用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备的制作方法

专利名称：用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及电源，并且更具体而言，本发明涉及减少电源的输入电流谐波。
背景技术：
电源通常被用来将由插座(electrical outlet)提供的交流("AC")功率变换成电子设备可用的直流("DC")功率。电源设计的一个重要的考虑是功率质量(power quality)，或者，换而言之，向电源传递功率的效率(efficiency)。更具体而言，功率质量可以用功率因子来量化，功率因子是传递给电源的可用功率的量除以传递给电源的总功率的比。可用功率可以定义为由耦合到电源的输出的负载使用的功率。总功率是传递给电源的有用功率和无用功率之和。无用功率可以定义为传递给负载但是并未被负载利用而被返回到电源输入端的功率。
在电源操作期间，具有高的功率因子(总功率的绝大部分是有用功率)有益于增大效率。所传递的无用功率由于在经由电源传送功率时增大的电流而引起功率的附加耗散。此外，电源中的电子组件可能需要被设计为接收较高的电流以向负载传递相同量的功率，这可能增大电源的成本和尺寸。
引起附加的无用功率的一个方面是通过配电系统(power distributionsystem)传递的电流和/或电压波形中的失真。通常，这些电流和/或电压的失真可能是由在经由配电线路(distribution line)进行功率传送期间所耦合的M于扰引起助。为了设计高效率的电源，增大电源的输入功率的功率质量是很重要的。增大电源的输入功率的功率质量的常用方法是使用升压变换器(boost converter)将电流波形变换回其理想的正弦形状。

发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种在功率变换器中使用的控制器， 包括第一计算器，该第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确 定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开 关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及第二计算器，该第二计算 器被耦合以通过对输入电压和输出电压之间的差进行积分来确定所述功率 开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述关断时间的结束 的关断时间信号。
根据本发明的另一个方面，提供了一种控制器，用于在功率变换器中 用来减少线电流谐波，所述控制器包括第一积分器，该第一积分器被耦 合以对所述功率变换器的输入电流进行积分并且输出用于结束所述功率变 换器中的功率开关的接通时间的第一信号；第二积分器，该第二积分器被 耦合以对实质上恒定的值与所述功率变换器的输入电压之间的差进行积分 来输出用于结束所述功率变换器的关断时间的第二信号；以及驱动电路， 该驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号以输出第三信号， 所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制所述输入电流使之 与所述输入电压实质上成比例。
根据本发明的另 一个方面，提供了 一种在功率变换器中使用的控制 器，所述控制器包括第一计算器，该第一计算器被耦合以通过对输入电 流进行积分来确定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出 代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及第二计算 器，该第二计算器被耦合以通过对实质上恒定的值与输入电压之间的差进 行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关 的所述关断时间的结束的关断时间信号。
根据本发明的另一个方面，提供了一种控制器，用于在功率变换器中 用来减少线电流谐波，所述控制器包括第一积分器，该第一积分器被耦 合以对所述功率变换器的输入电流进行积分并且输出用于结束所述功率变 换器中的功率开关的接通时间的第一信号；第二积分器，该第二积分器被 耦合以对所述功率变换器的输入电压和输出电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率开关的关断时间的第二信号；以及驱动电路，所述驱动 电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号以输出第三信号，所述第 三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制所述输入电流使之与所述 输入电压实质上成比例。
根据本发明的另一个方面，提供了一种方法，包括对功率变换器的 输入电流进行积分来确定所述功率变换器中的功率开关从接通状态转变为 关断状态的时间；对恒定值与功率变换器的输入电压之间的差进行积分来 确定所述功率开关从接通状态转变为关断状态的时间；以及根据所述功率 开关从接通状态转变为关断状态的时间和所述功率开关从关断状态转变为 接通状态的时间来对所述功率开关进行开关，以调节所述功率变换器的输 出电压。


参考附图对本发明的非限制性和非穷尽性实施例进行描述，其中，若 非另外指明，则相似的标号是指各个示图中相似的部件。
图1是示出包括根据本发明教导的示例控制器的升压变换器的示例示 意图2A是示出根据本发明教导的图1的示例控制器的功能框图； 图2B是示出根据本发明教导的图1的示例控制器的功能框图； 图2C是示出图2B的示例输入电压计算器的功能框图，并且还示出与
根据本发明教导的示例输入电压计算器的操作对应的波形；
图2D是示出根据本发明教导的图1的示例控制器的功能框图3示出根据本发明教导的与图1和图2相关联的示例输入电流波形
和开关电流波形；
