专利名称：双向信号转换的制作方法
双向信号转换优先权主张本申请要求200 9年12月21日所递交的共同待审的美国临时专利申请第61/288，798号的权利；本申请还要求2010年3月31日所递交的共同待审的美国临时专利申请第61/319，842号的权利；本文以引用方式将前述申请完整并入。相关申请数据本申请涉及2010年10月7日递交的题为“双向信号转换”的美国专利申请第12/899，800号(律师档案编号第1938-037-03号)；并涉及2010年10月7日递交的标题为“双向信号转换”的美国专利申请第12/899，977号(律师档案编号第1938-041-03号)；本文以引用方式将前述申请完整并入。功率功率
发明内容
本发明内容以简单的形式来介绍在下面的详细描述中会进ー步说明的经挑选概念。本发明内容的用意并非要确认本申请所主张的主题的关键特征或必要特征，其用意亦并非用来限制本申请所主张的主题的范畴。—个双向信号转换器的实施例包含第一转换器节点与第二转换器节点；变压器；以及第ー级与第二级。该变压器包含第一绕组与第二绕组，而该第一级被耦合在该第一转换器节点与该变压器的第一绕组之间。该第二级包含第一节点、第二节点以及滤波器节点，该第一节点被耦合至该第二转换器节点，该第二节点被耦合至该变压器的第二绕组中的ー节点。当电流流出该第二转换器节点时，该第二级可用作升压转换器；且当电流流出该第一转换器节点时，该第二级可用作降压转换器。例如在一个实施例中,这样的双向信号转换器可以是双向电压转换器,该双向电压转换器在两个负载之间操控功率传输。相比于常规的双向电压转换器，该电压转换器可具有改善的转换效率、较小的尺寸以及较少的组件数量。再者，不论功率传输的方向为何，都可以使用普通的切換方案来操作该电压转换器，并且不需要用到瞬间功率流动方向的指示器。
图I是双向电压转换器以及该转换器可于其间操作以传输功率的电源/负载的实施例的示意图。图2是图I的双向转换器的转换器级与变压器的的实施例的更详示意图。图3是图2的转换器级以大于50%的占空比来操作的的实施例的切换信号的时序图。图4是当图2的第一转换器级的实施例操作在升压模式时，跨越图2的第一级滤波电容器的电压相对于流过图2的第一变压器绕组的电流的关系图。图5是当图2的第一转换器级的实施例操作在降压模式时，跨越图2的第一级滤波电容器的电压相对于流过图2的第一变压器绕组的电流的关系图。图6是图4与5的关系图的组合，并且示出了图2的转换器级的实施例响应于功率传输方向的改变而从降压模式到升压模式以及从升压模式到降压模式的转换。图7是图2的转换器级以小于50%的占空比来操作的的实施例的切换信号的时序图。图8A是图2的转换器级与变压器，以及被耦合至转换器级用以感测总第一级变压器电流的实施例的示意图。图8B是图I中用以控制图2与图8A的转换器级的控制器的实施例的示意图。图9是图2的转换器级与变压器的一实施 例的略图，其中第二转换器级包含信号乘法器。图10是具有两个以上相位的双向电压转换器的示意图。
具体实施例方式双向信号转换器(例如双向电压转换器)可被使用于在多个负载之间来回传输功率的应用之中。例如车辆系统(例如气-电混合式汽车)可能会具有较高电压电池，用以供电给电传动马达(例如每个车轮ー个马达)；较低电压电池，用以供电给该车辆的每ー个其它被供电组件(例如灯、收音机)；以及被耦合在这两个电池之间的双向DC-DC电压转换器。在汽车加速期间，该双向转换器可提供来自较低电压电池的功率，以便保留较高电压电池上的电量；相反地，在再生性刹车期间，功率流可能会反向，由此该双向转换器可提供来自较高电压电池(其正在由作为发电机的电传动马达来重新充电)的功率，用以对较低电压电池重新充电。不幸的是，这样的双向转换器可能会有的问题包含转换效率不佳、大尺寸与大量组件数量、需要瞬间功率流动方向的指示器、并且对于每个功率传输方向都需要一种分别的切换方案。图I是系统10的一部分的实施例的示意图，系统10包含电源/负载12与14 ;至少ー个马达/发电机16，选择性地从电源/负载中的至少ー个接收功率并向功率电源/负载中的至少ー个提供功率；以及在这两个电源/负载之间传输功率的双向DC-DC电压转换器18功率。