永磁体电机的无传感器控制中，采用了对因永磁体电机 的转子的旋转而产生的感应电压(速率电动势)(誘起電圧、速度起 電圧)进行直接检测并作为转子的位置信息来进行永磁体电机的驱动 的方法、根据作为对象的电机的数学模型来推测计算转子位置的位置 推测技术等。
在这些无传感器控制中也存在很大的课题。其问题在于低速运转 时的位置检测方法。目前实用化的无传感器控制中的大半是基于永磁 体电机产生的感应电压的技术。因此，在感应电压小的停止、低速域 中，灵敏度降低，而位置信息有可能被噪音掩盖。针对该问题，提出 了各种解决方法。
曰本特开平7-245981号公报(专利文献l)记载的发明是对永
5》兹体电机进行高频通电，并根据此时发生的电流，来检测转子位置的 方式。永磁体电机的转子需要突极性，可以根据因该突极结构产生的 电流高次谐波的影响来检测位置。
在日本特开2001 - 275387号公报(专利文献2 )记载的发明中， 依次选择三相定子绕组中的两相并施加脉冲状的电压，对由该脉冲电 压所感应的非通电相的感应电压(在该情况下成为变压器感应电压) 进行检测并根据该电压模式来推测转子的位置。其原因在于，磁回路 的饱和状态根据转子的位置而变化，所以在非通电相中会产生与位置 对应的感应电压。因此，在专利文献2记载的发明中，即使在完全停 止的状态下也可以获得位置信息。
在日本特开2003 - 189674号公报(专利文献3 )记载的发明中， 在起动时(加速时)部分地采用了专利文献2记载的措施，在确认转 子位置的同时，可靠地进行加速。
在日本特开2000 - 232797号公报(专利文献4 )记载的发明中， 对三相定子绕组的连接点的电位、即"中性点电位"进行检测，来得到 位置信息。把定子绕组的中性点引出来虽然很麻烦，但即使在三相同 时为通电状态的情况下也可以得到位置信息，所以可以利用正弦波电 流理想地驱动永磁体电机。
专利文献1日本特开平7-245981号公报专利文献2日本特开2001 - 275387号^>才艮专利文献3日本特开2003 - 189674号公报专利文献4日本特开2000 - 232797号z〉才艮
但是，在专利文献l记载的发明中，在电机的转子结构中需要突 极性。在没有突极性或突极性少时，位置检测灵敏度低，而难以推测 位置。另外，为了高灵敏度地进行检测，需要增加所注入的高频分量 或降低频率，而会造成旋转脉动、振动、噪音等问题。
在专利文献2以及3记载的发明中，即使在极低速域中也可以获 得永磁体电机的转子位置信息。但是，在三相绕组中，必须使一相成 为开路状态并检查感应电压。因此，永磁体电才几的驱动电流成为断续的矩形波形状。本来，永磁体电机在以正弦波状的电流进行驱动时， 在抑制旋转不均均、抑制高次谐波损失的方面是有利的，但在这些公 知文献记载的发明中无法期待正弦波驱动。
在专利文献4记载的发明中，利用中性点电位中产生的三次谐波 电压。因此，驱动电流可以正弦波化。但是，由于该三次谐波的感应 电压本身是与永磁体电机的旋转相伴的速度感应电动势，所以无法在 低速域获得位置信息。

发明内容
鉴于这些问题，本发明的目的在于提供一种无位置传感器驱动方 式，可以通过理想的正弦波状的电流来驱动永》兹体电才几，并且可以实 现从零速度附近的极低速域的驱动。
本发明的上述以及其他目的和新的特征根据本说明书的记述以
及附图将更加明确。
如果简单说明本申请中公开的发明中的代表性的发明的概要，则
如下所述。
本发明的代表性的实施方式提供一种同步电动机的驱动系统，具 有逆变器，输出正弦波状的交流电压；三相同步电动机，与所述逆 变器连接；以及控制器，对三相同步电动机的中性点电位进行检测并 根据检测结果对逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制逆变器，其中， 控制器具有针对三相同步电动机的中性点电位，与脉冲宽度调制信号 同步地导出采样值的采样/保持电路，根据该采样值，控制器推测三相 同步电动机的转子位置。
该同步电动机的驱动系统的特征还在于，控制器设置使逆变器的 三相输出电位中的至少一相成为与其余的两相的电位不同的期间，在 该期间，采样/保持电路对中性点电位进行采样并导出采样值。
该同步电动机的驱动系统的特征还在于，控制器设置两个或多于 两个的使逆变器的三相输出电位中的至少一相成为与其余的两相的 电位不同的期间，在这些期间，采样/保持电路对中性点电位进行采样
7并导出采样值。
该同步电动机的驱动系统的特征还在于，在逆变器的三相的输出 电位全部相等的期间，插入至少一相成为与其余的两相的电位不同的 的期间、即"中性点电位检测专用期间"，采样/保持电路还在该中性点 电位检测专用期间进行中性点电位的采样。
该同步电动机的驱动系统的特征还在于，脉冲宽度调制信号是根 据三角波载波信号与施加于三相同步电动机的交流电压指令的比较 而生成的，在三角波载波信号的上止点、下止点的前后，采样/保持电 路对中性点电位进行采样。
该同步电动机的驱动系统的特征还在于，在采样/保持电路对逆 变器的三相的输出电位中的至少一相成为与其余的两相的电位不同 的期间进行采样/保持时，采用从该期间的中点时间开始的后半段的期 间对中性点电位进行保持的定时。
本发明的代表性的实施方式还提供一种同步电动机的驱动系统，