图4是图1中的示例控制器中所包括的示例接通时间计算器的功能框 图，并且示出根据本发明教导的与示例接通时间计算器的操作相对应的波 形；
图5是图1中的示例控制器中所包括的示例关断时间计算器的功能框 图，并且示出根据本发明教导的与示例关断时间计算器的操作相对应的波形；
图6是图1中的示例控制器中所包括的示例驱动器的功能框图，并且 示出根据本发明教导的与示例驱动器的操作相关联的波形；
图7是根据本发明教导的图1的示例控制器中所包括的示例反馈电路 的功能框图8是示出根据本发明教导、通过改变开关周期的接通时间和关断时 间来减少线电流谐波的示例方法的流程图；以及
图9示出实现根据本发明教导的控制技术的示例集成电路。
具体实施例方式
在本发明的一个方面中，为说明目的在此公开的方法和设备使用功率 变换器来限制线电流谐波。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理 解，阐述了大量特定细节。然而，对本领域普通技术人员而言显而易见的 是，不必采用这些特定细节来实行本发明。为了避免混淆本发明，没有详 细描述与实现相关的公知方法。
整个说明书中，对"一个实施例"、"实施例"、"一个示例"的提 及是指结合该实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至 少一个实施例或示例中。因此，在说明书中各个地方出现的短语"一个实 施例"、"实施例"、"一个示例"不一定都指同一实施例。例如，在一 个或多个实施例或示例中，该具体特征、结构或特性可以结合到任何适当 的组合和/或子组合中。
如以下将要描述的，根据本发明教导的各种示例允许功率变换器采用 控制技术来对功率变换器的输入电流波形进行整型(shape)。在所讨论 的示例中，通过改变功率变换器中的功率开关的接通时间和关断时间来将 输入电流波形控制为与输入电压波形成比例。更具体而言，该控制技术通 过为关断时间设置恒定的伏秒(volt-seconds)，强制使得功率开关的接通 时间与整流后的时变输入电压rw (0成反比。关断时间被控制为 (^/r-^)xr。^的常数乘积。具体地，在关断时间期间对r。^-^进行积分
9使得可以在关断时间期间设置恒定的伏秒。通过设置关断时间使之具有恒 定的伏秒，接通时间的伏秒被强制为在若干个开关周期中基本恒定，以维 持满足升压电感器的特性的伏秒平衡。升压电感器上伏秒的平衡使得接通 时间基本上与输入电压成反比。接通时间与输入电压的这一关系建立了用 于将输入电流作为代表输入线电压的整流后时变输入电压的函数来 控制的简便手段。如果通过在接通时间期间对输入电流进行积分而感测输
入电流，则可以通过达到J"/,一 (其中，从Tl至T2的持续时间是接通 时间)的恒定积分值来终Ik接通时间，所述恒定积分值是通过在若干个开 关周期中基本恒定的反馈信号来确定的。这将使得开关周期中的平均输入
电流与输入电压基本上成比例。将根据以下所述的示图说明这一概念。
为了图解，图l是根据本发明教导的包括控制器102的示例功率变换 器100的功能框图。在所示示例中，功率变换器100是接收对应于AC线 电压^106的AC线电流4104的升压功率变换器。通常，由配电系统 (例如，电厂)通过插座(electrical socket)来提供AC线电流^ 104和相 应的AC线电压^106。如图所示，桥式整流器108将AC线电压^106变 换成DC输入电压^110。
现在参考图3，示例波形302、 304和306分别代表AC线电压 ^106、 DC输入电压 110和DC输入电流；111。如图所示，"AC"波 形由以特定间隔反转其极性的波形来表示。例如，AC线电压)^106由在 正值和负值之间交替的波形302表示。比较而言，"DC"波形由总是为 同一极性的波形来表示。例如，如波形304和306所示，DC输入电压 ^110和DC输入电流；111基本上总是正的。注意，DC输入电压)^110 和DC输入电流；lll的大小随时间改变。
往回参考图1,在所示出的示例中，滤波器112耦合到桥式整流器 108两端以从DC输入电流/^111过滤高频噪声电流。在本发明的一个方 面中，DC输入电流；lll基本上被控制为与DC输入电压^110成比例 关系。如图3中所示，当代表DC输入电流；111的波形306总体上跟随 代表DC输入电压F^ 110的波形304的形状时，比例关系被建立。如图1的示例中所示，被示为电感器L, 114的能量存储元件一端耦合 到控制器102，另一端耦合到功率开关SWt 118。在操作中，当功率开关 SW, 118能够传导电流时，开关118为"接通"或"闭合"状态，而当功 率开关SW! 118不能传导电流时，开关118为"关断"或"断开"状态。 在该示例中，输入回传(input return) 120耦合到功率开关SW! 118。在 操作中，根据本发明的教导，能量存储电感器L, 114响应于功率开关 SWi 118的开关将能量传送给功率变换器100的输出端。
如该示例中所示，大容量电容器(bulk capacitor) 122被耦合，以向 负载126提供基本上恒定的输出电压r。m 124。在一个示例中，负载126 可以是DC-DC电源的输入。二极管Di 128被耦合，以防止大容量电容器 122的电流通过电感器I^ 114回流。在图1的示例中，由控制器102接收 代表DC输入电压^ 110的输入电压信号[7^130。在一个示例中，由于将 结合图2B和图2C讨论的升压变换器的固有特性，可以导出输入电压信 号￡/,130。如图所示，还由控制器102接收代表DC输入电流；111的输 入电流感应信号C/^ 132。更具体而言，可以用电流传感器(current sense) 134来测量DC输入电流；lll，电流传感器134例如是电流变压 器，或分立电阻器两端的电压，或当晶体管接通时晶体管两端的电压。在 图1的示例中，还由控制器102接收代表输出电压F"。^124的输出电压信 号^。『136。在一个示例中，输出电压信号K。^136可以代表恒定基准 值。根据本发明的示例教导，感应信号C/^130、 (7^132和[/,。w 136可以 是电压或电流的形式。