例如该系统10可以是车辆系统，例如气-电混合式汽车。如下面的讨论，相比于常规的双向电压转换器，该双向转换器18的实施例可具有改善的转换效率、较小的尺寸、以及较少的组件数量。再者，该双向转换器18的实施例还可以用至少功率传输方向大约无关的切換方案来操作，并且不需要用到瞬间功率流动方向的指示器。在一个实施例中，电源/负载12与14分别为第一电池与第二电池，其中的每ー个都在提供电流以例如对另ー个电池进行充电时充当电源，并在从另ー个电池处接收电流时(例如充电电流)时充当负载。第一电池12与第二电池14分别产生可能相等或不相等的第一电压V1与第二电压V2。例如倘若该系统10是车辆系统(例如,气-电混合式汽车)，第一电池12则可以是铅酸电池，其会产生范围在约7伏(V)至16V的较低电压，以对诸如该车的灯与收音机进行供电；而第二电池14可以是锂离子或镍-金属-氢化物(NiMH)电池，其会产生范围在约100V至500V的较高电压，以在用作为马达(例如，用以转动该汽车的至少ー个车轮)时对上述至少ー个马达/发电机16进行供电车轮。马达/发电机16在从电源/负载12与14中的至少ー个处接收功率时可充当马达，并且在提供功率给电源/负载中的至少ー个时可充当发电机。例如系统10是混合式汽车而电源/负载12与14是电池，则在汽车加速期间，马达/发电机16通过从至少ー个电池中接收功率而充当马达，用以转动汽车车轮中的一个或多个车轮；而在汽车刹车期间，马达/发电机则可以充当发电机，以重新充电至少ー个电池(有时候称为“再生性刹车”)。该双向电压转换器18包含第一双向转换器级20与第二双向转换器级22 ;变压器24 ;第一电流传感器26与第二电流传感器28 ;控制器30 ;第一转换器节点32、第二转换器节点34、第三转换器节点36、以及第四转换器节点38，它们分别被耦合至电源/负载12与14。第一级20与第二级22各自分别包含至少ー个相位401至40n，并且可操作用以响应于控制器30而在电源/负载12与14之间双向传输功率；而且如下面的讨论，转换器级还可以操作用以响应于控制器而对转换器节点34与36处的电压V1与V2中至少ー个进行步升、步降、或是调整。例如假设控制器30使得转换器级20与22将电压V2调整至高于 电压V1的电平。在第一操作模式期间，当功率从电源/负载14(充当电源)流到电源/负载12 (充当负载)时，第一转换器级20可以有效地将该电压V2步降至电压V1 (如下面的讨论，变压器24可以辅助此步降作业)，而且第一转换器级与第二转换器级可以协同操作用以调整流入转换器节点36中的电流以便调整电压V2。而当在第二操作模式期间功率从电源/负载12 (充当电源)流到电源/负载14(充当负载)时，第一级20便可以有效地将电压V1步升或升压至电压V2 (如下面的讨论，变压器24可以辅助此步升作业)，而且第一转换器级与第二转换器级可以协同操作用以调整从转换器节点36流出的电流(即，从第二级22流向电源/负载14)，以便调整电压V2。变压器24在电源/负载12与14之间提供电隔离，且还可辅助第一转换器级20与第二转换器级22步升/步降V1与V2。变压器24包含至少ー个第一级绕组41至44w以及至少ー个第二级绕组46i至46w。如下面结合图2所讨论，在一个实施例中，变压器24针对每ー对转换器相位40和42都分别包含ー个第一级绕组44与第二级绕组46。绕组44与46之间的匝数比决定了变压器24要将V1与V2步升/步降至哪ー个电平。例如当功率从电源/负载12流到电源/负载14吋，2:1的匝数比会让变压器24在跨越第二级绕组46上产生的电压是跨越对应的第一级绕组44的电压的两倍；相似地，当功率从电源/负载14流到电源/负载12时，相同的2:1匝数比会让变压器在跨越第一级绕组44上产生的电压是跨越对应的第二级绕组46的电压的1/2。但是因为变压器的效率(即，功率输出与功率输入之比)可能会随着匝数比的增加而下降，所以如下面结合图2所讨论的，第一转换器级20与第二转换器级22可被设计成允许变压器24的匝数比低至约1:1，以获得双向转换器18的改善的效率。继续參考图I，第一电流传感器26与第二电流传感器28允许控制器30监视流到电源/负载12与14的电流。