专利名称：放电灯点灯电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及对放电灯进行交流驱动的放电灯点灯电路。
背景技术：
近年来作为车辆用灯具(前照灯)，正使用金属卤化物灯(以下称放电灯)来取代以往的具有灯丝的卤素灯。放电灯与卤素灯相比，虽然具有发光效率高、寿命长的优点，但 由于需要数十至数百伏的驱动电压，所以无法用12V(或者24V)的车载电池直接驱动，需要 有放电灯点灯电路(也称作镇流器)。作为放电灯点灯的方式，有直流驱动和交流驱动。在直流驱动中，由于放电的电弧 不对称，发光轮廓(profile)不均勻，所以不适合作为车辆用灯具来使用。因此，在车辆用 灯具中一般是采用交流驱动的。若以IOkHz以上的高频率对放电灯进行交流驱动，则可能 发生放电管内的气流与点灯频率共振的现象(称为声共鸣等)，导致放电电弧不稳定。因 此，目前以IOkHz以下的频率驱动的方式(低频驱动方式)为主流。放电灯点灯电路具有使电池电压升压的DC/DC转换器、对DC/DC转换器的输出电 压进行交流变换的H桥电路等开关电路、起动电路、以及控制这些电路块的控制电路(例如 参考专利文献1)。〔专利文献1〕日本特开平11-329777号公报
发明内容
〔发明所要解决的课题〕在交流驱动放电灯时，随着施加给放电灯的驱动电压的极性的切换，流过放电灯 的驱动电流会交叉过零点而改变流向。此时由于驱动电流变小，理论上放电灯有可能灭灯。这里所谓放电灯灭灯，是指驱动电流几乎成为0，极性不再切换的状态。本发明是鉴于这样的状况而设计的，其目的在于提供一种能降低极性切换时的灭 灯可能性的放电灯点灯电路。〔用于解决课题的手段〕本发明的一个方案涉及一种放电灯点灯电路。该放电灯点灯电路包括驱动电压 生成部，对驱动对象放电灯提供交流的驱动电压；控制部，进行控制使得在从设定驱动电压 生成部以切换驱动电压的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加驱动电压 生成部提供给放电灯的驱动功率，使之高于预定的目标功率。根据该方案，在切换后辅助期间内暂时增加驱动电压生成部供给放电灯的驱动功 率，所以能促进流过放电灯的电流的极性的切换。可以是设定驱动电压生成部以切换驱动电压的极性之前的驱动电流越大，控制部 就将切换后辅助期间的长度设定得越短。此时，能够缩短可能造成放电灯点灯电路的功率 损耗的切换后辅助期间。驱动电压生成部可以包括生成用于提供给放电灯的输出电压的DC/DC转换器。控制部可以按照切换后辅助期间的开始而开始DC/DC转换器的开关元件的导通期间。此时， 能够使切换后辅助期间与导通期间同步。本发明的另一方案也是一种放电灯点灯电路。该放电灯点灯电路包括第一 DC/ DC转换器，在活动状态下对驱动对象放电灯的一端供给第一驱动电压；第二 DC/DC转换器， 在活动状态下对放电灯的另一端供给第二驱动电压；第一开关，设置在放电灯的一端侧，在 导通状态下使放电灯的一端与固定电压端子间电导通；第二开关，设置在放电灯的另一端 侧，在导通状态下使放电灯的另一端与固定电压端子间电导通；控制部，交替地将第一、第 二 DC/DC转换器设定为活动状态，在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前的预定的切 换前辅助期间内，在处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电到预定的电压之 前使第一开关和第二开关截止。根据该方案，能够在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前对处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器充电。放电灯点灯电路可以还包括再生装置，在被设定为活动状态的DC/DC转换器切换 时，将该切换前处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中所充电的电力再生到切换后 处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中。此时，能够有效利用切换前处于活动状态 的DC/DC转换器的输出电容器中所充电的电力。〔发明效果〕通过本发明，能够降低极性切换时的灭灯可能性。
图1是表示第一实施方式的放电灯点灯电路及其所连接的部件的结构的电路图。图2是表示转换器驱动部的功能和结构的电路框图。图3是表示PWM信号生成部的结构的电路图。图4是表示图3的PWM信号生成部中的波形的时序图。图5是表示切换后辅助期间决定部的结构的电路图。图6是表示图5的切换后辅助期间决定部中的波形的时序图。图7是表示图1的放电灯点灯电路的动作状态的时序图。图8的(a)、(b)是表示放电灯点灯电路的DC期间后的动作状态的时序图。图9是表示第二实施方式的放电灯点灯电路及其所连接的部件的结构的电路图。图10是表示图9的放电灯点灯电路中的波形的时序图。图11的(a) (c)是表示将切换前辅助期间PT2的长度分别设定为0 μ S、10 μ S、 25 μ s时的灯电流IL的极性切换的情况的图表。图12的(a) (c)是表示灯电流IL分别为1. 5A、1A、0. 5A时，灯电流IL的极性 切换的情况的图表。〔标号说明〕CONV1. ·.第一 DC/DC 转换器，C0NV2...第二 DC/DC 转换器，IL. · ·灯电流， SWl...第一开关，SW2...第二开关，VL...驱动电压，4...放电灯，6...车载电池， 8...电源开关，10...控制电路，20...起动电路，30...转换器驱动部，32...状态检测 部，34... PWM信号生成部，36...输出目标选择部，38...第一驱动部，40...第二驱动部，42...反转信号生成部，44...锯齿波复位信号生成部，46...切换后辅助期间决定部， 100...放电灯点灯电路，200...放电灯点灯电路。
具体实施例方式下面基于优选的实施方式，参照
