专利名称：用以在开关模式电力供应源中于脉冲宽度调制与脉冲频率调制之间转变的系统、方法及设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关模式电力供应源，且更特定来说涉及通过依据负载而在脉冲宽度调制(PWM)与脉冲频率调制(PFM)控制之间转变来改善开关模式电力供应源(SMPS)的效率。
背景技术：
开关模式电力供应源(SMPS)可通过使用对电力切换晶体管的脉冲宽度调制 (PWM)或脉冲频率调制(PFM)控制而操作。SMPS的PWM操作在较高负载条件期间高效，但在轻负载条件下在有效操作方面下降。PFM控制在轻负载条件期间产生SMPS的较高的效率，但在较高负载条件下产生较低的效率。高效率在SMPS中很重要，尤其当用于电池供电的应用中时。图12展示当使用PFM或PWM控制时在输出负载电流范围上的SMPS的典型效率的曲线图。
发明内容
因此，期望通过依据负载电流可靠地在PFM与PWM之间转变以控制SMPS而在从无负载到全负载的其整个操作范围上优化SMPS效率。PFM与PWM操作模式之间的准确、平滑且无缝转变可在工厂设定的负载电流下发生。PFM操作改善轻负载条件期间的效率，且PWM 在较高负载电流下具有更好的效率。此为电池供电的应用中的高度期望的特征，且致使在较长时间之后才有必要进行电池更换或再充电。SMPS可为(举例来说但不限于)采用电压模式、峰值电流模式或平均电流模式控制的降压、升压、降压-升压、回扫转换器等。根据本发明的特定实例性实施例，一种使用脉冲频率调制(PFM)控制或脉冲宽度调制(PWM)控制的开关模式电力供应源(SMPS)包含开关模式电力供应源(SMPS)转换器； 及负载确定电路，其用于检测负载电流何时达到转变电流值，其中如果所述负载电流小于所述转变电流值，那么脉冲频率调制(PFM)信号控制所述SMPS转换器，且如果所述负载电流等于或大于所述转变电流值，那么脉冲宽度调制(PWM)信号控制所述SMPS转换器。根据本发明的另一特定实例性实施例，一种用于使用脉冲频率调制(PFM)控制或脉冲宽度调制(PWM)控制来控制开关模式电力供应源(SMPS)的方法包含确定开关模式电力供应源(SMPS)转换器的负载电流；将所述负载电流与转变电流值进行比较；当所述负载电流小于所述转变电流值时，用脉冲频率调制(PFM)信号来控制所述SMPS转换器；及当所述负载电流等于或大于所述转变电流值时，用脉冲宽度调制(PWM)信号来控制所述SMPS转换器。根据本发明的又一特定实例性实施例，一种用于使用脉冲频率调制(PFM)控制或脉冲宽度调制(PWM)控制来控制开关模式电力供应源(SMPS)的方法包含以下步骤a)停用开关模式电力供应源(SMPS)转换器的操作；b)确定来自所述SMPS转换器的输出电压是否低于参考电压，其中bl)如果所述输出电压不低于所述参考电压，那么返回到步骤a)，且 b2)如果所述输出电压低于所述参考电压，那么启用所述SMPS转换器的操作；c)将能量存储于电感器中；d)确定是否满足控制需求，其中dl)如果不满足所述控制需求，那么返回到步骤c)，且d2)如果满足所述控制需求，那么将所述电感器中所存储的所述能量传送到输出电容器；e)确定来自所述SMPS转换器的所述输出电压是否低于所述参考电压，其中el) 如果所述输出电压不低于所述参考电压，那么返回到步骤a)，且e2)如果所述输出电压低于所述参考电压，那么返回到步骤c
结合附图参照以下说明可更全面地理解本发明的揭示内容，在附图中图1图解说明基本调节器系统的示意性框图；图2图解说明图1中所示的一般调功器的更详细示意性框图；图3图解说明根据本发明的教示的控制电路的示意性框图；图4图解说明根据本发明的教示由图3中所示的控制电路控制的电力切换调节器电路的示意图；图5图解说明根据本发明的特定实例性实施例的过程控制方法的示意性流程图；图6图解说明根据本发明的教示在脉冲频率调制(PFM)操作期间图3中所示的控制电路的示意性操作时序图；图7图解说明根据本发明的教示在增加的负载下的PFM操作期间图3中所示的控制电路的示意性操作时序图；图8图解说明根据本发明的教示在进一步增加的负载下的PFM操作期间图3中所示的控制电路的示意性操作时序图；图9图解说明根据本发明的教示在从PFM到脉冲宽度调制(PWM)操作的转变期间图3中所示的控制电路的示意性操作时序图；图10图解说明根据本发明的教示在操作中的负载步骤期间图3中所示的控制电路的示意性操作时序图；图11图解说明根据本发明的教示在PWM连续传导模式操作期间图3中所示的控制电路的示意性操作时序图；图12图解说明当使用PFM或PWM控制时在输出负载电流范围上的SMPS的典型效率的曲线图；图13图解说明根据本发明的特定实例性实施例的模拟PFM/PWM