具有逆变器，输出正弦波状的交流电压；三相同步电动机，与逆变 器连接；以及控制器，对三相同步电动机的中性点电位进行检测并根 据检测结果对逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制逆变器。
该同步电动机的驱动系统的控制器的特征在于，具有d轴电流 控制器，根据输入的d轴电流指令输出d轴电压指令；以及d轴电流 指令发生器，向d轴电流控制器提供电流指令，其中，所述d轴电流 指令发生器根据转子位置的推测相位对电流指令提供励磁电流。
上述同步电动机的驱动系统的控制器的特征在于，还具有位置推 测器以及存储器，在以开环方式驱动同步电动机的期间，位置推测器 在存储器中记录三相同步电动机的中性点电位。
本发明的代表性的实施方式还提供一种同步电动机的驱动系统， 具备逆变器，输出正弦波状的交流电压；三相同步电动机，与逆变 器连接；以及第一控制器，对三相同步电动机的中性点电位进行检测 并根据该检测结果输出针对逆变器的脉冲宽度调制信号来控制逆变 器；第二控制器，具有检测或推测三相同步电动机的感应电压的单元，根据该检测值或推测值输出针对逆变器的脉冲宽度调制信号来控制
逆变器；以及切换单元，对第一控制器的输出和第二控制器的输出进 行切换并输出给逆变器，其中，当三相同步电动机的转速小于规定的 阈值时，将第一控制器的输出输出给逆变器，而当三相同步电动机的 转速大于等于规定的阈值时，将第二控制器的输出输出给逆变器。 这些同步电动机的驱动系统的特征还在于，驱动系统形成在相同
的半导体基板上。
由本申请公开的发明中的代表性的发明所获得的效果简述如下。
在本发明的代表性的实施方式的三相同步电动机的驱动系统中， 可以利用理想的正弦波状的电流，实现从零速度附近的极低速域的无 传感器驱动。由此，可以实现从低速域的理想的驱动，所以可以降低 因旋转脉动而引起的振动、降低噪音、改善效率、缩短起动时间。另 外，由于方式本身筒单，所以对专用IC化的情况是非常有效的。


图l是第一实施方式的电机驱动系统的结构的框图。
图2是逆变器输出电压的开关状态的矢量图。
图3是转子位置(相位)9d与电压矢量的关系的矢量图。
图4是施加了电压矢量V (1， 0， 1)的状态的永磁体电机与假 想中性点电路的关系的概念图。
图5是施加了电压矢量V (0， 0， 1)的状态的永磁体电机与假 想中性点电路的关系的概念图。
图6是第一实施方式中的使用了三角波载波的实际的脉冲宽度 的调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的图。
图7是在维持了图6的开关模式的状态下，使转子位置变化一个 周期，并测量各矢量上的中性点电位而得到的结果。
图8是第一实施方式的位置推测器的结构的框图。
图9是第二实施方式的位置推测器的结构的框图。
图10是第三实施方式的控制器的结构的框图。
9图11是第三实施方式中为了检测中性点电位而有意地插入的电 压矢量的矢量图。
图12A是第三实施方式中的使用了三角波载波的实际的脉冲宽 度的调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的 图。
图12B是第三实施方式中的使用了三角波载波的实际的脉冲宽 度的调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的 图。
图13是第四实施方式的位置推测器的结构的框图。
图14是第四实施方式的使用了三角波载波的实际的脉冲宽度的
调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的图。 图15是关于第五实施方式5的采样/保持电路中的感应电压的采
样定时的概念图。
图16是第六实施方式的永磁体电机的d轴(存在永磁体的磁通
轴)的磁特性的图。
图17是第六实施方式的I胪发生器的结构的框图。
图18是第七实施方式的位置推测器的结构的框图。
图19是第七实施方式的另一个位置推测器的结构的框图。
图20是第八实施方式的电机驱动系统的结构的框图。
图21是第九实施方式的永磁体电机的驱动系统的实际状态图。
图22是将IqA发生器、控制器、逆变器单片化而实现的永磁体
电机的驱动系统的实际形态图。
(附图标记"^兌明)
1: IqA发生器；2:控制器；3:逆变器；4:永磁体电机；5: Id* 发生器；6-1、 6-2:减法器；6-3:加法器；7: d轴电流控制器； 8: q轴电流控制器；9: dq逆变换器；10: PWM发生器；11:电流 再现器；12: dq变换器；13:中性点电位放大器；14:采样/保持电 路；15、 15B、 15C、 15E、 15F:位置推测器；16:速度运算器；17:检测矢量插入器；18:无感应电压传感器控制器；19:开关；31:直 流电源；32:逆变器主电路；33:输出预驱动器；34:假想中性点电 路；35:单支路(ONE SHUNT)电流检测器；51: 1(1*设定器；52: Id强制指令发生器；151、 151E:基准电平发生器；152:比较器；153: 边沿计数器；154:开关；155:第一存储器；156:第二存储器；155 -2:第三存储器；156-2:第四存储器；155-3:第五存储器；156 -3:第六存储器；157:位置推测器；158、 158-2:中性点电位变 动数据存储器
具体实施例方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行说明。 (第一实施方式)