在一个示例中，控制器102响应于输入电压信号C/，130、输入电流 信号f/^132和输出电压信号"y136，输出用于控制开关SW！ 118的开关 的开关信号t/^119，以调节输出电压r。^124，并且控制DC输入电流 ;111使之与DC输入电压 110 (也称为"输入电压^110")成比 例。更具体而言，在所示示例中，控制器102通过控制功率开关SWi 118 的各个开关周期来调节输出电压r。J24和控制DC输入电流；lll。开关
周期被定义为开关接通的时间段和随后的开关关断的时间段。例如，开关 周期可以包括开关SW！ 118能够传导的接通时间，随后是开关SW, 118不能传导的关断时间。在另一示例中，开关周期可以包括开关SW〗118不能 传导的关断时间，随后是开关SWi 118能够传导的接通时间。接通时间可 以定义为开关周期期间开关SW! 118进行传导的时间段，而关断时间可以 定义为开关周期期间开关SW, 118不进行传导的时间段。
根据本发明的教导，控制器102采用通过主动调节开关SW〗118的接 通和关断时间来控制DC输入电流^111的可变频率开关方法。具体地， 响应于假定在若干个开关周期期间基本恒定的输出电压信号^。^136，调 节开关周期的接通时间，并且用代表伏秒大小的恒定值设置开关周期的关 断时间。由于电感器在稳态条件下维持伏秒平衡的自然趋势，开关SW! 118被强制在接通时间期间基本维持相似的伏秒平衡。通过在接通时间期 间对输入电流信号"^132进行积分并且允许关断时间具有恒定伏秒，DC 输入电流；lll被强制变成与DC输入电压^110成比例。这允许DC输 入电流&111在每个线周期(line cycle) 310期间跟踪或跟随DC输入电 压^110。以这种方式，开关SW! 118受控制器102的控制来调节功率变 换器100的输出电压r。ml24并且控制DC输入电流/w111使得DC输入电 流；111与DC输入电压^ 110基本上线性成比例。
现在参考图2A，根据本发明的教导，功率变换器100的功能框图还 示出图1的控制器102的示例。如图所示，控制器102包括关断时间计算 器202、驱动器204、接通时间计算器206和反馈电路208。根据图2A的 示例，接通时间计算器206确定在开关周期中开关SW, 118能够传导电流 的时间(也称为"接通时间")的量。在操作中，作为示例，接通时间计 算器206将响应输入电流信号C/,^132输出接通时间信号f/。w210，接通时 间信号t/。w210指示开关周期中接通时间的结束。在图2A的示例中，当接 通时间信号t/。^210被输出到驱动器204时，开关信号t/^ 119被相应调节 以关断开关SW！ 118。以这种方式，接通时间计算器206调节开关周期的 接通时间。
在图2A的示例中，关断时间计算器202确定开关周期中开关SWi 118不能传导电流的时间(也称为"关断时间")的量。在操作中，响应 于输入电压信号C/,130和输出电压信号^。^136,关断时间计算器202将输出关断时间信号"。w212，关断时间信号C/。^212指示开关周期中关断时 间的结束。在图2A的示例中，当关断时间信号C/。^212被输出给驱动器 204时，开关信号C^119被相应调节以接通开关SWi 118。以这种方式， 关断时间计算器202调节开关周期的关断时间。驱动器204通过开关信号 C/^119来控制开关SWt 118的开关。在一个示例中，当开关信号c/^119 为高电平时，开关SW! 118接通，而当开关信号t/^119为低电平时，功 率开关SWi 118关断。因此，根据该示例，驱动器204被耦合，以响应于 接通时间信号t/^210将开关SWi 118从接通状态切换到关断状态，并且 响应于关断时间信号t/。^212将开关SWi 118从关断状态切换到接通状 态。因此，在该示例中，驱动器204调节功率变换器IOO的输出端处的输 出电压r。^124。
如图2A的示例中所示，反馈电路208响应于输出电压信号^。^136 输出误差信号C/皿214。更具体而言，误差信号t/^214给出对功率变换器 100的输出电压的指示。根据本发明的教导，误差信号f/^214被设计为 具有相比于开关信号t/^119慢得多的响应时间。例如，在一个实施例 中，误差信号t/^214是代表在若干个线周期期间输出电压^^124的平均 大小的平均值，使得在控制线周期期间的输入电流时，输出电压r。^124 被认为是基本恒定的值。
如图所示，控制器102、电流传感器134和开关SW! 118可以包括在 集成电路216中。在一个示例中，开关SW! 118可以被包括在与控制器 102相同的单个单块集成装置(monolithic device)上。在替换示例中，控 制器102可以被包括在没有开关SW, 118的单个单块集成装置上。在一个 示例中，功率开关SW! 118可以是金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)。在操作中，当开关SWi 118接通时，允许从漏极端子220 向源极端子222的电流传导，而当开关SWt 118关断时，基本上防止电流 的传导。在另一个示例中，如图2A中所示，电流传感器134可以被耦合 到开关118，以测量开关电流4218。由于在开关周期的接通时间期 间，开关电流/^218与DC输入电流；lll基本相等，所以在开关周期的 接通时间期间，可以感测开关电流/^218来替代DC输入电流；lll。如图所示，电流传感器134可以在功率开关SWi 118的源极端子222处感测 输入电流；lll。在替换实施例中，电流传感器134可以在功率开关SWi 118的漏极端子220处感测DC输入电流；lll。在另一替换实施例中， 可以在漏极端子220之前或源极端子222之后由电流传感器134感测开关 电流；218。
如所描述的示例中所示，滤波器112包括但不限于从DC输入电流 ;111过滤高频噪声的电容器224。更具体而言，在一个示例中，电容器 224的电容值是所选取的使得电容器224可以过滤掉高频噪声但是又没有 大到足以减少DC输入电压J^ 110的时变分量的值。