本发明。对各附图中所示的相同或等同 的构成要素、部件、信号赋予相同的标号，并适当省略重复的说明。此外，各附图中省略了对 本发明实施方式的说明不太重要的一部分部件的表示。赋予给电压、电流或电阻等的标号 根据需要也分别用于表示其各自的电压值、电流值或电阻值。在本说明书中，所谓“部件A与部件B相连接的状态”，包括部件A与部 件B物理地 直接连接的情形，以及部件A与部件B经由不对电连接状态产生影响的其他部件间接相连 接的情形。同样地，所谓“部件C被设置在部件A与部件B之间的状态”，除部件A与部件C、 或部件B与部件C直接相连的情形外，还包括经由不对电连接状态产生影响的其他部件间 接相连接的情形。(第一实施方式)第一实施方式的放电灯点灯电路通过在施加给放电灯的驱动电压的极性切换后 暂时提高DC/DC转换器的输出功率，来生成使流过放电灯的驱动电流顺利通过零点所需要 的电压。图1是表示第一实施方式的放电灯点灯电路100及其所连接的部件的结构的电路 图。放电灯点灯电路100驱动作为车载用金属卤化物灯的放电灯4。放电灯点灯电路100 与车载电池(以下简称电池)6、电源开关8相连接。电池6产生12V (或者24V)的直流电池电压Vbat。电源开关8是为控制放电灯4 点灯的开和关而设的继电器开关，与电池6串联而设。当电源开关8变成接通时，从电池6 向放电灯点灯电路100供给电池电压Vbat。放电灯点灯电路100将被平滑化了的电池电压Vbat升压，并变换成交流后提供给 放电灯4。下面说明放电灯点灯电路100的详细结构。放电灯点灯电路100包括第一 DC/DC转换器C0NV1、第二 DC/DC转换器C0NV2、控 制电路10、起动电路20、第一开关SWl、第二开关SW2、电流检测电阻Rd、输入电容器Cl。输入电容器Cl与电池6并联而设，对电池电压Vbat进行平滑化。具体来说，输入 电容器Cl设置在第一变压器14、第二变压器16的附近，用于对第一 DC/DC转换器C0NV1、 第二 DC/DC转换器C0NV2的开关动作进行电压平滑化。控制电路10包含控制放电灯点灯电路100整体的功能IC(IntegratedCircuit)， 控制放电灯点灯电路100的动作顺序(sequence)，并调节提供给放电灯4的功率。控制电 路10通过执行以下顺序来使放电灯4点灯，并使其光输出稳定。1.电源接通2.发生击穿(breakdown)3. DC 期间4.提升(runup)5.稳态点灯各顺序的详细情况在后面叙述。
第一 DC/DC转换器CONVl、第二 DC/DC转换器C0NV2、第一开关SWl、以及第二开关 SW2形成用于生成给放电灯4的驱动电压VL的驱动电压生成部12。驱动电压生成部12在 上述提升期间和稳态点灯期间向放电灯4的两端间供给点灯频率fl的交流驱动电压VL。 点灯频率Π被设定在IOkHz以下，具体来说被设定为250Hz 750Hz左右。将点灯频率Π 的倒数称为点灯周期Tl ( = 1/fl)。第一DC/DC转换器CONVl是绝缘型的开关稳压器，包括第一开关元件Ml、第一变压器14、第一整流二极管D1、第一输出电容器Col。第一 DC/DC转换器CONVl的电路布局采用 一般的布局，故简略说明。第一变压器14的初级绕组Ll和第一开关元件Ml相串联，再与输入电容器Cl并 联地设在第一 DC/DC转换器CONVl的输入端子Pin与接地端子(GND)之间。例如第一开关 元件 Ml 由 N 沟道 MOSi7ET (Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor 金属氧 化物半导体场效应晶体管)构成。第一变压器14的次级绕组L2的一端接地，另一端与第 一整流二极管Dl的阳极相连。第一输出电容器Col设在第一整流二极管Dl的阴极与接地 端子之间。第一开关元件Ml的控制端子(栅极)上被施加比点灯频率fl高的PWM频率f2 的第一控制脉冲信号Si。例如PWM频率f2是400kHz。第一开关元件Ml在第一控制脉冲 信号Sl为高电平时导通，在其为低电平时截止。控制电路10基于放电灯4的电状态，通过 反馈调节第一控制脉冲信号Sl的高电平与低电平的占空比。第一 DC/DC转换器CONVl可以切换活动状态和非活动状态，在活动状态下，向放电 灯4的一端Pl提供第一输出电压Vol。第二 DC/DC转换器C0NV2具有同第一 DC/DC转换器CONVl —样的电路布局。艮口， 第一整流二极管Dl与第二整流二极管D2、第一输出电容器Col与第二输出电容器Co2、第 一变压器14与第二变压器16、第一开关元件Ml与第二开关元件M2分别相互对应。第二开 关元件M2的导通和截止是通过基于放电灯4的电状态的反馈，由控制电路10生成的第二 控制脉冲信号S2控制的。第二 DC/DC转换器C0NV2也能够切换活动状态和非活动状态，在活动状态下，向放 电灯4的另一端P2提供第二输出电压Vo2。第一开关SWl设在放电灯4的一端Pl侧，在导通状态下使放电灯4的一端Pl与 固定电压端子(接地端子)之间电导通。第二开关SW2设在放电灯4的另一端P2侧，在导 通状态下使放电灯4的另一端P2与固定电压端子(接地端子)之间电导通。第一开关SWl 和第二开关SW2优选使用IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor 绝缘栅双极型晶体 管)或M0SFET，但也可以使用其它替代器件。第一开关SW1、第二开关SW2各自的导通、截 止状态分别由来自控制电路10的第一控制信号S3、第二控制信号S4控制。第一 DC/DC转换器C0NV1和第二 DC/DC转换器C0NV2按点灯频率f 1交替反复活 动状态和非活动状态。即，第一 DC/DC转换器C0NV1活动的期间和第二 DC/DC转换器C0NV2 活动的期间分别为点灯周期Tl的半周期。下面将第一 DC/DC转换器C0NV1活动的状态称 为第一状态Φ 1，将第二 DC/DC转换器C0NV2活动的状态称为第二状态Φ2。第一开关SWl 在第二 DC/DC转换器C0NV2活动时、即第二状态Φ 2下导通，第二开关SW2在第一 DC/DC转 换器C0NV1活动时、即第一状态Φ 1下导通。
在第一状态Φ 1下，放电灯4的一端Pl被施加第一输出电压Vol，另一端P2被施 加接地电压(0V)，其结果，放电灯4被以第一状态施加驱动电压VL( Vol)。在第二状态 Φ 2下，放电灯4的另一端Ρ2被施加第二输出电压Vo2，一端Pl被施加接地电压，其结果， 放电灯4被以与第一状态相反的第二状态施加驱动电压VL( ^ Vo2)。在提升期间和稳态点灯期间，控制电路10按点灯周期Tl交替反复第一状态Φ 1 和第二状态Φ2。其结果，放电灯4被提供交流的驱动电压VL。电流检测电阻Rd被设在流过放电灯4的灯电流IL的路径上。在图1的 电路中， 电流检测电阻Rd是被设置在第一开关SWl和第二开关SW2的被共连在一起的射极与接地 端子之间。在第一状态Φ 1下，以第一状态(图中向右)流动的灯电流流向放电灯4，在第 二状态Φ 2下，以第二状态(图中向左)流动的灯电流流向放电灯4。在第一状态Φ1和第 二状态Φ2下，电流检测电阻Rd上分别产生与灯电流IL成正比的电压降(称作电流检测 信号SJ。电流检测信号Sil被输入到控制电路10。起动电路20是为使放电灯4发生击穿而设的，包括起动变压器22和脉冲发生部 28。脉冲发生部28对起动变压器22的初级绕组24施加振幅为400V IkV的脉冲电压。 