图l是本发明的第一实施方式的电机驱动系统的结构的框图。
该电机驱动系统的目的在于驱动永磁体电机(三相同步电动机) 4。如果大致区分的话，该电机驱动系统包括IqA发生器1、控制器 2、包括逆变器主电路32和单支路电流检测器35的逆变器3、以及作 为驱动对象的永;兹体电才几4。
IqA发生器1是发生与电动机的扭矩相当的电流指令^*的电路。 该lqA发生器l是处于控制器2的上位的控制器。通常构成为， 一边 观测实际速度co， 一边发生所需的电流指令Iq*，以使永磁体电机4 的转速成为规定速度。IqA发生器的输出即电流指令Iq^皮输出给控制 器2中的减法器6-2。
控制器2以使永磁体电机4发生与电流指令Iq^目当的扭矩的方 式进行工作。该控制器2由I(F发生器(d轴电流指令发生器)5、减 法器6-1、减法器6-2、 d轴电流控制器(IdACR) 7、 q轴电流控 制器(IqACR)8、 dq逆变换器9、 PWM发生器IO、电流再现器11、 dq变换器12、中性点电位放大器13、采样/保持电路14、位置推测器 15、速度运算器16构成。
逆变器3除了既述的逆变器主电路32、单支路电流检测器35以与根据逆变 器主电路32的输出所导出并再现的dq变换器12的输出Id的误差的 减法器。为了填补该误差(使误差为0),减法器6-l将运算结果输 出给d轴电流控制器7。另一方面，减法器6-2是求IqA发生器1的 输出即电流指令"*与根据逆变器主电路32的输出导出并再现的dq 变换器12的输出Iq的误差的减法器。为了填补该误差(使误差为0)， 减法器6-2将运算结果输出给q轴电流控制器8。d轴电流控制器(IdACR) 7是根据减法器6-1的电流偏差来 计算dq坐标轴上的电压指令V(P的电路。另一方面，q轴电流控制 器(IdACR) 8是根据减法器6-2的电流偏差来计算dq坐标轴上的 电压指令丫9*的电路。d轴电流控制器7的输出即电压指令VW以及 q轴电流控制器8的输出被输出给dq逆变换器9。dq逆变换器9是在三相交流坐标上变换dq坐标(磁通轴-磁通 轴正交轴)系的电压指令Vd、 丫9*的电路。dq逆变换器9将输入的 电压指令Vd*、 Vq^乂及位置推测器15的输出0dc变换为三相交流坐 标系的控制信号(三相交流电压指令)Vu*、 Vv*、 Vw*。 dq逆变换 器9对PWN发生器10输出变换结果。PWM发生器10是用于输出用于控制输出预驱动器33的PWM (Pulse Width Modulation,脉冲宽度调制)信号的电路。PWM发生 器IO根据三相交流电压指令Vu*、 Vv*、 VwM吏逆变器主电路32导 通/关断。另外，其输出被输入给输出预驱动器33和采样/保持电路14。电流再现器11是接收从逆变器主电路32向单支路电流检测器 35的输出即IO信号并再现U相、V相、W相的各电流的电路。再现 的各相的电流(Iuc、 Ivc、 Iwc)被输出给dq变换器12。dq变换器12是将电机的相电流的再现值即Iuc、 Ivc、 Iwc变换 为旋转坐标轴即dq坐标上的Id、 Iq的电路。该变换的Id以及Iq在减法器6中用于与电流指令IcP以及电流指令"*的偏差计算。中性点电位放大器13是对假想中性点电路34的输出即假想中性点电位Vnc与永/磁体电机4的三相绕组连接点电位Vn之差(以后称为中性点电位Vn0 )进行检测并放大的电路。该中性点电位放大器13的放大结果被输入给采样/保持电路14。采样/保持电路14是用于对中性点电位放大器13的模拟信号输出进行釆样量化(采样)的A - D变换器。采样/保持电路14与PWM发生器10的输出即PWM脉冲同步地对该Vn0进行采样。采样/保持电路14将该采样的结果(Vn0h )作为数字信号输出给位置推测器15。 位置推测器15是根据由采样/保持电路14采样的中性点电位来推测运算永磁体电机4的转子位置(相位角)ea的电路。该推测结果输出给速度运算器16以及dq变换器12。速度运算器16是根据转子位置的推测值0dc计算永磁体电机的旋转速度的电路。该推测的旋转速度col被输出给Iq+发生器1，用于与磁通轴正交的轴的控制。直流电源31是向逆变器3供给电流的直流电源。 逆变器主电路32是由六个开关元件Sup ~ Swn构成的逆变器电路。输出预驱动器33是对逆变器主电路32进行直接驱动的驱动器。 假想中性点电路34是针对逆变器主电路32的输出电压生成假想中性点电位的电路。单支路电流检测器35是对向逆变器主电路32的供给电流10进行检测的电流检测器。接下来，对该电机驱动系统的基本动作进行说明。 本发明以作为对交流电机即同步电动机的扭矩进行线性化的措施而 一般公知的矢量控制技术为基础。矢量控制技术的原理是在以电机的转子位置为基准的旋转坐标轴(dq坐标轴)上，独立地控制对扭矩有贡献的电流Iq和对》兹通有贡献的电流Id的措施。图1中的d轴电流控制器7、 q轴电流控制器138、 dq逆变换器9、 dq变换器12等是用于实现该矢量控制技术的主 要部分。在图l的电机驱动系统中，在19*发生器1中，计算出与扭矩电 流相当的电流指令Iq* ，并以使电流指令IqA与永磁体电机4的实际的 扭矩电流Iq —致的方式进行电流控制。如果是非突极型的永磁体电机，则电流指令1(1*通常被赋予"零"。 另一方面，在突极结构的永磁体电机、以及弱激磁控制中，作为电流 指令1(1*也有提供负的指令的情况。