SMPS控制器的示意图14图解说明根据本发明的另一特定实例性实施例的模拟PFM/PWM SMPS控制器的示意图；图15图解说明根据本发明的又一特定实例性实施例的模拟PFM/PWM SMPS控制器的示意图；及图16图解说明根据本发明的再一特定实例性实施例使用混合信号集成电路装置的数字/经编程PFM/PWM SMPS控制器的示意图。
虽然本发明易于作出各种修改及替代形式，但在图式中已显示并在本文中详细描述其特定实例性实施例。然而，应了解，本文对特定实例性实施例的说明并非打算将本发明限定于本文所揭示的特定形式，而是相反，本发明打算涵盖所附权利要求书所界定的所有修改及等效形式。
具体实施例方式现在参照图式，其示意性图解说明具体实例性实施例的细节。图式中，相同的元件将由相同的编号表示，且类似的元件将由带有不同小写字母后缀的相同编号表示。在一般意义上，可将电力转换器界定为在连续基础上将一种形式的能量转换成另一种形式的能量的装置。当此种电力系统正在执行其转换功能时其内的任何能量存储或损失通常与能量转化的过程相同。存在许多种类型的可提供此种功能的装置，其具有不同程度的成本、可靠性、复杂性及效率。用于电力转换的机构可采取许多基本形式，例如性质上为机械、电或化学处理的那些形式。本文将聚焦于采用受限制组的组件(包括电感器、电容器、变换器、开关及电阻器)以电方式且以动态方式执行能量转化的电力转换器。这些电路组件如何连接由所要的电力转化来确定。电阻器引入不期望的电力损失。由于高效率在大多数应用中通常为最重要的要求，因此在主电力控制路径中应避免或最少化电阻性电路元件。仅非常罕见地且由于非常特定的原因才将电力消耗电阻引入到主电力控制路径中。在辅助电路(例如，总系统的序列、监视及控制电子器件)中，高值电阻器为常见的，因为其损失贡献通常不显著。参照图1，其描绘基本调节器系统的示意性框图。存在电力系统102(例如，基本开关模式电力转换器)，其中将不受控制的电压(或电流，或电力)源的输入应用到电力系统 102的输入，而期望将非常好地控制输出处的电压(或电流，或电力)。控制输出的基础是某种形式的参考，且输出与参考之间的任何偏差成为误差。在反馈控制的系统中，负反馈用以将此误差减小到可接受值，如系统要求尽可能接近零。通常期望快速地减小误差，但反馈控制所固有的是系统响应与系统稳定性之间的折衷。反馈网络的响应性越高，不稳定性的风险越大。在此点上，应提及，存在另一种控制方法_前馈。通过前馈控制，直接响应于输入变化或微扰而产生控制信号。前馈不如反馈准确，因为不涉及输出感测，然而，不存在等待产生输出误差信号的延迟，且前馈控制不会导致不稳定性。应清楚，前馈控制通常不足以作为电压调节器的唯一控制方法，而是其常常与反馈一起使用以改善调节器对动态输入变化的响应。参照图2，其描绘图1中所示的一般调功器的更详细示意性框图。电力系统102已被分离成两个块电力电路206及控制电路208。电力电路206处置电力系统负载电流且通常较大、强健且经受宽广温度波动。其切换功能根据定义为在大多数稳定性分析中通常模拟为具有工作循环的恰好双态开关的大信号现象。输出滤波器(未展示)也被视为电力电路206的一部分，且可被视为线性块。控制电路208将通常由增益块、误差放大器及脉冲宽度调制器组成，用以界定电力开关的工作循环。根据本发明的教示，下文更全面地描述用于脉冲频率调制(PFM)与脉冲宽度调制(PWM)之间的平滑、无缝转变的控制电路208。PFM 减小控制电力电路206的有效速率从而减小切换损失，且增加轻负载下的效率。 PFM也可表示为脉冲密度调制(PDM)，因为电力电路206开关(例如，功率场效应晶体管)的接通及关断控制每时间周期许多次地发生。