其结果，在次级绕组26侧产生与起动变压器22的匝数比相应的高压脉冲(例如20kV)，施 加到放电灯4。其结果，放电灯4发生击穿，放电开始。在放电灯点灯电路100中，在第一状态Φ 1和第二状态Φ2切换时，如上所述灯电 流IL的极性也切换。由于在该极性切换的过程中灯电流IL变小，特别是要通过零点，所以 有可能发生极性切换失败，放电灯4灭灯的情况。因此，若在从第一状态Φ 1和第二状态 Φ 2进行切换起至经过预定期间(以下称切换后辅助期间)PTl的期间内，提高活动状态的 DC/DC转换器的输出电容器的电压(以下称再点弧补偿电压)，则能够促进灯电流IL的极 性切换，降低灭灯的可能性，因而比较适宜。控制电路10实现这样的控制。控制电路10设定驱动电压生成部12使得放电灯4的电状态、例如驱动电压VL、 灯电流IL或者驱动功率PL( = VLXIL)接近所期望的状态。进而，控制电路10进行如下 控制在从设定驱动电压生成部12使得切换驱动电压VL的极性起至经过切换后辅助期间 PTl的期间内，增加驱动电压生成部12提供给放电灯4的驱动功率PL，使之大于预定的目 标功率Pt。这里，设定驱动电压生成部12使得切换驱动电压VL的极性，就对应于切换第一状 态Φ 1和第二状态Φ 2。控制电路10包括以点灯频率fl交替驱动第一 DC/DC转换器CONVl和第二 DC/DC 转换器C0NV2的转换器驱动部30(图1中未图示)。转换器驱动部30接收电流检测信号 Stt、第一输出电压Vol、第二输出电压Vo2等表示放电灯4的电状态的信号Se，将占空比被 调整成使得驱动功率PL接近目标功率Pt的PWM信号Spwm交替地输出给第一开关元件Ml和 第二开关元件M2。图2是表示转换器驱动部30的功能和结构的电路框图。转换器驱动部30包括状 态检测部32、PWM信号生成部34、输出目标选择部36、第一驱动部38、第二驱动部40、反转 信号生成部42、锯齿波复位信号生成部44、切换后辅助期间决定部46。状态检测部32根据表示放电灯4的电状态的信号Se生成表示驱动功率PL的状 态信号Sj。
PWM信号生成部34对状态信号Sj的电压与对应于目标功率Pt的预定的基准电压Vref进行比较，调整PWM信号Spwm的占空比使得两者相接近。由此，驱动功率PL被控制使 得接近于目标功率Pt。另外，PWM信号生成部34从切换后辅助期间决定部46接收切换后辅助期间决定 信号SPT1，在从第一状态Φ1和第二状态Φ 2进行切换起至经过切换后辅助期间PTl的期间 内，延长正处于活动状态的DC/DC转换器的开关元件的导通期间。由此，来自该DC/DC转换 器的输出功率被暂时增加。即，进行控制使得增加驱动功率PL，使之大于目标功率Pt。另外，PWM信号生成部34从锯齿波复位信号生成部44接收锯齿波复位信号Srs，按 照切换后辅助期间PTl的开始、即第一状态Φ 1和第二状态Φ 2的切换定时(timing)来开 始DC/DC转换器的开关元件的导通期间。PWM信号生成部34的更详细内容将在后面叙述。输出目标选择部36接收反转信号Sinv和PWM信号SPWM。反转信号Sinv是由反转信 号生成部42所生成的信号，是在第一状态Φ1和第二状态Φ2下取互补的电平的信号。在 此，反转信号Sinv是在第一状态Φ 1下成为高电平，在第二状态Φ2下成为低电平的信号。输出目标选择部36在反转信号Sinv取高电平时，将PWM信号Spwm作为第一控制脉 冲信号Sl经由第一驱动部38输出给第一开关元件Ml。另外，此时输出目标选择部36将第 二控制脉冲信号S2固定为低电平，使第二开关元件M2截止。第一驱动部38中包含用于缓 冲第一控制脉冲信号Sl的缓冲电路。输出目标选择部36在反转信号Sinv取低电平时，将PWM信号Spwm作为第二控制脉 冲信号S2经由第二驱动部40输出给第二开关元件M2。另外，此时输出目标选择部36将第 一控制脉冲信号Sl固定为低电平，使第一开关元件Ml截止。第二驱动部40中包含用于缓 冲第二控制脉冲信号S2的缓冲电路。锯齿波复位信号生成部44在输出到PWM信号生成部34的锯齿波复位信号Srs中 生成与反转信号SINV的电平切换相同步的脉冲。该脉冲的宽度与PWM信号Spwm的周期(PWM 频率f2的倒数)相比足够小，例如被设定为比该周期的25%还要小。切换后辅助期间决定部46接收反转信号Sinv、用于生成控制电路10的基本时钟的 约40kHz的锯齿波信号Ssaw、以及电流检测信号Sm第一状态Φ 1与第二状态Φ 2切换发生 前的灯电流IL越大，就越将切换后辅助期间PTl的长度Τ2设定得越短。切换后辅助期间 决定部46将从反转信号Sinv的电平发生切换起在切换后辅助期间PTl内有效(assert)(成 为高电平)的切换后辅助期间决定信号Sm输出给PWM信号生成部34。另外，切换后辅助 期间决定部46对切换后辅助期间PTl的长度T2设定预定的上限值Tmaxo上限值Tmax比点灯周期Tl的十分之一还要小，例如设定为使用DC/DC转换器的输 出电容器的电容C和起动变压器22的次级绕组26的电感L的下式1所确定的谐振频率f3 的倒数(谐振周期)。<formula>formula see original document page 8</formula>……(式1)切换后辅助期间决定部46的具体说明将在后面叙述。图3是表示PWM信号生成部34的结构的电路图。PWM信号生成部34包括误差放 大器48、PWM比较器50、电流源52、锯齿波生成电路54、相位补偿电路56、第一基准电压源58、第二电阻R2、第三电阻R3。 误差放大器48将状态信号Sj的电压与由第一基准电压源58生成的基准电压 Vref的误差放大，经由第三电阻R3作为误差信号Se 输出到PWM比较器50。第三电阻R3 与误差放大器48的输出端子之间的第一连接节点m上连接一端被接地的第二电阻R2的