另外，在永磁体电机的电流检测中，优选对从逆变器向永磁体电 机供给的相电流进行直接检测，但在小型永磁体电机的电流检测中， 采用检测直流电流，并在控制器内部进行相电流的再现运算的措施的 情况较多。关于此时的根据直流电流10对相电流进行再现运算的措施 存在公知的技术、并且并非本发明的主要部分，所以省略。接下来，对作为本发明的特征部分的中性点电位放大器13、釆 样/保持电流14、位置推测器15的工作原理进行说明。永磁体电机4的中性点电位Vn0因电机的转子位置的影响而发 生变化。本发明的基础原理在于应用这一原理，根据中性点电位的变 化逆向地推测转子位置。首先，对中性点电位变化的原理进行说明。逆变器3的各相的输出电位必然是逆变器主电路32的上侧开关 或下侧开关中的某一个导通，而另一个断开的状态。因此，逆变器3 的输出电压一共有8个开关模式。图2是逆变器输出电压的开关状态的矢量图。另一方面，图3是转子位置(相位)ed与电压矢量的关系的矢量图。对各矢量附加如V(l, 0， O)那样的名称。在该矢量表示的记 载方法中，对于各参数，将上侧开关导通的状态表现为"l"，将下侧 开关导通的状态表现为"0"。另外，括号内的数字排列按"U相，V相， W相，，的顺序表示开关状态。逆变器输出电压可以表现为包括两个零 矢量在内的八个矢量。利用这些组合，向永磁体电机4供给正弦波状的电流。将永磁体电机4的转子位置的基准作为U相方向，如图3所示 定义转子位置(相位)ed。在作为旋转坐标的dq坐标轴中，d轴方 向与磁体①m的方向一致，绕逆时针旋转。在ed = 0度附近，感应电压Em为图3所示的q轴方向。在该 条件下，主要使用电压矢量V(l， 0， l)以及V(O， 0， l)来驱动 永》兹体电机4。图4是表示施加了电压矢量V (1， 0， 1)的状态下的永磁体电 机4与假想中性点电路34的关系的概念图。另一方面，图5是表示 施加了电压矢量V(O, 0， 1)的状态下的永磁体电机4与假想中性 点电路34的关系的概念图。可以按照在各图的下面示出的公式计算中性点电位Vn0。在上述各公式中，如果三相的各自的绕组电感(Lu， Lv, Lw) 全都相等，则中性点电位Vn0只是"零"。但是，实际的永磁体电机受 到转子的永磁体磁通的影响，在电感方面会产生不少差异。中性点电 位会;f艮据该电感的差异而变动。图6是本实施方式中的使用了三角波载波的实际的脉冲宽度的 调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的图。 此处，三角波载波信号是指成为用于将三相电压指令Vu*、 Vv*、 Vw* 的"大小，，变换为脉冲宽度的基准的信号，可以通过对该三角波载波与 Vu*、 Vv*、 Vw头的大小关系进行比较，产生PWM脉沖。从图6(a) 中可知，在各电压指令Vu*、 Vv*、 VwA与三角波载波的大小关系发 生变化的点上，同图(b)的PWM脉冲的上升沿/下降沿发生变化的 状况。从该图还可知，中性点电位Vn0根据PWM脉冲的状态而变化。 因此，重要的是，与驱动永》兹体电机4时的PWM脉冲信号同步地检测中性点电位。另外，可知在零矢量(V (0, 0, 0)以及V (1， 1， 1))以外的矢量、即逆变器的三相的输出电位中的至少一相的电位与其他相不15同的开关状态时，中性点电位的变化大。此处，所谓"在至少一相的
电位与其他相不同的开关状态时"是，在图6中，由于(b)PWM脉 冲的PVu、 PVv、 PVw的上升沿的定时不同而产生的。
该三相中的一相的输出电位不同的状态是如果进行通常的正弦 波状的PWM动作则必须插入的期间，本发明的特征在于估计该期间 来检测中性点电位。
图7是在维持了图6的开关模式的状态下，使转子位置变化一个 周期，并测量相应的矢量中的中性点电位而得到的结果的图。
可知在施加V (1， 0, 1)和V (0， 0, 1)的电压矢量时，依赖 于转子位置ed,中性点电位Vn0的变化很大。因此，如果在零矢量 以外的矢量(即、成为逆变器的三相的输出电位中的至少一相的电位 与其他相不同的开关状态的矢量)下检测中性点电位，则能够得到转 子位置信息，而可以推测位置。
可以如下说明该现象。
通过将非零的电压矢量施加给永磁体电机4，在电机的相电流中 发生过渡电流。该过渡电流在稳定状态下就是"电流波紋"。
电流波紋的发生量受电机的电感的大小所支配，但该电感是根据 转子的位置而变化的。因此，根据转子的位置而发生的电感的变动因 施加非零的电压矢量而显著化，而作为中性点的变动被观测到。
接下来，对作为本发明的特征的动作进行具体说明。
在图1中，中性点电位放大器13是用于提高中性点电位的灵敏 度的放大器。由采样/保持电流14与PWM脉沖同步地对该信号进行 采样。根据该采样的中性点电位Vn0h，位置推测器15进行位置的检 测。图8是位置推测器15的结构的框图。
位置推测器15由基准电平发生器151、比较器152、边沿计数器 153构成。
基准电平发生器151设定切换相位的基准电平Vh。 比较器152是将基准电平发生器151输出的基准电平Vh与中性 点电位VnOh进行比较，以High/Low的方式输出比较结果的比较器。
16边沿计数器153是在比较器152的输出即比较结果发生变化的定 时(边沿)将计数值加1的计数器。该输出即为位置推测值edc。
现在，考虑转子位置ed处于零附近的情况。此时，设例如以电
压矢量V(l， 0， 1)进行中性点电位的采样。于是，中性点电位如