现在参考图2B，功率变换器100的替换功能框图还示出根据本发明 的教导的图1的控制器102的示例。如图所示，输入电压计算器250响应 于开关信号C/^119计算DC输入电压 110。由于升压变换器拓扑的特 性，在功率开关SW！ 118的占空比因子D与DC输入电压^110之间存在 某种关系。可以通过利用占空比因子D来计算DC输入电压^110，从而 利用该关系。占空比因子被定义为在一段时间中功率开关SW！ 118进行传 导的时间的百分比。可以由以下等式1来定义占空比因子D:
"=~^~ = ~~^~ 等式1
』ro7MiJ。w """i。i^
其中，Q代表功率开关SW! 118被闭合(进行传导)的时间，；。^是某 一时间段，并且r。^代表功率开关SWt 118被断开(不进行传导)的时 间。由于升压变换器的固有特性，在输入电压、输出电压、接通时间和关 断时间之间存在特定的理论关系，如下所示
x r讽=(r離—x r。FF, rw = (r瞎—等式2
基于等式l，我们现在可以用占空因子D替代等式2的一部分。将D代入 我们可以得到等式3:
^vX/)-(r,-^)x(l-") 等式3
简化等式3后得到
4 = r。OT(i-") 等式4 因为输出电压^^124由于输出电压调节基本为恒定值，所以我们可以用
14常量K来替换输出电压r。OT 124 。
D) 等式5 因此，输入电压计算器250可以基于占空比因子D来计算输入电压 ^U0。更具体而言，l-Z)代表DC输入电压^110。由于开关信号 f/^119代表某个时间段期间功率开关SWi 118的传导时间，所以可以通 过开关信号t/^119来确定占空比因子D。现在参考图2C，更详细地图示 图2B中的输入电压计算器250的功能框图。如图所示，输入电压计算器 250包括耦合到平均电容器254的反相器252，平均电容器254耦合到输 入回传256。比例运算电路(scaling circuit) 258被耦合到电容器254。
在操作中，反相器252接收开关信号t/^119并且输出反相开关信号 5:260。如波形264中所示，通过将时间段中的整个接通时间ToN除以总 的时间段TpER!⑤可以计算占空比因子D，并且通过将该时间段中的整个 关断时间ToFF除以总的时间段TpERK)d可以计算值(l-D)。由于平均电
容器254持续接收反相开关信号^260，所以平均电容器电压266代表 l-D的平均值。如图所示，输入电压计算器250输出输入电压信号 C/^130，输入电压信号C/,130可以是代表DC输入电压^110的电压或 电流。
现在参考图2D，功率变换器100的替换功能框图还示出根据本发明 的教导的图1的控制器102的示例。如图所示，恒定基准电压r^270代 表输出电压信号^。^136。由于输出电压^^124由于调节基本恒定，所以 恒定基准电压K^270可以代表输出电压F。^124。使用恒定基准电压作为 输出电压的代表的益处在于当功率变换器100由于启动或故障条件而未 调节时，功率变换器IOO不必在根据本发明的控制技术可以被再次实现之 前，等待输出电压r。^124来返回调节状态。
如之前所参考的，图3示出根据本发明的教导的AC线电压波形 302、 DC输入电压波形304、 DC输入电流波形306和开关电流波形308。 AC线电压波形302代表AC线电压^ 106并且基本上是正弦波形。线周期 被定义为AC线电压波形302的连续3个过零之间的时间间隔，并且对应 于线周期时间段Tl 310，线周期时间段Tl 310代表完成一个线周期所用的时间。更具体而言，在所示示例中，线周期时间段TL310依赖于AC线 电压^106的频率。例如，如果AC线电压^106的频率增大，则线周期 时间段TL310将变短。相反，如果AC线电压^106的频率减小，则线周 期时间段H 310将变长。根据本发明实施例，线周期时间段Tl 310比开 关周期时间段Tsw 312长得多。为了进一步进行描述，在一个示例中，线 频率为与16,666微秒的线周期时间段tl 310相对应的60 Hz，并且开关频 率是与10微秒的开关周期时间段Tsw312相对应的100kHz。
如图所示，DC输入电压波形304代表DC输入电压^ IIO并且是AC 线电压波形302的整流后的波形。在操作中，桥式整流器108对由AC线 电压波形302代表的AC线电压^106进行整流，以生成由DC输入电压 波形304代表的DC输入电压^ 110。 DC输入电流波形306代表DC输入 电流/^111。如图所示，DC输入电流波形306被叠加在输入电压波形304 上以示出在开关周期期间DC输入电流；lll如何被控制来跟随DC输 入电压^ 110。在图330中示出DC输入电流波形306的放大示图314。
如放大示图314中所示，响应于由控制器102确定的第一接通时间 T0N1 318和第一关断时间T0FF1 320， DC输入电流；lll被控制第一开关 周期时间段TSW1 316。开关电流波形308代表图2A的开关电流Isw 128。 如图所示，在开关周期的接通时间期间，例如在Tow 318期间，开关电流 波形308与DC输入电流波形306基本相等。在开关周期的关断时间期 间，例如在Tom 320期间，开关电流波形308基本为0。如上所述，当开 关SWi 118接通时，DC输入电流；lll与开关电流/^218基本相等。因 此，可以由接通时间计算器206接收开关电流/^218或DC输入电流 & 111来确定开关周期时间段Tsw 312的接通时间。
现在，参考图4中的示例，图2A的接通时间计算器206通过对DC 输入电流/wlll进行积分来确定开关周期时间段Tsw 312的接通时间。在 操作中，响应于电流感应信号f/^132和反相开关信号t/皿402,接通时间 计算器206输出接通时间信号t/。w210。反相开关信号f/，402是如图2C 中所示的反相开关信号^260的一个示例。在图4的示例中，响应于输 入电流信号f/^132，接通时间电流源406输出代表DC输入电流；lll的比例运算出的电流/^408。在一个示例中，通过将输入电流信号t/^132 乘以用于信号处理的比例运算因子Ki 410可以确定比例运算出的电流I, 408。如示例中所示，晶体管ToN412耦合到电容器CoN414的两端。在操 作中，当开关SW! 118从关断状态转变为接通状态时，反相开关信号 t/，402从高电平转变为低电平，关断晶体管TON 412并且使得比例运算 出的电流/^408对电容器CoN414充电。