另一端。相位补偿电路56相对于状态信号Sj的相位来补偿误差信号Sett的相位，防止控 制电路10的振荡。相位补偿电路56包括相位补偿电容器C3和第一电阻Rl，其被并联设置 在第一连接节点W与被输入状态信号Sj的误差放大器48的输入端子之间。为防止控制电路10的振荡，相位补偿电路56的时间常数T3被设定得比PWM信号 Spwm的PWM频率f2的倒数长。因此，优选将用于在第一状态Φ 1或第二状态Φ 2内暂时增 加DC/DC转换器的输出功率的信号的调制置于误差放大器48的后级。这是因为在误差放 大器48的前级，相位补偿电路56的时间常数T3较长，难以得到足够快的响应速度。第三电阻R3与PWM比较器50的输入端子间的第二连接节点N2被电流源52在从 反转信号Sinv的电平发生切换起的切换后辅助期间PTl内供给偏置生成电流II。此时，误 差信号Sett的电压上被加上偏置电压V。ff ( = R3 X 11)。电流源52在切换后辅助期间决定信号Sm成为高电平的期间内将偏置生成电流 Il提供到第二连接节点N2。电流源52包括基准侧双极型晶体管M3、输出侧双极型晶体管 M4、第四电阻R4、第三开关SW3、第三整流二极管D3。基准侧双极型晶体管M3、输出侧双极 型晶体管M4及第四电阻R4具有所谓电流镜型的电路结构。基准侧双极型晶体管M3的集 电极和输出侧双极型晶体管M4的集电极被施加电源电压Vcc。一端连接于基准侧双极型晶体管M3的射极的第四电阻R4的另一端上连接第三开 关SW3。第三开关SW3由切换后辅助期间决定信号Sm控制，在切换后辅助期间决定信号 Sm取高电平时导通。第三开关SW3导通时，第四电阻R4的另一端被接地，第四电阻R4上流过偏置生成 电流II。于是，从输出侧双极型晶体管M4的射极经由第三整流二极管D3和第三电阻R3向 第一连接节点W供给偏置生成电流II。第三整流二极管D3的阳极与输出侧双极型晶体管 M4的射极相连，其阴极与第二连接节点N2相连。锯齿波生成电路54生成具有PWM频率f2的锯齿状的周期信号SQSC。锯齿波生成 电路54在锯齿波复位信号Srs中出现脉冲时使周期信号Sosc成为初始状态(例如斜坡的开 始)。锯齿波生成电路54包括PWM时钟电路60、锯齿波生成开关M5、第五电阻R5、锯齿 波用电容器C2、第四开关SW4。第五电阻R5和锯齿波用电容器C2被串联设置在电源电压Vcc与接地电位之间。 第五电阻R5与锯齿波用电容器C2之间的第三连接节点N3上连接锯齿波生成开关M5。锯 齿波生成开关M5基于作为自激振荡器的PWM时钟电路60所生成的PWM频率f2的脉冲信 号S5而脉冲式地导通。锯齿波生成开关M5导通，则锯齿波用电容器C2被放电，第三连接 节点N3的电位成为接地电位(初始状态)。第三连接节点N3上产生的锯齿状的周期信号 Sosc被输入到PWM比较器50。周期信号Stjse被反馈到PWM时钟电路60。第四开关SW4在锯齿波复位信号Sre中出现脉冲时导通，使锯齿波用电容器C2放电。PWM时钟电路60包括时钟比较器70、第二基准电压源72、第一时钟电阻74、第二 时钟电阻76、第三时钟电阻78、以及时钟开关80。第一时钟电阻74和第三时钟电阻78被 串联设置在第二基准电压源72与接地之间。第一时钟电阻74与第三时钟电阻78之间的 第四连接节点N4上连接时钟比较器70的反相输入端子和第二时钟电阻76的一端。第二 时钟电阻76的另一端经由时钟开关80连接于接地端子。时钟比较器70的非反相输入端 子被输入要反馈给PWM时钟电路60的周期信号S·。时钟比较器70将脉冲信号S5输出到 锯齿波生成开关M5的栅极和时钟开关80的栅极。PWM比较器50用误差信号Sett的电压对周期信号Sosc进行限幅，生成PWM信号SPWM。 通过偏置生成电流Il而在误差信号Sm的电压上增加偏置电压V。ff后，PWM信号Spwm的占 空比向增加DC/DC转换器的输出功率的方向变化。在此，PWM信号Spwm的导通期间增加与偏 置电压\ 对应的期间量。图4是表示图3的PWM信号生成部34中的波形的时序图。图4的纵轴和横轴为理 解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图4中从上至下 依次表示反转信号Sinv、切换后辅助期间决定信号Sm、锯齿波复位信号Sre、误差信号Serr 及周期信号Sosc、PWM信号SPWM。此外，在以后的图中所示的tl、t2等表示时刻的标号，在不同的图中具有不同含 义。在时刻tl，反转信号Sinv从低电平切换为高电平，即从第二状态Φ 2切换为第一状 态Φ 1。在时刻tl之前，偏置生成电流Il没有被生成，PWM信号Spwm具有基于误差放大器 48所生成的误差信号Se 的电压的通常导通期间T4。这里由于是考虑驱动功率PL已稳定 的状态，所以驱动功率PL与目标功率Pt之间几乎没有差异，通常导通期间T4就对应于目 标功率Pt。在时刻tl，切换后辅助期间决定信号Sm变成高电平，第二连接节点N2被供给偏 置生成电流II。于是误差信号& 上被增加偏置电压八 ( = 1 3\11)。另外，在时刻tl锯 齿波复位信号中出现脉冲PU，锯齿波用电容器C2被放电，周期信号、。回到斜坡的起 始。由此，从时刻tl起开始第一开关元件Ml的导通期间。在从时刻tl起的切换后辅助期间PTl内，PWM信号Spwm具有将通常导通期间T4与 对应于偏置电压￥。 的附加导通期间T5相加后的导通期间(T4+T5)。由于导通期间比时刻 tl以前要长，所以第一 DC/DC转换器CONVl输出的功率也变大该部分量，第一输出电容器 Col产生较高的再点弧补偿电压。随着在时刻t2切换后辅助期间决定信号Sm变成低电平，切换后辅助期间PTl结 束。电流源52停止偏置生成电流Il的供给，PWM信号Spwm的占空比成为与时刻tl以前相 同的通常导通期间T4。图5是表示切换后辅助期间决定部46的结构的电路图。切换后辅助期间决定部 46包括比较器62、反相放大部64、“与”门66、单触发脉冲发生部68。反相放大部64接收电流检测信号Stt，将阈值信号Sth输出到比较器62的非反相 输入端子，该阈值信号Sth是灯电流IL越大、其电压就越变低的信号。另外，假定电流检测信号、的响应速度与PWM频率f2相比足够慢，不反映极性切换时的灯电流IL的变化。比较器62的反相输入端子被输入锯齿波信号SSAW。比较器62将锯齿波信号Ssaw的电压与阈值信号Sth的电压进行比较，输出比较器输出信号sroMP。这里，比较器输出信号 Scomp是在阈值信号Sth的电压高于锯齿波信号Ssaw的电压时成为高电平的信号。单触发脉冲发生部68检测反转信号Sinv的上升沿和下降沿，按检测到该边沿的定 时在单触发脉冲信号Spu中生成单触发脉冲。该单触发脉冲的宽度是上述的上限值Tmax，被 设定为小于或者等于锯齿波信号Ssaw的基本时钟的周期。“与”门66输出比较器输出信号Sotp与单触发脉冲信号Spu的逻辑积，即切换后辅 助期间决定信号SPT1。图6是表示图5的切换后辅助期间决定部46中的波形的时序图。图6的纵轴和 横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图6中 从上至下依次表示出锯齿波信号Ssaw及阈值信号Sth、反转信号SINV、比较器输出信号Sotp、单 触发脉冲信号Spu、切换后辅助期间决定信号SPT1。反转信号Sinv是基于锯齿波信号Ssaw而生成的，所以反转信号Sinv的边沿与锯齿波 信号Ssaw的边沿相一致。在“阈值信号Sth的电压”>“锯齿波信号Ssaw的电压”的期间Φ3 内，比较器输出信号S·成为高电平。单触发脉冲信号Spu中按反转信号Sinv的电平切换的定时产生宽度为上限值Tmax的 脉冲。