图7所示随转子位置ea的增加而向负侧减小。此时，如果恰当地设
定了基准电平Vh，就可以检测出转子位置0d超过了 30度。
由此，可以在比较器152的输出即比较结果反转的时刻，使控制 内部的相位即边沿计数器153的计数值即位置推测值edc递增，转移
到下一个电压矢量模式。
这样，通过观测中性点电位，并继续与基准值的比较，可以使转 子位置ed与控制内部的位置推测值edc—致。结果，可以以无传感
器的方式导出永磁体电机4的转子的位置。
(第二实施方式)
接下来，对本发明的第二实施方式进行说明。
在第一实施方式中，设置基准电平Vh，将其与中性点电位VnOh 进行比较，当比较的结果超过规定值时更新相位。此时的基准电平 Vh是固定值。
如果基准电平Vh是固定值，则相位信息以电气角表示的刻度为 60度，这对于要用理想的正弦波电流来驱动永磁体电机来说，分辨率 过低。第二实施方式的目的在于解决这一问题。
图9是第二实施方式的位置推测器15B的结构的框图。在本实 施方式中，代替第一实施方式的位置推测器15而使用位置推测器 15B。
位置推测器15B由开关154、第一存储器155、第二存储器156、 位置推测器157、中性点电位变动数据存储器158构成。该位置推测 器15B使用施加两个电压矢量时的中性点电位的检测值这二者。
开关154是用于切换两个中性点电位的检测值，并保存在第 一存 储器155、第二存储器156中的开关。
第一存储器155与第二存储器156是用于存储所釆样(量化、样本化)的中性点电位Vn0h的值的存储器。如上所述，在本发明中， 是用于记录施加了两个电压矢量，相应的中性点电位Vn0h的存储器。 此处，设存储在第一存储器中的中性点电位为Vn0h (1),设存储器 第二存储器中的中性点电位为Vn0h (2)。
中性点电位变动数据存储器158是用于保存图7的中性点电位的 变化特性作为中性点电位变动数据的存储器。如果在±30度的范围中 保持中性点电位变动数据，则可以利用N"称,在所有相位区域中利 用。
相位推测器157将中性点电位Vn0h (1)以及中性点电位VnOh (2)与存储在中性点电位变动数据存储器158中的中性点电位变动
数据进行比较，推测计算当前的转子位置ed。
如此，在第二实施方式中，通过使用两个电压矢量中的中性点电 位信息来连续得到位置信息。由此，电机驱动系统整体的,、可靠 性提高。
(第三实施方式)
接下来，对本发明的第三实施方式进行说明。
在第一和第二实施方式中，使用通常动作的PWM信号，并与该 PWM信号同步地检测中性点电位，据此得到位置信息。如上所述， 中性点电位的变动依赖于永磁体电机4内部的磁回路特性。因此，根 据永磁体电机4的容量、转速等规格，其特性大为不同。还要考虑根 据电机结构而位置信息的检测灵敏度不充分的情况。
本实施方式解决上述问题。在本实施方式中，有意地插入中性点 电位的检测脉冲而产生等电位期插入采样期间，并在该等电位期插入 采样期间中的灵敏度高的条件下观测中性点电位。
图10是本实施方式的控制器2C的结构的框图。在本实施方式 中，代替第一实施方式的控制器2而使用控制器2C。
在控制器2C中，与控制器2不同之处在于，在PWM发生器IO 之后、并且在作为PWM信号输出之前插入了检测矢量插入器17。另 外，与第一实施方式不同之处在于，该矢量插入器17还向采样/保持电路14输出。
检测矢量插入器17是用于对PWM发生器10的输出加上检测矢 量的电路。
图11 U) 、 (b)是本实施方式的用于检测中性点电位而有意 地插入的矢量的矢量图。
假设转子位置ed在士30度的范围。此时的磁体磁通①m处于与 电压矢量V (1， 0， 0)大致相同的方向。因此，当如图11 (a)所示 将V (1， 0， 0)施加给永磁体电机4时，由于电流而发生与磁体磁 通相同方向的磁通。即，磁体磁通与由于电流而产生的磁通协调作用， 磁饱和状态被增强。将这种有意地插入中性点电位的检测脉冲的期间 称为"中性点电位检测专用期间"。
同样地，在逆向的电压矢量V(O, 1， l)处，为使磁饱和极端 地緩和的方向。即，如果在存在磁体磁通的方向上施加中性点电位检 测用的电压矢量来检测中性点电位，则该中性点电位的变动变大，位 置检测灵敏度提高。
另外，可以根据以何种程度的期间插入该检测用电压电平，来调 节检测灵敏度。即，如果长时间插入，则电流变化相应地变大，中性 点电位的变动也变大，所以易于调整灵敏度。
图12A是第三实施方式中的使用了三角波载波的实际的脉冲宽 度的调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的 图。与图6同样地，通过与三角波载波的比较，生成PWM脉冲。之 后，观察同图(b)的PWM脉冲的PVu可知，在零矢量期间(三角 波载波的上止点与下止点)，分别插入V(O， 1, 1) 、 V(l， 0， 0)。 通过调整其插入时间(等电位期插入釆样期间)，进行灵敏度的调整。 如图12A(d)所示，在新插入的电压矢量期间，实际的中性点电位 的变动大。
另外，在本图中，由四边形包围的电压矢量所表示的期间是"中 性点电位检测专用期间"。
另外，也可以如图11 (b)所示，将V (1， 0， 1) 、 V (0， 1，