PFM/PDM在低需求电平下允许电力电路206的更好效率，因为每时间周期的脉冲数目减小，从而减少每时间周期接通及关断电力电路206的开关的次数。由于电力电路206的组件(例如，开关、FET等)为无损的， 因此每当电力电路206中的开关(FET)从关断变为接通或从接通变为关断时，在转变期间损失一些电力。在电力电路206开关的PWM控制中，PWM为某一频率下的连续多个脉冲或每时间周期的脉冲数目。通过变化所述连续多个脉冲中的每一脉冲的工作循环来实现电力电路206的PWM控制。通常，PWM脉冲的工作循环可从0%到小于100%的工作循环变化。 根据本发明的教示，在轻负载条件下使用PWM控制信号是浪费且低效的，因为使用每时间周期具有较少脉冲的PFM/PDM的电力电路控制是更好的选择。在高端处PWM脉冲工作循环受限制，因为必须接通及关断电力电感器上的电压，否则切换电力供应源不能发挥作用。从PFM到PWM的控制转变基于以下前提切换调节器电力转换器在转变点处以不连续传导模式操作。换句话说，电感器中所存储的所有能量在每一循环传送到系统负载。此前提对于恰当设计的切换调节器电力转换器总是有效。现在参考图3及图4，根据本发明的教示，图3中描绘控制电路的示意性框图，且图 4中描绘由图3中所示的控制电路控制的电力切换调节器电路的示意图。SMPS可包含电源(例如，电池)440 ；电力电感器442 ；分流开关444，例如功率场效应晶体管；串联通过开关446，例如功率场效应晶体管；负载电容器456，其用于平滑来自所要直流电(DC)输出的交流电(AC)波纹；电流感测电阻器448 ；及输出分压器电阻器452及454。在图4中还指示电源共用部或接地450。当节点320处的电压反馈信号低于节点328处的参考电压时，操作开始。节点320 处的电压反馈信号表示经调节输出电压的值(图4)。当此条件为真时，启用操作。当PWM 工作循环(将能量放到电感器442中的接通时间)需求小于固定或最小工作循环需求时， PFM控制操作发生。在此模式中，比维持输出电压调节所需要的能量更多的能量被放到电感器442中。对于输入与输出条件，跨越电感器442的伏-时间不平衡。因此，输出电压无法处于稳定状态条件中且处于上升转变状态。在PFM操作中，平均输出由控制PFM阈值产生器314的滞后比较器310维持。用电流感测电阻器448来确定负载电流。参照图6、图7及图8，其描绘图3及图4中所示的控制电路在负载电流增加时的各种示意性PFM操作时序图。当负载电流达到转变点时，PFM操作不能够将输出升高到滞后比较器310的低电平以上。PWM误差产生器电路312比PFM阈值产生器电路314需要更高的工作循环，从而将误差驱动到零(等于参考的反馈)。PWM误差产生器电路312现在处于电力电路206输出调节的控制下且无缝转变已发生。图9描绘到PWM操作模式的无缝转变。如果输出电压在负载电流高于转变阈值的情况下达到滞后比较器310的低电平，那么PFM操作不能够维持输出电压。输出电压将继续减小，直到PWM误差产生器电路312供应较高工作循环，从而将误差驱动到零(等于参考的反馈)。图10描绘从轻负载条件到高于转变点的负载的负载步骤。经由滞后比较器310停用转换器，那么高于转变点的负载电流将输出减小到低于滞后比较器310的低电平。从PFM 阈值产生器电路314供应最小工作循环。然而，PFM控制不能够维持所需的输出电压(不足够高的工作循环)。在此情况下对于输入与输出条件，跨越电感器442的伏-时间不平衡。 因此，输出无法处于稳定状态条件中且处于下降转变状态。输出将继续减小，直到PWM误差产生器供应较高工作循环，从而将误差驱动到零(等于参考的反馈)。