相反，当开关SWi 118从接通状态转变为关断状态时，反相开关信号 "，402从低电平转变为高电平，接通晶体管TON 412从而使得电容器CON 414放电。当功率开关SWi 118为接通状态时，电容器CoN414充电并且 电容器电压)^咖416在电容器C0N 414两端形成。比较器418被耦合使得 比较器418的反相输入端的电压与电容器Q^414相同。在该示例中，比 较器418的同相输入端被耦合到基准误差电压r^420。更具体而言，基准 误差电压r^420代表误差信号C/^214。因此，在所示示例中，响应于由 接通时间计算器206接收到的、由图2A的反馈电路208输出的误差信号 t/^214来确定接通时间信号t/。w210。在一个示例中，误差信号f/^214代 表功率变换器100输出端处的输出电压^^124并且可以乘以比例运算因 子KERR 422来确定基准误差电压420 。
在操作中，当开关SWi 118接通时，比例运算出的输入电流/^408对 电容器CON414充电。在一个示例中，接通状态的持续时间被限制于当 DC输入电流/ 111达到峰值电流阈值时。当电容器电压^。^416等于基准 误差电压r皿420时，接通时间信号C/。^210转变成低电平，指示开关SWj 118应被关断。以这种方式，电容器C0N 414被用来执行积分功能并且对 DC输入电流；111进行积分以确定开关周期的接通时间。
如图所示，示例图430关于接通时间信号C/。^210示出电容器电压 rCffiV416。当电容器电压^^416达到基准误差电压r^420时，接通时间信 号C/。w210转变为低电平直到电容器C0N 414被放电至低于基准误差电压 r皿420为止。在电容器电压&。w416低于基准误差电压r^420之后，接 通时间信号f/。^210转变回高电平。因此，在所示示例中，当接通时间信 号t/。^210转变为低电平时，开关SWill8被关断。现在，参考图5，根据本发明的教导，图2A的关断时间计算器202 通过对输出电压^^124和DC输入电压^110之间的差进行积分来确定 开关周期的关断时间。更具体而言，在该示例中，响应于基本等于所感测 到的输出电压信号t/,。" 136和所感测到的输入电压信号(/^ 130之间的差 的电压差信号t^^501，关断时间计算器202输出关断时间信号C/^212。 关断时间电流源504输出代表输出电压r。『124和DC输入电压J^110之 间的差的电流/^r506。在一个示例中，通过将输入电压信号C/,130和输 出电压信号^。^136之间的差乘以用于信号处理的比例运算因子KOTF 508 可以确定电流/。^506。如图所示，晶体管T0FF 510耦合到电容器COFF 512的两端。
在操作中，在图5的示例中，当开关SW, 118从接通状态转变为关断 状态时，开关信号t/^119从高电平转变为低电平并且关断晶体管TOFF 510，从而使得电流4肝506对电容器COFF 512充电。相反，当开关SWi 118从关断状态转变为接通状态时，开关信号t/^119从低电平转变为高电 平并且接通晶体管Totf 510，从而使得电容器CoFF 512放电。在一个示例 中，根据本发明的教导，可以使用替换信号来使晶体管Tc^ 510接通和关 断。当开关SWi 118为关断状态时，电容器COTp512被充电并且电容器电 压)^,514在电容器C0FF 512两端形成。比较器516被耦合使得比较器 516的反相输入端的电压与电容器COTF 512相同。比较器516的同相输入 端被耦合到电压基准r。^^518。在一个示例中，基准值K。^^518可以是 根据功率变换器100的设计参数选择的任何基准值。在一个示例中，可以 选择电压基准r。m^518来确定对于功率变换器100的设计最优的开关频 率的范围。
在一个示例操作中，当开关SWi 118关断时，电流/。^506对电容器 Q^512充电。当电容器电压^^514等于电压基准r^^518时，关断时 间信号[/。w212从高电平转变成低电平，以指示开关SW! 118从关断状态 转变为接通状态。以这种方式，电容器COTF512被用来执行积分功能，以 对输出电压^^124和DC输入电压^110之间的差进行积分，以确定开 关SW, 118的关断时间。通过保持关断时间的伏秒恒定，关断时间将响应于DC输入电压^110的变化而不同。更具体而言，随着DC输入电压 ^110增大，开关周期的关断时间将增大。
根据本发明的替换实施例，可以由基本恒定的值减去DC输入电压 Fw110来表示电流/。^506。在一个示例中，所选择的基本恒定的值可以 是基于功率变换器100的设计参数的。例如，随着用来确定电流/D^506 的恒定值增大，功率变换器100的开关时间段的持续时间将减小。通过从 恒量(constant)减去DC输入电压^110而不是从基本恒定的输出电压 ^^124减去DC输入电压^110来确定电流/D^506的附加益处是可以 如以上结合图2D所述立即实现根据本发明的教导的控制技术。根据本发 明的教导，是基于基本恒定的输出电压^^124和DC输入 电压I^110之间的差来确定的时，当输出电压信号是从直接感测如图2A 中所示的输出电压r。^124来确定的时，时间延迟是必要的。更具体而 言，在启动期间发生时间延迟，并且需要该时间延迟来允许对图2A的大 容量电容器122的初始充电，使得输出电压F。^124基本恒定。结果，在 各种实施例中，输出电压r。^124在执行根据本发明的教导的控制技术之 前必须到达其调节值并且基本恒定。当输出电压^^124是由恒定值来确 定的时，不需要时间延迟。
如图所示，示例图530关于关断时间信号t/。^212示出电容器电压 &^514。在该示例中，当电容器电压^附514达到电压基准^^^518 时，关断时间信号C/。^212转变成低电平直到电容器COTF 512放电至低于 基准电压r。w518。在电容器电压^^514低于电压基准r。^^518之后， 关断时间信号C/。^212转变回高电平。因此，根据本发明的教导，当关断 时间信号C/。^212转变成低电平时，开关SW! 118被指示接通。