190)插入"中性点电位检测专用期间"。转子的磁体磁通由于沿逆时针 旋转，所以接近电压矢量V (1, 0， 1)。即，在V (1， 0， 1)上的 中性点电位的"变化"是最剧烈地变化的。在该"变化"中，如观察图7 中的ed-0度附近还可知，中性点电位在ed-330度时为+ 0.055V, 但在0d-3O度的时刻，朝着-0.053V，从正的值向负的值大幅变化。 因此，如果有意地插入该电压矢量V(l， 0, 1)，并观测该期间的 中性点位置，则易于观测转子的相位变化，例如通过使用比较器对过
零点进行比较，可以检观'jed化
如果插入了电压矢量V (1， 0， 1),则会施加与本来在电动机
的驱动中所需的电压不同的电压，所以插入相反侧的电压矢量即v(o,
1， 0),而保持整体的电压平衡。
图12B示出对于图11 (b)的波形的变化。
另外，电压矢量v(i, o, i)在ed-士30度的期间，是与本来 所需的电压相同的矢量，所以即使扩大本来所需的输出期间，用相反
方向的矢量即V(O， 1， 0)来校正该扩大的部分也没有问题。
另一方面，在图12A、图12B的条件下，存在开关次数增加的 相(在图12中，U相的脉冲(PVu)的开关次数增加了 )。这是因为， 由于有意地插入中性点电位检测用的电压矢量，所以开关次数增加。 因此，通过插入零矢量(V (1， 1， 1) 、 V (0， 0， 0))的期间， 极力抑制了开关次数的增加。在推测位置时，对该插入电压矢量期间 中的中性点电位进行釆样，与第一实施方式以及第二实施方式同样地 进行位置推测即可。
另外，作为PWM开关方式，如果导入使三相中的一相向正侧或 负侧饱和的方式(二相开关)，则可以抑制开关次数。
利用本实施方式，由于位置推测的灵敏度调整的幅度扩大，所以 本发明可以应用于各种特性的永磁体电机。 (第四实施方式)
接下来，对本发明的第四实施方式进行说明。
在第三实施方式中，仅将U相作为电压矢量施加的对象。与此
20，可以进行灵敏度更高的位置检测。
图13是示出第四实施方式的位置推测器15C的结构的框图。在 本实施方式中，代替第三实施方式的位置推测器15而使用位置推测 器15C。
该位置推测器15C与位置推测器15B的不同点在于存储器包 括针对各相的三组(第一存储器155、第二存储器156、第三存储器 155-2、第四存储器156-2、第五存储器155-3、第六存储器156 -3)存储器；以及中性点电位变动数据存储器158-2对应于三相。 另外，伴随存储器组的增加，开关154-2的切换对象增加。
图14是第四实施方式中的使用了三角波载波的实际的脉冲宽度 的调制的状况、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的状况的图。 与第三实施方式不同，在第四实施方式中，不仅对(b)PWM脉冲的 PVu，而且对PVv、 PVw也插入了 V (1， 0， 1) 、 V (0， 1， 0)或 V ( 1， 1， 0) 、 V (0， 0， 1)。
其中，在对各个相同时输入插入电压时，各插入电压相互抵消。 为了防止该现象，使插入的期间在零矢量期间的附近的前后偏移。
另外，在该图中，用四边形包围电压矢量标记来表现"中性点电 位检测专用期间"。
由此，可以观测所有电压矢量施加时的电位变动，本发明可以应
用于更多种特性的永磁体电机。
(第五实施方式)
接下来，对本发明的第五实施方式进行说明。
图15是涉及采样/保持电路14的感应电压的采样定时的概念图。 如上所述，本发明的原理在于检测中性点电位。在PWM脉冲是如图 15的(i)那样描绘矩形的脉冲时，没有问题。但是，在施加了电压 矢量时，伴随过渡现象，实际的中性点电位如图15的(ii)那样描绘 平滑的曲线。
在使用第一实施方式以及第二实施方式那样的不使用插入电压的通常的PWM波形的情况下，仍然有在载波频率高的情况等施加脉 冲短的条件。在这样的情况下，还考虑当如同图(a)所示在上升沿 之后立即进行采样时，无法得到本来所需的电位而误动作的情况。另 外，在第三实施方式中，为了减少波形的失真，也可以尽量缩短新插 入的电压脉冲的期间。这样，在电压矢量的期间变短时，会发生与第 一实施方式同样的问题。
因此，为了避免在过渡状态下的中性点电位检测，优选尽可能在 电压矢量的后半段(脉冲的中点以后)，进行中性点电位的采样(同 图(b))。即，如果使用PWM脉冲的下降沿，来进行中性点电位 的采样，则可以得到接近最终结果的电位。
由此，可以实现精度更高的无传感器驱动。
(第六实施方式)
接下来，对本发明的第六实施方式进行说明。
如第三实施方式所述，中性点电位的变动量较强地依赖于电机的 磁回路特性。在第三实施方式中，插入了中性点电位观测用的电压矢 量，但有由于开关次数增加而逆变器主电路32等中的损失增大的忧 虑。本实施方式以防止该损失增大为目的。
图16是永磁体电机的d轴(存在永磁体的磁通轴)的磁特性。
在d轴的电流Id为零的状态下，存在磁体磁通①m。如果在d 轴正方向上流过电流，则磁饱和增强，其结果，电感减小。此处的电 感是d①/dl。另外，如果d轴负方向上流过电流，则电感增大。
因此，在负方向上流过d轴电流时，电感的变化(减小)变大， 中性点电位的变动进一步变大。即，能够高灵敏度地得到转子位置信 息。
图17是第六实施方式的1(1*发生器5D的结构的框图。在本实施 方式中，代替第一实施方式1(1*发生器5而使用该1(1*发生器5D。在 该1(1*发生器5D中，由与第一实施方式的1(1*发生器5相当的IdH殳 定器51、 Id强制指令发生器52、加法器6-3构成。