图11描绘连续传导模式期间的操作。在理想的转换器中，工作循环独立于输出电流。PWM控制仅在连续传导模式期间有效。可通过由PFM阈值产生器314产生的PFM阈值来确定转变点。可基于切换调节器电力系统的输入及输出条件来调整所述阈值。此在所有操作条件上提供一致的转变点。此转变方法独立于负载电流转变点提供最佳切换电力供应转换器效率。然而，转变点的确影响在PFM操作期间存在的最小输出波纹量。负载电流转变点越高，输出的波纹将越大。参照图5，其描绘根据本发明的特定实例性实施例的过程控制方法的示意性流程图。在步骤520处，SMPS的操作开始。在步骤522中，停用SMPS的操作。在步骤524中，作出经调节输出电压是否低于参考电压(所要的操作输出电压)的确定。可使用包含电阻器 452及454的分压器将经调节输出电压划分为较低电压反馈信号320 (见图3及图4)。如果输出电压不低于参考电压，那么不需要将额外能量放置到电感器442中。然而，如果输出电压低于参考电压，那么在步骤526中，经由开关444将额外能量放置到电感器442中。其中开关444在步骤528中将额外能量添加到电感器442。然后在步骤530中，作出是否满足PFM及PWM控制需求的确定。如果否，那么将更多的能量添加到电感器442。如果满足这些需求，那么在步骤532中经由开关446将电感器 442中所存储的能量传送到输出电容器456。接下来在步骤534中，检查输出电压以查看其是否高于参考电压。如果是，那么在步骤522中停用SMPS的操作且控制循环再次开始。如果输出电压不高于参考电压，那么在步骤528中将额外能量存储于电感器442中。PFM与PWM控制之间的平滑转变的关键是基于可在SMPS的设计、测试及/或应用期间界定的负载电流值。当负载电流低于PFM电流阈值时，PFM控制更高效(见图6、图7 及图8)且可在循环时间的至少一部分期间维持输出电压高于参考电压。然而，一旦不能维持输出电压高于参考电压(见图9)，那么PWM控制必须接手。这是易于理解的，在于PFM启用更高效(较低损失)的SMPS，因为电力开关不像在笔直PWM控制下的情形那样在一时间周期中转变许多次(较少控制脉冲)。然而，一旦反馈误差需求要求在一时间周期中需要最大数目个PFM脉冲，那么PFM控制的效率启用属性结束。一旦PFM脉冲不再能够将必需能量供应到电感器442，那么PWM控制必须接手。PWM控制每时间周期具有相同数目个脉冲，但这些PWM脉冲中的每一者可使其工作循环(接通时间对关断时间)在最小值0%与最大值约90%之间变化。为进一步图解说明，处于其最大每时间间隔脉冲数目的PFM会将与处于相同工作循环且处于相同的每时间间隔脉冲数目的PWM信号将提供的能量相同的能量提供到电感器442。到电感器442的能量的进一步增加将使接通脉冲宽度大于PFM脉冲宽度成为必然。此可仅通过PWM控制实现。通过主要地监视负载电流且次要地监视输出电压， 可针对PFM/PDM与PWM之间的切换控制断定最佳转变点。每时间间隔的脉冲数目(操作的频率)取决于电力切换调节器(例如，电感器及电容器值)的电路设计。 参照图13，其描绘根据本发明的特定实例性实施例的模拟PFM/PWM SMPS控制器的示意图。大体由编号1300表示的模拟PFM/PWM SMPS控制器包含电压比较器1510、1516、 1526及1530 ；运算放大器1512，其具有补偿网络；加法电路1532 ；AND门1528 ；OR门1518 及1522 ；RS触发器1520 ；及驱动器1524。振荡器(未展示)在节点1509处供应时钟信号。比较器1510用以每当节点320处的电压反馈信号大于节点328处的参考电压 Vref时在节点1506处产生启用信号。可从非常低的电力电压参考(未展示)供应参考电压Vref。运算放大器1512为控制回路的部分，其中来自运算放大器1512的输出的误差信号用以控制PFM及PWM产生器。此误差信号基于电压反馈信号与参考电压之间的差。此特定实施例采用峰值电流模式控制。加法电路1532在节点1534处将倾斜补偿斜坡加到电流感测信号，从而产生应用到PWM比较器1526的正输入的受控制数量。运算放大器1512产生应用到PWM比较器1526的负输入的误差信号。所述误差信号建立作用于受控制数量的PWM需求且有效地控制PWM工作循环需求。应用到PFM比较器1530的负输入的PFM阈值建立PFM工作循环需求。两个需求中的较大者控制电感器442中所存储的逐循环能量。当PFM工作循环需求较大时，对于输入与输出条件跨越电感器442的伏-时间不平衡。因此，输出电压无法处于稳定状态条件中且处于上升转变状态。在PFM操作中，平均输出由启用及停用PFM及PWM工作循环产生器的滞后比较器1510维持，从而有效地减小每时间周期的开关转变数目。当PWM工作循环需求较大时，跨越电感器442的伏-时间平衡。 