因此，比较器输出信号Sotp与单触发脉冲信号Spu的逻辑积、即切换后辅助期间决定 信号Sm在从反转信号Sinv的电平切换起的长度T2的期间内成为高电平。该长度T2在达 到上限值Tmax之前是期间Φ3的长度，第一状态Φ1和第二状态Φ2发生切换前的灯电流 IL越小，该长度就越长。当长度T2达到上限值Tmax时，即使灯电流IL再变小，长度T2也维 持上限值Tmaxo以上是放电灯点灯电路100的结构。接下来按照顺序说明其动作。图7是表示放 电灯点灯电路100的动作状态的时序图。图7的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小 了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。1.电源接通在时刻tl用户接通电源开关8后，放电灯点灯电路100起动。控制电路10使第 一 DC/DC转换器CONVl成为活动状态，使第一开关SWl成为截止状态(第一状态Φ 1)，将电 池电压Vbat升压到预定的高电压(400V)并使之稳定。2.发生击穿起动电路20接收第一 DC/DC转换器CONVl所生成的400V的第一输出电压Vol。 脉冲发生部28将振幅400V的脉冲施加到起动变压器22的初级绕组24。如图7所示，此时 起动变压器22的次级绕组26上产生20kV以上的高压脉冲。其结果，放电灯4的驱动电压 上升到13 15kV程度，在时刻t2发生击穿，开始辉光(glow)放电。3. DC 期间发生击穿后，控制电路10首先进行控制使得在第一状态Φ 1下向第一状态方向流 约IOms时间的灯电流IL。接下来控制电路10进行控制使得切换到第二状态Φ2，向第二 状态方向流约IOms时间的灯电流IL。将该期间称作DC期间Φ『在该DC期间内，使 得从辉光放电转变为电弧放电。
DC期间结束、电弧放电稳定后，控制电路10控制第一 DC/DC转换器C0NV1、第 二 DC/DC转换器C0NV2、以及第一开关SW1、第二开关SW2，按点灯周期Tl交替反复第一状态 Φ 1和第二状态Φ 2。图8的(a)、(b)是表示放电灯点灯电路100的DC期间Φ后的动作状态的时序 图。图8的(a)、(b)的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也 为理解方便而简化了。图8的(a)、(b)分别表示提升(runup)过程和稳态点灯时的波形。4.提升(runup)随着电弧放电的成长，放电灯4的光输出也提升。光输出的提升是由规格所定的，为能得到符合规格的光输出(功率)，控制电路10监视第一输出电压Vol、第二输出电压 Vo2、灯电流IL，并通过反馈来调节第一开关元件Ml、第二开关元件M2的导通截止的占空 比。放电灯点灯电路100在提升期间使放电灯4的光输出急速提升，所以会暂时供给高于额 定功率的过功率，之后使灯电压稳定在45V，使灯电流IL稳定在0. 8A，接近额定功率(35W) (图 8 的(a))。5.稳态点灯经过提升过程，放电灯4的光输出稳定后，提供给放电灯4的功率被稳定在额定值 35W(图8的(b))。图8的(a)、(b)中所示的驱动电压VL和灯电流IL的波形为便于观看 而简化了，实际上具有250Hz 750Hz的频率。以上是第一实施方式的放电灯点灯电路100的动作。该放电灯点灯电路100与以 往的放电灯点灯电路相比具有以下优点。(1)通过第一实施方式的放电灯点灯电路100，在第一状态Φ 1和第二状态Φ2发 生切换时，DC/DC转换器的开关元件的导通期间被延长切换后辅助期间PTl的量。由此，DC/ DC转换器的输出功率上升，能生成更高的再点弧补偿电压。因此，能够更加顺利地切换灯电 流IL的极性，并能降低极性切换时放电灯4灭灯的可能性。(2)为有效利用有限的空间，一致致力于缩小用于使车载用放电灯点灯的放电灯 点灯电路。若要使放电灯点灯电路100更加小型化，就不得不缩小起动电路20的起动变压 器22。于是起动变压器22的次级绕组26也变小，其电感L也变小。但再点弧补偿电压是由DC/DC转换器的输出电容器的电容C、起动变压器22的次 级绕组26的电感L、以及第一状态Φ 1和第二状态Φ2发生切换前的灯电流IL决定的。次 级绕组26的电感L和灯电流IL越高、输出电容器的电容C越小，再点弧补偿电压就越高。因此，若使放电灯点灯电路100小型化，则电感L会变小，从而再点弧补偿电压也 可能会下降。但在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，通过设置切换后辅助期间PTl来 辅助灯电流IL的极性切换，能够对抗那样的电感L的下降。这就使得放电灯点灯电路100 的进一步小型化成为可能。(3)此外，在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，切换后辅助期间PTl被设定 成灯电流IL越小，该期间PTl就越长。因此，在灯电流IL较小时能够通过设置更长的切换 后辅助期间PTl来提高变低的再点弧补偿电压。因此，在灯电流IL较小时也能更顺利地切 换灯电流IL的极性。(4)此外，由于在切换后辅助期间PTl内使DC/DC转换器的输出功率比通常时候 增加，所以放电灯点灯电路100整体的功率损耗也会多出这部分量。进而对控制电路10的驱动功率PL的控制也可能产生不好的影响。因此，在第一实施方式的放电灯点灯电路100 中，设定成当灯电流IL较大时，缩短切换后辅助期间PT1。因此，能够在灯电流IL较大、能 短时间内得到所需要的再点弧补偿电压时，缩短切换后辅助期间PT1。因而能降低多余的功 率损耗，能实现稳定的控制。(5)另外，切换后辅助期间PTl的长度T2被设定有比点灯周期Tl的十分之一还要 小的上限值Tmaxo因此，也能够降低功率的损耗，实现稳定的控制。(6)根据本发明人的逻辑分析和实验，发现多是在从第一状态Φ 1和第二状态Φ 2 发生切换起经过谐振周期的约1/4后，灯电流IL通过零点。为防止放电灯4灭灯，只要在 灯电流IL通过零点的附近已生成再点弧补偿电压即可。在 第一实施方式的放电灯点灯电 路100中，由于上限值Tmax被设定成谐振周期，所以即使考虑到放电灯点灯电路100制造时 的参差，也能在切换后辅助期间PTl内保证灯电流IL通过零点，并且防止切换后辅助期间 PTl不必要地变长。(7)另外，如图4所示，在切换后辅助期间PTl的起始、即反转信号Sinv的边沿时， 周期信号S·回到初始状态。这也可以说是使周期信号Sre。和反转信号Sinv相同步。由此， 在切换后辅助期间PTl内发生的再点弧补偿电压难以被周期信号S·的相位所左右，从而 能实现更稳定的极性切换的特性。在第一实施方式中，说明了放电灯点灯电路100是具有第一 DC/DC转换器CONVl 和第二 DC/DC转换器C0NV2的所谓双转换器型的放电灯点灯电路的情况，但不限于此。