现在，参考图6中所示的示例，驱动器204通过输出开关信号C/^119 控制开关SWi 118的开关。在一个示例中，当开关SWi 118被闭合时，开 关信号C/^119是高电平，并且当功率开关SWi 118被断开时，开关信号 Kw 119是低电平。驱动器204接收接通时间信号t/。^210来确定开关周期 的接通时间的结束并且接收关断时间信号C/。^212来确定开关周期的关断 时间的结束。
19根据本发明的示例实施例，驱动器204被配置为包括第一与非 (NAND)门602和第二与非门604的基本复位/设置("RS")与非锁 存器。如图所示，图610示出开关信号1/^119、接通时间信号(/。w210和 关断时间信号C/。^212之间的关系。根据图610，在一个示例中，当关断 时间信号"。^212瞬间转变为低电平时，开关信号t/^ 119转变为高电平 (功率开关SW, 118接通)。类似地，当接通时间信号C/。w210瞬间转变 为低电平时，开关信号t/^119转变为低电平(开关SW,118关断)。现在，参考图7中所示的示例，反馈电路208响应于输出电压信号 [/raOT136而输出误差信号U皿214。更具体而言，误差信号i7^214给出对 功率变换器100的输出电压的指示，例如，输出电压^^124是否高于或 低于基准值。在操作中，在该示例中，由包括第一电阻器& 704和第二 电阻器R2 706的分压器网络702对代表输出电压^^124的输出电压信号 f/raOT 136进行比例运算，以在误差放大器710的反相输入端处生成比例运 算出的输出电压信号^。^708。在图7的示例中，增益设置滤波器712被 用来减慢误差信号t/^214的响应。更具体而言，在该示例中，误差信号 t/皿214基本上对线周期期间输出电压^^124中的AC时间变动 (variances)没有响应。还可以假定输出电压1^^124在多个开关周期期 间基本恒定。这允许响应于输入电压的接通时间调节，从而对DC输入电 流波形306进行整型以跟随输入电压波形304，如图1中所示。图8是示出用于根据本发明的教导减少线电流谐波的示例方法的流程 图。在处理块810中，接通开关SW, 118。接着，在处理块815中，感测 DC输入电流；lll。然后，在处理块820中对DC输入电流；111进行积 分来确定开关SW！ 118的接通时间。更具体而言，在该示例中，通过线电 流(或不同地称为DC输入电流；lll)的积分达到接通时间阈值ONTHRESH所用的时间来确定接通时间持续时间。在接下来的处理块835中，当线电流的积分达到接通时间阈值ONthresh吋，开关SWt 118被关 断。接着，在该示例中，在处理块840中，感测DC输入电压^110和输 出电压F。^124。在处理块845中，对输出电压r。^124和DC输入电压 ^110之间的差进行积分来确定开关SWi 118的关断时间。更具体而言，在该示例中，响应于输出电压r。^124和DC输入电压^110之间的差的积分达到关断时间阈值OFFxHRESH所用的时间，确定关断时间持续时间。在替换实施例中，处理块845可以包括对恒定值与DC输入电压J^110之 间的差进行积分来确定功率开关SW, 118的关断时间。在判决块845的执 行之后，处理可以返回处理块810以开始下一个开关周期。现在，参考图9，示出执行根据本发明的教导的控制技术的示例集成 电路900的示例内部细节。在该示例中，功率MOSFET 902在接通状态和 关断状态之间进行切换，以允许或防止输入电流；903在漏极端子D 904 和源极端子S 906之间的流动。电压端子V 908被耦合到输入电压传感器 910，输入电压传感器910输出代表升压变换器的DC输入电压的电流 /，912。反馈端子FB 914接收代表升压变换器的输出端处的输出电压的 电压^^916。在一个示例中，电压^。^916可以是任何恒定值。如图所示，基准电流/^920在与从电流源923流出的比例运算出的 相反的方向上从电流源921流出。更具体而言，比例运算出 的电流/,,922等于电流/^912乘以用于信号处理的比例运算因子。电容 器COTF924被耦合到晶体管TOTp926的两端。在操作中，当Tc^926关断 时，电容器0^924充电。更具体而言，对电容器0^924充电的电流是 基准电流/^920与比例运算出的电流/^922的差。当TOTF 926接通时， 电容器C0FF 924经由公共回传929放电。电压比较器928被耦合到电容器 COTF 924，使得比较器928的负端子的电压与电容器0^ 924相同。当电 容器COTF 924上的电压等于误差电压F^930时，电压信号r。^932从低电 平转变成高电平，导致功率MOSFET902转变成接通状态。以这种方式， 控制功率MOSFET902的开关周期的关断时间。更具体而言，在一个示例 中，电容器CoFF 924用作对恒定电压与功率变换器的输出电压之间的差进 行积分以确定开关周期的关断时间的积分器。在操作中，在所示示例中，误差电压F皿930是误差放大器931的输 出。在操作中，误差放大器931将电压^,916与基准电压n^933进行比 较来确定代表功率变换器的输出端处的输出电压的误差电压r，930。在一 个示例中，误差电压r^930可以经由CMOP端子937输出给调节误差电压r皿930的响应时间的增益设置滤波器。如图9的示例中所示，电流源934输出代表所感测到的输入电流 /5938乘以用于信号处理的比例运算因子的比例运算出的电流/皿936。电 容器CoN 940被耦合到晶体管ToN 942的两端。在操作中，当晶体管T0N 942关断时，比例运算出的电流/皿936对电容器Q^ 940充电。当晶体管 T咖942接通时，电容器CoN 940经由公共回传929放电。电压比较器944 被耦合到电容器CON 940，使得比较器944的负输入端的电压与电容器 Q^ 940相同。当电容器C(M 940上的电压等于误差电压r^930时，比较 器944的输出处的电压信号r。w946从低电平信号转变成高电平信号，导致 功率MOSFET 902为关断状态。