因此，输出电压处于稳定状态条件中。在PWM操作中，输出电压由经由误差信号建立的PWM 工作循环需求维持。滞后比较器1510连续地启用控制。比较器1516用于不正常操作条件下的过电流保护。参照图14，其描绘根据本发明的另一特定实例性实施例的模拟PFM/PWM SMPS控制器的示意图。大体由编号1400表示的模拟PFM/PWM SMPS控制器包含电压比较器1510、 1516、1526及1530 ；运算放大器1512，其具有补偿网络；AND Π 1528 ；OR门1518及1522 ；RS 触发器1520 ；及驱动器1524。振荡器(未展示)在节点1509处供应时钟信号。比较器1510用以每当节点320处的电压反馈信号大于节点328处的参考电压 Vref时在节点1506处产生启用信号。可从非常低的电力电压参考(未展示)供应参考电压Vref。运算放大器1512为控制回路的部分，其中来自运算放大器1512的输出的误差信号用以控制PFM及PWM产生器。此误差信号基于电压反馈信号与参考电压之间的差。图14中所示的实施例采用电压(或直接工作循环)模式控制。节点1536处的固定电压斜坡为应用到PWM比较器1526的正输入的受控制数量。运算放大器1512产生应用到PWM比较器1526的负输入的误差信号。所述误差信号建立作用于受控制数量的PWM需求且有效地控制PWM工作循环需求。应用到PFM比较器1530的负输入的PFM阈值建立PFM 工作循环需求。两个需求中的较大者控制电感器442中所存储的逐循环能量。当PFM工作循环需求较大时，对于输入与输出条件跨越电感器442的伏-时间不平衡。因此，输出电压无法处于稳定状态条件中且处于上升转变状态。在PFM操作中，平均输出由启用及停用PFM 及PWM工作循环产生器的滞后比较器1510维持，从而有效地减小每时间周期的开关转变数目。当PWM工作循环需求较大时，跨越电感器442的伏-时间平衡。因此，输出电压处于稳定状态条件中。在PWM操作中，输出电压由经由误差信号建立的PWM工作循环需求维持。滞后比较器1510连续地启用控制。比较器1516用于不正常操作条件下的过电流保护。参照图15，其描绘根据本发明的又一特定实例性实施例的模拟PFM/PWM SMPS控制器的示意图。大体由编号1500表示的模拟PFM/PWM SMPS控制器包含电压比较器1510、 1514及1516 ；运算放大器1512及1526，其具有补偿网络；OR门1518及1522 ；RS触发器 1520 ；及驱动器1524。振荡器(未展示)在节点1509处供应时钟信号。
比较器1510用以每当节点320处的电压反馈信号大于节点328处的参考电压 Vref时在节点1506处产生启用信号。可从非常低的电力电压参考(未展示)供应参考电压Vref。运算放大器1512为控制回路的部分，其中来自运算放大器1512的输出的误差信号用以控制PFM及PWM产生器。此误差信号基于电压反馈信号与参考电压之间的差。图15中所示的实施例采用平均电流模式控制。节点1508处的固定电压斜坡为应用到比较器1514的正输入的受控制数量。运算放大器1512产生应用到第二运算放大器 1526的正输入的误差信号。所述误差信号建立平均电流需求。运算放大器1526产生应用到比较器1514的负输入的误差信号(其作用于受控制数量)，且有效地控制工作循环需求。 PFM阈值为应用到运算放大器1512的输出的箝位。此建立最小平均电流需求。每当箝位作用时，PFM操作将被调用。对于输入与输出条件，跨越电感器442的伏-时间不平衡。因此，输出电压无法处于稳定状态条件中且处于上升转变状态。在PFM操作中，平均输出由启用及停用PFM及PWM工作循环产生器的滞后比较器1510维持，从而有效地减小每时间周期的开关转变数目。每当运算放大器1512产生大于PFM阈值的误差信号时，PWM操作将被调用。跨越电感器442的伏-时间平衡。因此，输出电压处于稳定状态条件中。在PWM操作中，输出电压由经由误差信号建立的PWM工作循环需求维持。滞后比较器1510连续地启用控制。比较器1516用于不正常操作条件下的过电流保护。参照图16，其描绘根据本发明的再一特定实例性实施例使用混合信号集成电路装置的数字/经编程PFM/PWM SMPS控制器的示意图。