例 如放电灯点灯电路也可以是用H桥电路对第一 DC/DC转换器CONVl所提供的第一输出电压 Vol进行交流变换后施加给放电灯4的所谓单转换器型的放电灯点灯电路。在该单转换器 型的放电灯点灯电路中，第一 DC/DC转换器CONVl和H桥电路形成驱动电压生成部。该单 转换器型的放电灯点灯电路具有与第一实施方式的放电灯点灯电路100的控制电路10 — 样的控制电路，该控制电路进行控制，使得在从设定H桥电路以切换驱动电压的极性起、至 经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加第一 DC/DC转换器CONVl提供给放电灯的驱动 功率，使之比预定的目标功率高。此时也能得到与第一实施方式中所说明的效果相同的效^ ο另外，在单转换器型的放电灯点灯电路中，在极性切换时DC/DC转换器的输出电 容器也一直被充电。因此，再点弧补偿电压是以在该已充电的电压上再增加一个电压的形 式而生成的。但在第一实施方式所说明的双转换器型的放电灯点灯电路100中，例如在从 第一状态Φ 1切换到第二状态Φ 2之前第二开关SW2是被导通的，所以第二 DC/DC转换器 C0NV2的第二输出电容器Co2没有被充电。在从第一状态Φ 1切换到第二状态Φ 2之后，从 该没有被充电的状态起开始充电再点弧补偿电压。因此，与单转换器型的放电灯点灯电路 相比，极性切换时的灭灯问题会更加显著。因此如第一实施方式那样设置使DC/DC转换器 的输出功率暂时增大的切换后辅助期间PTl来顺利进行灯电流IL的极性切换的技术，在双 转换器型的放电灯点灯电路中更加有用。(第二实施方式)在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，是在切换第一状态Φ1和第二状态Φ2 后设置用于防止放电灯4灭灯的切换后辅助期间PTl的。在第二实施方式的放电灯点灯电 路200中，在切换第一状态Φ 1和第二状态Φ 2前设置预定的切换前辅助期间ΡΤ2。在该切换前辅助期间PT2内，处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电。由此，再点弧 补偿电压提高，放电灯4灭灯的可能性被降低。图9是表示第二实施方式的放电灯点灯电路200及其所连接的部件的结构的电路 图。放电灯点灯电路200包括第一 DC/DC转换器C0NV1、第二 DC/DC转换器C0NV2、控制电 路210、起动电路20、第一开关SW1、第二开关SW2、第一电阻R1、输入电容器Cl、再生变压器 (回生卜 > ^ ,Regenerative transfomer) 212、第一开关二极管 D4、第二开关二极管 D5、 第一耐压保护电容器C4、第二耐压保护电容器C5。下面主要说明与第一实施方式不同的部 分。
再生变压器212在被设定为活动状态的DC/DC转换器发生切换时，将该切换前处 于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中所被充电的电力再生到切换后处于活动状态 的DC/DC转换器的输出电容器中。再生变压器212的一个绕组L3被设置在第一开关SWl与第一输出电容器Col的 高电压侧(第一输出电压Vol侧)的端子之间。再生变压器212的另一个绕组L4也是一 样，被设置在第二开关SW2与第二输出电容器Co2的高电压侧(第二输出电压Vo2侧)的 端子之间。考虑从第一状态Φ 1切换到第二状态Φ 2的情况。第一开关SWl成为导通后，从 已被充电了的第一输出电容器Col通过再生变压器212的一个绕组L3向接地流过再生电 流(未图示)。于是再生变压器212的另一个绕组L4中产生对第二输出电容器Co2充电的 方向的感应电压，第二输出电容器Co2被充电。此时，第二开关SW2是截止的，但用于充电 第二输出电容器Co2的电流是通过第二开关二极管D5从接地供给的。从第二状态Φ 2切换到第一状态Φ 1的情况也是一样。第一开关二极管D4和第一耐压保护电容器C4与第一开关SWl相并联。第一开关 二极管D4的阴极与一个绕组L3相连接。第一耐压保护电容器C4是为防止在从第二输出 电容器Co2向第一输出电容器Col再生电力时，第一开关SWl被施加超过其耐压限度的电 压而设的。第二开关二极管D5和第二耐压保护电容器C5与第二开关SW2相并联而设。第二 开关二极管D5的阴极与另一个绕组L4相连接。第二耐压保护电容器C5是为防止在从第 一输出电容器Col向第二输出电容器Co2再生电力时，第二开关SW2被施加超过其耐压限 度的电压而设的。此外，优选第一开关二极管D4和第二开关二极管D5是反向恢复时间较短的高速 二极管。因为这样能提高再生效果。控制电路210分别将第一控制脉冲信号Si、第二控制脉冲信号S2、第一控制信号 S3、第二控制信号S4输出给第一开关元件Ml、第二开关元件M2、第一开关SW1、第二开关 Sff20控制电路210进行控制，使得按点灯频率fl反复交替第一状态Φ 1和第二状态Φ 2。控制电路210基于放电灯4的电状态，通过反馈调节第一控制脉冲信号Sl和第二 控制脉冲信号S2的高电平与低电平的占空比。控制电路210在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前的切换前辅助期间PT2 内，在处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电到预定的充电电压之前使第一 开关SWl和第二开关SW2两者都截止。充电电压是为得到足以防止放电灯4灭灯的再点弧补偿电压所需要的电压，通过实验而定。例如设定充电电压使得在切换第一状态Φ1和第二状态Φ 2后灯电流IL交叉过零点时的、活动状态的DC/DC转换器的输出电压为约100V。另外，若从切换前辅助期间PT2的长度的角度来说，则是切换前辅助期间PT2的长 度被设定成使得处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器能被充电到为得到足以防 止放电灯4灭灯的再点弧补偿电压所需要的电压的长度。在切换前辅助期间PT2内，处于活动状态的DC/DC转换器的开关元件的导通期间 被延长，使得比切换前辅助期间PT2之前的该导通期间要长。由此，该处于活动状态的DC/ DC转换器的输出功率上升，对处于非活动状态的DC/DC转换器的电容器的充电速度提升， 能生成更高的再点弧补偿电压。控制电路210进行控制，使得在从放电灯4发生击穿起至稳态点灯的过程中，渐渐 加长切换前辅助期间PT2。详细情况在后面叙述。以上是放电灯点灯电路200的结构。接下来按照顺序说明其动作。图10是表示 图9的放电灯点灯电路200中的波形的时序图。