以这种方式，控制功率MOSFET 902的 开关周期的接通时间。更具体而言，电容器C0N 940用作对功率变换器的 输入电流进行积分以确定开关周期的接通时间的积分器。如图9的示例中所示，或(OR)门948的第一输入端耦合到比较器 944的输出端，并且或门948的第二输入端耦合到与(AND)门950的输 出端。在操作中，当电压信号J^946转变为高电平或过流保护(OCP)信 号953转变为高电平时，或门948向锁存器952的复位(R)端输出高电 平信号。在操作中，当锁存器952的复位输入端R接收高电平信号时，输 出端Q被设置为高电平并且互补输出端5被设置为低电平。相反，当电压 信号r,932转变为高电平时，锁存器952的输入端S将输出端Q设置为 低电平并且将互补输出端^设置为高电平。以这种方式，互补输出端5输 出控制功率MOSFET 902的开关的驱动信号DRIVE 954。放大器956放大 驱动信号DRIVE 954，以提供足够的电流来对功率MOSFET 902的栅极 进行充电或使之放电，以控制功率MOSFET 902的开关。如该示例中所示，电流限制比较器958将所感测到的输入电流/,938 与电流限制基准/，959进行比较。在一个示例中，当所感测到的输入电 流/,938达到电流限制基准/，959时，电流限制比较器958变成高电平。 更具体而言，在该示例中，所感测到的输入电流/,938是输入电流；903 的一部分。在一个示例中，根据本发明的教导，所感测到的输入电流 /,938代表输入电流；903。驱动信号954在被施加到与门950的输入端之前被前沿消隐(leading edge blanking, LEB)电路962延迟，以在功率 MOSFET 902在其接通时瞬间对寄生电容放电时，防止过流保护信号953 指示错误的电流限制条件。更具体而言，当功率MOSFET 902中的电流已 经达到电流限制基准/^959时，过流保护信号953进行指示以防止对集 成电路900的功率MOSFET 902和/或任何其它内部组件的损害。因此，在根据本发明的教导的一个示例中，公开了一种用于使用控制 器来减少从电源接收到的线电流谐波的方法。在该示例中，对功率变换器 100的DC输入电流；lll进行积分来确定功率变换器100中的开关SW! 118从接通状态转变为关断状态的时间。在一个示例中，对恒定值与功率 变换器100的DC输入电压^110之间的差进行积分来确定开关SWi 118 从关断状态转变为接通状态的时间。在另一示例中，对输出电压r。^124 和DC输入电压^110之间的差进行积分来确定开关118从关断状态 转变为接通状态的时间。在各种实施例中，驱动器204被耦合以改变开关 SWi 118的开关频率，以根据开关SWi 118从关断状态转变为接通状态的 时间和开关SWi 118从接通状态转变为关断状态的时间来对开关SWi 118 进行开关，以调节功率变换器100的输出电压^^124。以上对本发明所示实施例的描述，包括摘要中所描述的，不希望是穷 尽的或是对所公开的确定形式的限制。尽管在此已经为了说明的目的描述 了本发明的特定实施例和示例，但是在不偏离本发明的较宽精神和范围的 情况下，各种等价修改是可以的。可以鉴于以上详细描述对本发明的示例进行修改，以下权利要求中所 使用的术语不应当被理解为将本发明限制于说明书和权利要求中所公开的 特定实施例。并且，该范围是完全由权利要求来确定的，所述权利要求应 当根据所建立的权利要求解释的原则来理解。因此，本说明书和附图应被 视为说明性的而非限制性的。
权利要求
1.一种在功率变换器中使用的控制器，包括第一计算器，所述第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及第二计算器，所述第二计算器被耦合以通过对输入电压和输出电压之间的差进行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述关断时间的结束的关断时间信号。
2. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述输入电流是代表所述功 率变换器的输入电流的输入电流信号，并且所述输入电压是代表所述功率 变换器的输入电压的输入电压信号。
3. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述输出电压是对所述功率 变换器的输出端处的输出电压的AC时间变动实质上没有响应的输出电压 信号。
4. 根据权利要求1所述的控制器，还包括驱动电路，所述驱动电路被 耦合以响应于所述接通时间信号将所述功率开关从接通状态切换成关断状 态，并且响应于所述关断时间信号将所述功率开关从所述关断状态切换成 所述接通状态。
5. 根据权利要求4所述的控制器，其中，所述驱动电路被耦合以利用 开关信号来控制所述功率开关的开关，所述控制器还包括输入电压计算 器，所述输入电压计算器被耦合以接收所述开关信号并且响应于所述开关 信号来输出输入电压信号，其中，所述输入电压信号代表所述功率变换器 的输入电压。
6. 根据权利要求5所述的控制器，其中，所述输入电压计算器包括平 均电容器，所述平均电容器被耦合以响应于所述开关信号的占空比因子而 输出所述输入电压信号。
7. 根据权利要求4所述的控制器，其中，所述驱动电路调节所述功率 变换器的输出端处的所述输出电压。
8. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述接通时间信号是响应于 要由所述第一计算器接收的误差信号而被确定的。
9. 根据权利要求8所述的控制器，还包括反馈电路，所述反馈电路向 所述第一计算器输出所述误差信号，所述误差信号代表所述功率变换器的 输出端处的所述输出电压。
10. 根据权利要求9所述的控制器，其中，所述反馈电路响应于恒定 基准电压而生成所述误差信号，其中，所述恒定基准电压代表所述功率变 换器的所述输出电压。
11. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧 化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