IW设定器51输出用于输出上述图16的磁体磁通①m的"零"。另一方面，Id强制指令发生器52是使Id向正侧流过的电路。通过加 法器6-3合成该两个电路的输出并作为电流指令IW输出给减法器6 - 1。
利用该动作，进一步加强了/P兹通轴的d轴方向的》兹饱和，可以增 大中性点电位的变动量。
另外，本实施方式与第三实施方式的分开使用。
在本实施方式中，强制地流过本来不需要的d轴电流。因此，功 耗与该电流的部分相应地增大，电机的效率低。另一方面，由于无需 如第三实施方式那样增加开关次数，所以不会产生逆变器的损失(开 关损失)。
考虑上述情况，优选将两者分开使用。 (第七实施方式)
接下来，对本发明的第七实施方式进行说明。
图18是本实施方式的位置推测器15E的结构的框图。该位置推 测器15E是将图8所示的位置推测器15改良而得到的。另一方面， 图19是另一个位置推测器15F的结构的框图。它是将图9所示的位 置推测器15B改良而得到的。位置推测器15E、位置推测器15F都被 添加了电机切换开关(图18中的159，图19中的159-1、 159-2)。 本实施方式的特征在于该电机切换开关。
如上所述，在本发明中，根据永磁体电机4的中性点电位的变动 量，检测转子位置。因此，需要预先测量中性点电位与转子相位的关 系。
另一方面，中性点电位与转子相位的相关较大地依赖于电机的磁 回路特性。因此，在电机的规格变更时等，需要进行再次测量。
因此，设置电机切换开关，在实际运转前进行基准电平发生器(图 18的151E)的调整、以及中性点电位变动数据存储器(图19的158F) 内的中性点电位变动数据的设定。
具体而言，在进行设定时，将相应的模式切换开关切换到"0" 侧，以开环方式对永磁体电机进行驱动(使转数成为恒定，进行正反馈驱动)。此时，改写中性点电位的变动数据、以及基准电平。在生 成数据之后，将模式切换开关设定为"1"侧，转移到通常的控制。
即，与图8所示的位置推测器15、图9所示的位置推测器15B相同 的动作。
这样，通过本实施方式，可以实现与电机对应的基准电平的设定、 或者中性点电位变动数据的自动生成，工作效率提高。 (第八实施方式) 接下来，对本发明的第八实施方式进行说明。
本发明是利用了中性点电位的变动的无位置传感器方式。但是， 当前永磁体电机的无传感器驱动方式的主流是利用与旋转伴随地发 生的感应电压的方法。该方式难以进行极低速域中的推测位置，而本 发明的方法则更加有效。另一方面，在利用感应电压的方法中，具有 可以根据瞬时的电压、电流来进行转子位置的推测这样的优点，高速 域中的性能有时呈现比本发明的方法更优良的特性。
因此，优选根据旋转速度来切换使用使用了感应电压的无传感器 方式、和本发明的中性点电位利用方式的作法能够达成系统整体的最 优化。
图20是该第八实施方式的电机驱动系统的结构的框图。在图20 中，追加了无感应电压传感器控制器18以及开关19。根据旋转速度 切换无感应电压传感器控制器18和本发明的控制器2，据此可以实现 完成度高的电才几驱动系统。 (第九实施方式)
最后，对本发明的第九实施方式进行说明。
图21是本实施方式的永磁体电机的驱动系统的实际状态图。在 该图中利用一个集成电路实现了 IqA发生器1与控制器2，利用从此 输出的PWM脉冲波形，来驱动逆变器3。
在逆变器3中，逆变器主电路32与输出预驱动器33 —体化(单 封装化)，而实现了小型化。通过将控制器2进行通用LSI化，还可 适用于各种用途/容量。
24图22是将^*发生器1、控制器2、逆变器3单片化而实现的永 磁体电机的驱动系统的实际形态图。在本实施方式中，具有如下优点 当永磁体电机4与电源连接时，可以实现永磁体电才几4的可变驱动， 在驱动小型电动机的情况下，可以将系统整体小型化。
另外，在将控制部分进行了集成电路化的情况下，可以使运算速 度为几~几十ns以下的高速运算。在本发明的各实施方式中，都无 需复杂的运算，可以实现从低速开始的无传感器驱动而不会大幅增加 门数。如果将微控制器、DSP用于控制，则难以实现运算处理速度的 高速化；但通过使控制部为专用的集成电路，则能够大幅改善该问题， 本发明的效果变得显著。
以上，根据实施方式具体说明了由本发明者完成的发明，但本发 明不限于上述实施方式，当然可以在不脱离其要旨的范围内进行各种 变更。
举一个例子。本发明的特征在于，对永磁体电才几4的三相绕组连 接点电位Vn进行检测。在上述说明中，根据中性点电位的检测的容 易度，为了生成基准电位而导入假想中性点34，导出其与三相绕组连 接点电位Vn之差。但是，如果可以检测永磁体电机4的三相绕组的 连接点电位，则基准电位不论在哪里都没有问题。例如，既可以以对 直流电源31进行等分压而得到的电压为基准，也可以以直流电源的 地为基准准电位。在该情况下，通过减去偏移量，得到相同的结果。
产业上的可利用性
如上所述，本发明是用于构筑无传感器的电机驱动系统的技术。 对于该电机的应用范围，可以用于硬盘驱动器的驱动、以及空调设备、 光盘驱动器、主轴电机、风扇、泵、压缩机等的旋转速度控制。
权利要求
1.一种同步电动机的驱动系统，具有逆变器，输出正弦波状的交流电压；三相同步电动机，与所述逆变器连接；以及控制器，对所述三相同步电动机的中性点电位进行检测并根据检测结果对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器，其特征在于，所述控制器具有针对所述三相同步电动机的中性点电位，与所述脉冲宽度调制信号同步地导出采样值的采样/保持电路，根据所述采样值，所述控制器推测所述三相同步电动机的转子位置。