图10的纵轴和横轴为理解方便而适当放 大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图10中从上至下依次表示了反 转信号Sinv、第一控制脉冲信号Si、第二控制脉冲信号S2、第一控制信号S3、第二控制信号 S4。在时刻tl，切换前辅助期间PT2a开始。该切换前辅助期间PT2a中的第一控制脉 冲信号Sl的脉冲宽度(第一开关元件Ml的导通期间)比这之前的脉冲宽度要长。另外， 第二控制信号S4从高电平变为低电平，第二开关SW2截止。由此，第一 DC/DC转换器CONVl 以更大的输出功率将第二输出电容器Co2充电到充电电压。在时刻t2，切换前辅助期间PT2a结束，反转信号Sinv从高电平切换为低电平。第 一控制脉冲信号Sl被固定在低电平，第二控制脉冲信号S2为被脉冲宽度调制了的信号。第 一控制信号S3从低电平变为高电平，第一开关SWl导通。在时刻t2以后，灯电流IL改变其极性时，第二输出电容器Co2中产生再点弧补偿 电压，即在切换前辅助期间PT2a内由第一 DC/DC转换器CONVl充电的充电电压与从第一输 出电容器Col经由再生变压器212再生来的电力所产生的再生电压的和。在时刻t3，切换前辅助期间PT2b开始。该切换前辅助期间PT2b中的第二控制脉 冲信号S2的脉冲宽度(第二开关元件M2的导通期间)比这之前的脉冲宽度要长。另外， 第一控制信号S3从高电平变为低电平，第一开关SWl截止。由此，第二 DC/DC转换器C0NV2 以更大的输出功率将第一输出电容器Col充电到充电电压。在时刻t4，切换前辅助期间PT2b结束，反转信号Sinv从低电平切换为高电平。第 二控制脉冲信号S2被固定在低电平，第一控制脉冲信号Sl为被脉冲宽度调制了的信号。第 二控制信号S4从低电平变为高电平，第二开关SW2导通。在时刻t4以后，灯电流IL改变其极性时，第一输出电容器Col中产生再点弧补偿 电压，即在切换前辅助期间PT2b内由第二 DC/DC转换器C0NV2充电的充电电压与从第二输 出电容器Co2经由再生变压器212再生来的电力所产生的再生电压的和。以上是第二实施方式的放电灯点灯电路200的动作。该放电灯点灯电路200与以 往的放电灯点灯电路相比具有以下优点。(8)通过第二实施方式的放电灯点灯电路200，在切换第一状态Φ 1和第二状态Φ 2之前设置切换前辅助期间PT2。在切换前辅助期间ΡΤ2内第一开关SWl和第二开关SW2 两者都截止。因此，在切换第一状态Φ 1和第二状态Φ 2前，能够对处于非活动状态的DC/ DC转换器的输出电容器充电。由此，在灯电流IL的极性发生切换时，能使再点弧补偿电压 增加这部分所充电的电压量。其结果，能更顺利地切换灯电流IL的极性，能降低极性切换 时放电灯4灭灯的可能性。
(9)另外，通过再生变压器212在第一输出电容器Col和第二输出电容器Co2间再 生电力。因此，能提高放电灯点灯电路200整体的电效率，还能使再点弧补偿电压增加这部 分所再生的电力。 此外，在切换前辅助期间PT2内，处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器也被 再充电。因此，通过再生变压器212所再生的电力是在切换前辅助期间PT2前积蓄的电力 上再增加切换前辅助期间PT2内所被充电的电力。由此，能够更加高效地提高再点弧补偿 电压。该效果是通过在设置再生变压器212的基础上再设置第一开关SWl和第二开关SW2 两者都截止的期间而产生的相乘效果。(10)另外，由于在输出电容器的放电路径上设置再生变压器212，所以能够限制 第一开关SWl和第二开关SW2中所流过的电流。对于切换前辅助期间PT2的长度，本发明人进行了如下实验和研究。图11的(a) (c)是表示将切换前辅助期间PT2的长度分别设定为0 μ S、10 μ S、 25μ s时的灯电流IL的极性切换的情况的图表。在图11的(a) (c)中，横轴表示时间， 纵轴表示灯电流IL和第二输出电压Vo2的大小。图11的(a) (c)表示在时刻tl从第 一状态Φ1切换到第二状态Φ2时的波形。图11的(a) (c)的图表是基于本发明人的实测值而得出的。实验中所使用的 元件中的主要元件的参数如下。Col = Co2 = 0. 22 μ F次级绕组26的电感=ImH再生变压器212的互感=40 μ H图11的(a)表示将切换前辅助期间PT2的长度设定为0μ s时的灯电流IL的极 性切换的情况。如该图表所示，在极性切换时，存在灯电流IL于OA附近变成定值的期间， 很难说极性的切换能顺利进行。图11的(b)表示将切换前辅助期间PT2的长度设定为10 μ s时的灯电流IL的极 性切换的情况。灯电流IL于OA附近变成定值的期间几乎已消失，但灯电流IL在OA附近 较紊乱，仍很难说极性的切换能顺利进行。图11的(c)表示将切换前辅助期间ΡΤ2的长度设定为25 μ s时的灯电流IL的极 性切换的情况。此时，灯电流IL顺利交叉过零点，较为理想。特别是灯电流IL = OA时，第 二输出电压Vo2变成100V左右。从这些实验结果本发明人看出，将稳态点灯时的切换前辅 助期间PT2的长度设定为25 μ s以上是合适的。另外，若过分加长切换前辅助期间ΡΤ2，则处于活动状态的DC/DC转换器的输出电 容器会被不必要地过分充电，这在元件的耐压方面是不利的。若一直在切换第一状态Φ1和第二状态Φ2前设定切换前辅助期间PT2，则控制电 路210的控制会变得更简单。但若在例如提升期间设置切换前辅助期间PT2，则该提升期间内输出功率有时会暂时升高，有可能产生超出第一开关SWl或第二开关SW2的耐压的再点弧补偿电压。因此，有时一直在切换第一状态Φ1和第二状态Φ2前设置切换前辅助期间 ΡΤ2并非最佳方案。换言之，可以说没有必要一直设置切换前辅助期间ΡΤ2。基于相关考察，放电灯点灯电路200的控制电路210进行控制，使得在放电灯4发 生击穿起至稳态点灯的过程中渐渐增长切换前辅助期间ΡΤ2。更具体来说，先通过实验确定 极性切换时出现灯电流IL于OA附近变成定值的期间的灯电流IL的值。基于该灯电流IL 的值，设定比它大的阈值电流。在灯电流IL大于阈值电流时不设置切换前辅助期间ΡΤ2，在 小于阈值电流时设定切换前辅助期间ΡΤ2，并且阈值电流与灯电流IL的差越大，就使之越 长。图12的(a) (c)是表示在灯电流IL分别为1. 5A、0. 7A、0. 5A时，灯电流IL的 极性切换的情况的图表。在图12的(a) (c)中，横轴表示时间，纵轴表示灯电流IL和第 二输出电压Vo2的大小。图12的(a) (c)表示在时刻tl从第一状态Φ 1切换到第二状 态Φ 2时的波形。图12的(a) (C)的图表是基于本发明人的实测值而得出的。实验中所使用的 元件中的主要元件的参数同图11的(a) (c)中的是一样的。