混合信号集成电路装置1650包含模拟多路复用器1652 ；模/数转换器(ADC) 1654、存储器1656、处理器1658、脉冲产生器1660，其用于产生脉冲频率调制(PFM)或脉冲宽度调制(PWM)；电压参考1666 ；及时钟振荡器1668。多路复用器1652用以选择用于耦合到ADC 1654的各种模拟信号。ADC 1654将这些模拟信号转换成数字表示且将数字表示发送到处理器1658。处理器由存储器1656中所存储的软件程序控制。存储器1656可为易失性及/或非易失性存储器。模拟信号可为 (举例来说但不限于)节点320处的电压反馈信号、节点324处的电流感测信号、节点326 处的前馈信号及节点328处的参考电压。根据本发明的教示，脉冲产生器1660可包含由处理器选择并控制的单独PFM及 PWM产生器，或脉冲产生器1660可包含PWM产生器及脉冲吞除电路，使得PWM产生的脉冲可被转换为PFM或脉冲密度调制(PDM)控制信号。来自脉冲产生器1660的输出在节点322 处应用其脉冲序列输出，其可经由驱动器1524耦合到电力开关444及446。可根据本发明的教示编程混合信号集成电路装置1650的操作。虽然已参照本发明的实例性实施例来描绘、说明及界定发明的实施例，但此类参考并不意味着限制本发明，且不应推断出存在此限制。所揭示的标的物能够在形式及功能上具有大量修改、替代及等效形式，所属领域的技术人员根据本发明将会联想到所述修改、 替代及等效形式并受益于本发明。所描绘及所描述的本发明实施例仅作为实例，而并非是对本发 明的范围的穷尽性说明。
权利要求
1.一种使用脉冲频率调制PFM控制或脉冲宽度调制PWM控制的开关模式电力供应源 SMPS，所述SMPS包含开关模式电力供应源SMPS转换器；及负载确定电路，其用于检测负载电流何时达到转变电流值，其中如果所述负载电流小于所述转变电流值，那么脉冲频率调制PFM信号控制所述SMPS转换器，且如果所述负载电流等于或大于所述转变电流值，那么脉冲宽度调制PWM信号控制所述 SMPS转换器。
2.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述SMPS转换器选自由降压、升压、降压_升压及回扫转换器组成的群组。
3.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述SMPS转换器使用功率场效应晶体管作为电力开关。
4.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述负载确定电路包含负载电流感测元件，其用于将所述负载电流转换成表示所述负载电流的电压；及电流感测电压比较器，其将表示所述负载电流的所述电压与参考电流限制电压进行比较，其中如果表示所述负载电流的所述电压小于所述参考电流限制电压，那么所述电流感测电压比较器的输出处于第一逻辑电平，且如果表示所述负载电流的所述电压等于或大于所述参考电流限制电压，那么所述电流感测电压比较器的所述输出处于第二逻辑电平。
5.根据权利要求4所述的SMPS，其中当所述电流感测电压比较器的所述输出处于所述第一逻辑电平时，所述PFM信号控制所述SMPS转换器，且当所述电流感测电压比较器的所述输出处于所述第二逻辑电平时，所述PWM信号控制所述SMPS转换器。
6.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述PFM信号由PFM产生器产生且所述PWM信号由PWM产生器产生，借此所述SMPS转换器在所述负载电流小于所述转变电流值时耦合到所述PFM产生器且在所述负载电流等于或大于所述转变电流值时耦合到所述PWM产生器。
7.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述PFM信号由PWM产生器及脉冲吞除电路产生且所述PWM信号由所述PWM产生器产生，借此由所述脉冲吞除电路在一时间周期期间移除来自所述PWM产生器的脉冲流的至少一个脉冲。
8.根据权利要求1所述的SMPS，其中负载电压耦合到运算放大器的第一输入且参考电压耦合到所述运算放大器的第二输入，其中所述运算放大器的输出控制所述PFM产生器或所述PWM产生器以便维持所述负载电压的值为大致所述参考电压。