2. 根据权利要求1所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述控制器设置使所述逆变器的三相输出电位中的至少一相成为与其余的两相的电位不同的期间，在该期间，所述采样/保持电路对所述中性点电位进行采样并导 出采样值。
3. 根据权利要求1所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述控制器设置两个或多于两个的使所述逆变器的三相输出电位中的至少一相成为与其余的两相的电位不同的期间，在该期间，所述采样/保持电路对所述中性点电位进行采样并导 出采样值。
4. 根据权利要求2所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 在所述逆变器的三相的输出电位全部相等的期间，插入至少一相成为与其余的两相的电位不同的期间、即中性点电位检测专用期间，所述采样/保持电路还在所述中性点电位检测专用期间进行所述中性 点电位的采样。
5. 根据权利要求4所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述脉冲宽度调制信号是根据三角波载波信号与施加于所述三相同步电动机的交流电压指令的比较而生成的，在所述三角波载波信号的上止点、下止点的前后，所述釆样/保 持电路对所述中性点电位进行采样。
6. 根据权利要求1所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 在所述采样/保持电路对所述至少一相成为与其余的两相的电位不同的期间的上述中性点电位进行采样/保持时，对于保持所述中性点 的定时，采用在比所述至少一相成为与其余的两相的电位不同的期间 的中点时间靠后的后半段的期间进行保持。
7. 根据权利要求1所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述驱动系统形成在相同的半导体基板上。
8. —种同步电动机的驱动系统，其特征在于，具有逆变器， 输出正弦波状的交流电压；三相同步电动机，与所述逆变器连接；以 及控制器，对所述三相同步电动机的中性点电位进行检测并根据检测 结果对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器。
9. 根据权利要求8所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述控制器具有d轴电流控制器，根据输入的d轴电流指令输出d轴电压指令；以及d轴电流指令发生器，向所述d轴电流控制器 提供电流指令，其中，所述d轴电流指令发生器根据转子位置的推测相位对所述 电流指令提供励磁电流。
10. 根据权利要求8所迷的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述控制器具有位置推测器以及存储器，在以开环方式驱动所述三相同步电动机期间，所述位置推测器在所述存储器中记录所述三相 同步电动机的中性点电位。
11. 根据权利要求8所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于， 所述驱动系统形成在相同的半导体基板上。
12. —种同步电动机的驱动系统，具备逆变器，输出正弦波状 的交流电压；三相同步电动机，与所述逆变器连接；第一控制器，对 所述三相同步电动机的中性点电位进行检测并根据该检测结果输出 针对所述逆变器的脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器；第二控制 器，具有检测或推测所述三相同步电动机的感应电压的单元，根据该 检测值或推测值输出针对所述逆变器的脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器；以及切换单元，对所述第一控制器的输出和所述第二控制 器的输出进行切换并输出给所述逆变器，其特征在于，利用所述切换单元进行切换，当所述三相同步电动机的转速小于 规定的阈值时，将所述第一控制器的输出输出给所述逆变器，而当所 述三相同步电动机的转速大于等于规定的阈值时，将所述第二控制器 的输出输出给所述逆变器。
13.根据权利要求12所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于，所述驱动系统形成在相同的半导体基板上。
全文摘要
本发明提供一种可以通过理想的正弦波状的电流来驱动永磁体电机，并且可以实现从零速度附近的极低速度域的驱动的无位置传感器驱动方式。在本发明中，与逆变器的PWM波形同步地检测永磁体电机(4)的中性点电位。根据该中性点电位的变动，推测永磁体电机(4)的转子位置。由于中性点电位根据各个永磁体电机的磁回路特性而变动，所以可以实现与有无永磁体电机的突极性等无关的检测位置。
文档编号H02P27/06GK101677223SQ200910168058
公开日2010年3月24日 申请日期2009年8月19日 优先权日2008年9月17日
发明者岩路善尚, 鸿上康彦, 黒泽稔 申请人:株式会社瑞萨科技