在极性切换时出现灯电流 IL于OA附近变成定值的期间的灯电流IL的值通过实验被确定为0. 7A。阈值电流被设定 为比它大的1A。如图12的(a) (c)的图表所示，灯电流IL取哪个值，极性切换时灯电流IL都 会顺利地交叉过零点，因而是较为理想的。以上基于实施方式说明了本发明。本领域技术人员能够理解这些实施方式仅是例 示，可以对其各构成要素、各处理过程的组合进行各种变形，并且这些变形例也都包含在本 发明的范围内。在第一实施方式中，说明了通过在PWM比较器50的成为阈值的电压上增加偏置电 压V。ff，而在切换后辅助期间PTl内增加第一开关元件Ml或第二开关元件M2的导通期间的 情况，但不限于此。例如也可以通过调节锯齿状的周期信号Sre。的斜坡的斜度来延长PWM信 号Spwm为高电平的期间。此外，也可以通过数字电路和软件来实现PWM信号生成部34的功 能。在第一实施方式中说明了锯齿波生成电路54生成锯齿状的周期信号S·的情况， 但不限于此。周期信号也可以是具有PWM频率f2的三角波状的周期电压的信号。在第一和第二实施方式中，说明了生成正的输出电压Vol、Vo2施加给放电灯4的 情况(称为正极点灯)，但也可以生成负的输出电压Vol、Vo2来驱动放电灯4(称为负极点 灯)。此时，只要将图1和图9中的第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第一开关二极 管D4、第二开关二极管D5的方向，第一变压器14、第二变压器16各自的次级绕组的极性， 以及各变压器的次级绕组侧所连接的开关元件Ml、M2的方向反转即可。也可以对第一和第二实施方式的放电灯点灯电路的控制电路或其一部分使用微 型计算机。在第一实施方式中，说明了在双转换器型的放电灯点灯电路100中、在切换第一 状态Φ1和第二状态Φ 2后设置切换后辅助期间PTl的情况，在第二实施方式中，说明了在 双转换器型的放电灯点灯电路200中，在切换第一状态Φ 1和第二状态Φ2前设置切换前辅助期间PT2的情况，但不限于此。也可以是在双转换器型的放电灯点灯电路中，在切换第 一状态Φ 1和第二状态Φ 2后设置切换后辅助期间ΡΤ1，并在切换第一状态Φ 1和第二状态 Φ 2前设置切换前辅助期间ΡΤ2的结构。在第一和第二实施方式中，以驱动车辆用放电灯的放电灯点灯电路为例进行了说 明，但本发明的用途不限于此，可以广泛适用于具有交替地对放电灯供给电力的两个转换 器的放电灯点灯电路。在第一和第二实施方式所说明的电路中，信号的高电平、低电平的逻辑值的设定仅是一例，可以通过反相器等适当反转而自由变更。基于实施方式用特定的语句说明了本发明，但实施方式仅用于表示本发明的原 理、应用，在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内，可以对实施方式进行很多 变形及配置的变更。
权利要求
一种放电灯点灯电路，其特征在于，包括驱动电压生成部，对驱动对象放电灯提供交流的驱动电压；和控制部，进行控制使得在从设定上述驱动电压生成部以切换上述驱动电压的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加上述驱动电压生成部提供给上述放电灯的驱动功率，使之高于预定的目标功率。
2.如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于在设定上述驱动电压生成部以切换上述驱动电压的极性之前流过上述放电灯的驱动 电流越大，上述控制部就将上述切换后辅助期间的长度设定得越短。
3.如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于上述驱动电压生成部包括生成用于提供给上述放电灯的输出电压的DC/DC转换器； 上述控制部按照上述切换后辅助期间的开始而开始上述DC/DC转换器的开关元件的 导通期间。
4.如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于 上述切换后辅助期间的长度被设定有预定的上限值。
5.一种放电灯点灯电路，其特征在于，包括第一 DC/DC转换器，在活动状态下对驱动对象放电灯的一端供给第一驱动电压； 第二 DC/DC转换器，在活动状态下对上述放电灯的另一端供给第二驱动电压； 第一开关，设置在上述放电灯的上述一端侧，在导通状态下使上述放电灯的上述一端 与固定电压端子间电导通；第二开关，设置在上述放电灯的上述另一端侧，在导通状态下使上述放电灯的上述另 一端与上述固定电压端子间电导通；以及控制部，交替地将上述第一、第二 DC/DC转换器设定为活动状态，在切换被设定为活动 状态的DC/DC转换器前的预定的切换前辅助期间内，在处于非活动状态的DC/DC转换器的 输出电容器被充电到预定的电压之前使上述第一开关和上述第二开关截止。
6.如权利要求5所述的放电灯点灯电路，其特征在于在上述切换前辅助期间内，处于活动状态的DC/DC转换器的开关元件的导通期间被延 长，使之长于上述切换前辅助期间之前的该导通期间。
7.如权利要求5所述的放电灯点灯电路，其特征在于上述控制部在上述驱动电流大于预定的阈值电流时不设置上述切换前辅助期间，而在 其小于预定的阈值电流时设定上述切换前辅助期间，并且上述阈值电流与上述驱动电流的 差越大，就越长地设定该切换前辅助期间。
8.如权利要求5所述的放电灯点灯电路，其特征在于，还包括再生装置，在被设定为活动状态的DC/DC转换器切换时，将该切换前处于活动 状态的DC/DC转换器的输出电容器中所充电的电力再生到切换后处于活动状态的DC/DC转 换器的输出电容器中。
9.如权利要求8所述的放电灯点灯电路，其特征在于上述再生装置被设置在DC/DC转换器的输出电容器的放电路径上。
全文摘要
本发明提供一种能降低极性切换时放电灯灭灯的可能性的放电灯点灯电路。在放电灯点灯电路(100)中，驱动电压生成部(12)对驱动对象放电灯(4)提供交流的驱动电压(VL)。控制电路(10)进行控制，使得在从设定驱动电压生成部(12)以切换驱动电压(VL)的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加驱动电压生成部(12)提供给放电灯(4)的驱动功率，使之高于预定的目标功率。设定驱动电压生成部(12)以切换驱动电压(VL)的极性之前的灯电流(IL)越大，控制电路(10)就将切换后辅助期间的长度设定得越短。
文档编号H02M7/48GK101815391SQ20101011312
公开日2010年8月25日 申请日期2010年2月4日 优先权日2009年2月24日
发明者伊藤昌康, 土屋俊幸, 村松隆雄, 柳津翔平 申请人:株式会社小糸制作所