9.根据权利要求1所述的SMPS，其中将PFM工作循环需求与PWM工作循环需求进行比较；借此当所述PFM工作循环需求大于所述PWM工作循环需求时，所述PFM信号控制所述SMPS 转换器，且当所述PWM工作循环需求大于所述PFM工作循环需求时，所述PWM信号控制所述SMPS 转换器。
10.一种用于使用脉冲频率调制PFM控制或脉冲宽度调制PWM控制来控制开关模式电力供应源SMPS的方法，所述方法包含以下步骤确定开关模式电力供应源SMPS转换器的负载电流； 将所述负载电流与转变电流值进行比较；当所述负载电流小于所述转变电流值时，用脉冲频率调制PFM信号来控制所述SMPS转换器；及当所述负载电流等于或大于所述转变电流值时，用脉冲宽度调制PWM信号来控制所述 SMPS转换器。
11.根据权利要求10所述的方法，其中从由降压、升压、降压-升压及回扫转换器组成的群组中选择所述SMPS转换器。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述确定所述负载电流的步骤包含以下步骤 将所述负载电流转换成表示所述负载电流的电压；及用电压比较器将表示所述负载电流的所述电压与参考电流限制电压进行比较，其中如果表示所述负载电流的所述电压小于所述参考电流限制电压，那么从所述电压比较器输出第一逻辑电平，且如果表示所述负载电流的所述电压等于或大于所述参考电流限制电压，那么从所述电压比较器输出第二逻辑电平。
13.根据权利要求12所述的方法，其中当所述电压比较器的所述输出处于所述第一逻辑电平时，所述PFM信号控制所述SMPS 转换器，且当所述电压比较器的所述输出处于所述第二逻辑电平时，所述PWM信号控制所述SMPS 转换器。
14.根据权利要求10所述的方法，其进一步包含以下步骤 将PFM工作循环需求与PWM工作循环需求进行比较；当所述PFM工作循环需求大于所述PWM工作循环需求时，用所述PFM信号控制所述 SMPS转换器，及当所述PWM工作循环需求大于所述PFM工作循环需求时，用所述PWM信号控制所述 SMPS转换器。
15.一种用于使用脉冲频率调制PFM控制或脉冲宽度调制PWM控制来控制开关模式电力供应源SMPS的方法，所述方法包含以下步骤a)停用开关模式电力供应源SMPS转换器的操作；b)确定来自所述SMPS转换器的输出电压是否低于参考电压，其中 bl)如果所述输出电压不低于所述参考电压，那么返回到步骤a)，且b2)如果所述输出电压低于所述参考电压，那么启用所述SMPS转换器的操作；c)将能量存储于电感器中；d)确定是否满足控制需求，其中dl)如果不满足所述控制需求，那么返回到步骤c)，且d2)如果满足所述控制需求，那么将所述电感器中所存储的所述能量传送到输出电容器；e)确定来自所述SMPS转换器的所述输出电压是否低于所述参考电压，其中el)如果所述输出电压不低于所述参考电压，那么返回到步骤a)，且 e2)如果所述输出电压低于所述参考电压，那么返回到步骤c。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述控制需求为脉冲频率调制PFM需求。
17.根据权利要求15所述的方法，其中所述控制需求为脉冲宽度调制PWM需求。
18.根据权利要求15所述的方法，其中所述控制需求依据正由所述SMPS供应的电流而在脉冲频率调制PFM需求与脉冲宽度调制PWM需求之间改变。
全文摘要
一种开关模式电力供应源SMPS已通过依据负载电流在脉冲频率调制PFM与脉冲宽度调制PWM之间转变以控制所述SMPS而在从无负载到全负载的整个操作范围上优化效率。PFM与PWM操作模式之间的准确、平滑且无缝转变在预设的负载电流下发生。PFM操作改善轻负载条件期间的效率，且PWM在较高负载电流下具有更好的效率。此在电池供电的应用中是有利的，且从而致使在较长时间之后才有必要进行电池更换或再充电。
文档编号H02M3/158GK102449894SQ201080016834
公开日2012年5月9日 申请日期2010年7月7日 优先权日2009年7月8日
发明者斯科特·C·迪尔伯恩 申请人:密克罗奇普技术公司