12. —种控制器，用于在功率变换器中用来减少线电流谐波，所述控 制器包括第一积分器，所述第一积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电流 进行积分并且输出用于结束所述功率变换器中的功率开关的接通时间的第 一信号；第二积分器，所述第二积分器被耦合以对实质上恒定的值与所述功率 变换器的输入电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率变换器的关 断时间的第二信号；以及驱动电路，所述驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号 以输出第三信号，所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制 所述输入电流使之与所述输入电压实质上成比例。
13. 根据权利要求12所述的控制器，其中，所述输入电流被控制为与 所述输入电压实质上线性成比例。
14. 根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率变换器是升压变 换器。
15. 根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧 化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
16. 根据权利要求12所述的控制器，其中，所述控制器被包括在单个 单块集成装置上。
17. 根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率开关和所述控制 器被包括在相同的单个单块集成装置上。
18. —种在功率变换器中使用的控制器，包括第一计算器，所述第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确 定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及第二计算器，所述第二计算器被耦合以通过对实质上恒定的值与输入 电压之间的差进行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代 表所述功率开关的所述关断时间的结束的关断时间信号。
19. 根据权利要求18所述的控制器，其中，所述输入电流是代表所述 功率变换器的输入电流的输入电流信号，并且所述输入电压是代表所述功 率变换器的输入电压的输入电压信号。
20. 根据权利要求18所述的控制器，还包括驱动电路，所述驱动电路 被耦合以响应于所述接通时间信号将所述功率开关从接通状态切换成关断 状态，并且响应于所述关断时间信号将所述功率开关从所述关断状态切换 成所述接通状态。
21. —种控制器，用于在功率变换器中用来减少线电流谐波，所述控 制器包括第一积分器，所述第一积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电流 进行积分并且输出用于结束所述功率变换器中的功率开关的接通时间的第 一信号；第二积分器，所述第二积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电压 和输出电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率开关的关断时间的 第二信号；以及驱动电路，所述驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号 以输出第三信号，所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制 所述输入电流使之与所述输入电压实质上成比例。
22. 根据权利要求21所述的控制器，还在所述第二积分器中包括关断 时间电流源，以输出代表所述功率变换器的所述输入电压与所述输出电压之间的差的电流。
23. 根据权利要求21所述的控制器,其中，所述驱动电路调节所述功 率变换器的输出端处的所述输出电压。
24. 根据权利要求21所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧 化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
25. —种方法，包括对功率变换器的输入电流进行积分来确定所述功率变换器中的功率开 关从接通状态转变为关断状态的时间；对恒定值与功率变换器的输入电压之间的差进行积分来确定所述功率 开关从接通状态转变为关断状态的时间；以及根据所述功率开关从接通状态转变为关断状态的时间和所述功率开关 从关断状态转变为接通状态的时间来对所述功率开关进行开关，以调节所 述功率变换器的输出电压。
26. 根据权利要求25所述的方法，其中，对所述功率开关进行开关以 调节所述功率变换器的所述输出电压包括控制所述输入电流使得所述输入 电流与所述输入电压实质上线性成比例。
27. 根据权利要求25所述的方法，其中，当所述输入电流达到峰值电 流阈值时，所述接通状态的持续时间被限制。
全文摘要
一种用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备。在一个方面中，一种用于在功率变换器中使用的控制器包括第一计算器，其被耦合以通过对输入电流进行积分来确定功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表功率开关的接通时间的结束的接通时间信号。该控制器还包括第二计数器，其被耦合以通过对输入电压和输出电压之间的差进行积分来确定功率开关的关断时间的结束，以输出代表功率开关的关断时间的关断时间信号。
文档编号H02M1/12GK101677206SQ20091017595
公开日2010年3月24日 申请日期2009年9月15日 优先权日2008年9月15日
发明者亚瑟·B·奥代尔 申请人:电力集成公司