例如在电源/负载12与14是电池的情况下，第一电流传感器26与第二电流传感器28可允许控制器30控制电池的至少ー个充电參数(例如电流)，并且防止对电池的过充电。控制器30可以调整电压V1与V2中的至少ー个，并在电源/负载12与14是电池的情况下，控制器30还可藉由控制第一转换器级20与第二转换器级22的操作来控制对电池的充电。例如如下面结合图2所讨论的，控制器30可控制转换器级20与22中的至少ー个的切換占空比。再者，控制器30还可在“不知道”功率流动方向的情况下控制转换器级20与22。也就是说，控制器30的ー实施例并不需要接收表示瞬间功率流动方向的信号。继续參考图1，以示例为目的而描述了本文中所述的系统10的实施例的操作，该系统是车辆系统(例如，混合式汽车)，电源/负载12与14是电池(例如分别是铅酸电池与锂离子电池)，电压V2被调整，而电压V1不被调整(虽然控制器30仍可防止对电池12的过充电)。再者，下面所述的充电周期与放电周期被假设为足够短，使得电池12与14上的电量保持足够高，而使得另ー个发电机(图中并未显示，但是通常是由汽车中的汽油引擎来担任)不需要被启动来对它们进行重新充电在马达/发电机16充当马达来转动车辆系统10的至少ー个车轮的加速操作模式期间，电池14提供对马达/发电机进行驱动的负载电流。在一段时间之后(该时间取决于电池14上的电量的水平)，电压V2便会开始下降至它的调整数值以下。响应于电压V2下降至它的调整数值以下，控制器30便会通过调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得这些级将功率从电池12传输至电池14，以便让V2保持在大约为其调整数值上。明确地说，控制器30使第一转换器级20与第二转换器级22将来自电池12的放电电流吸入第一转换器节点34之中，以将放电电流转换成充电电流，并且从第二转换器节点36处提供此充电电流，使得通过向电池12补充与电池14提供用来驱动马达/发电机16的电量基本相等的电量，而让电压V2保持在其调整数值。只要马达/发电机16需要电流来驱动汽车10的至少ー个车轮，由第一电池12向第二电池14的充电作业便可以持续进行。接着，汽车10的驾驶者(图I中未显示)进行刹车，使该汽车进入通常被称为“再生性刹车模式”的模式中。这会使马达/发电机16从电池14处吸取的电流相当快速地朝零值下降。当马达/发电机16所吸取的电流下降时，控制器30便会通过调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比来让V2保持在其调整电平上，使得从电池12流入转换器节点34中的电流以及从转换器节点36处流出的电流下降，以便补偿马达/发电机16所吸取的电流的下降。倘若汽车10的驾驶者(图I中未显示)继续进行刹车，则马达/发电机16在特定时点便开始提供电流至电池14中。由此，来自马达/发电机16的电流便会对电池14进行重新充电。响应于马达/发电机16所产生的电流，控制器30通过调节第一转换器级20与第ニ转换器级22的占空比而继续让V2保持在其调整电平上，使得从电池12流入转换器节点34中的电流以及从转换器节点36处流出的电流进一歩下降，以便补偿由马达/发电机16所产生的电流。倘若汽车10的驾驶者(图I中未显示)仍然继续进行刹车，则在特定时点处，对电池14进行重新充电所需要的电流会变成小于由马达/发电机16所产生的电流。由此，来自马达/发电机16的“超额电流”便会让电压V2上升至其所期望的电平以上，除非此超额电流受到补偿。为响应于由马达/发电机16所产生的超额电流而让电压V2保持在其调整电平上，控制器30会调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得第一转换器级与第二转换器级将此超额电流转换成用于对电池12进行充电的电流。也就是说，来自马达/发电机16的超额电流会流入转换器节点36中，且控制器30会让第一转换器级20与第二转换器级22将此超额电流转换成从转换器节点34流出并流入电池12之中的充电电流。由此，双向转换器18会让马达/发电机16不仅对电池14进行重新充电，还对电池12进行重新充电。倘若汽车10的驾驶者(图I中未显示)仍然继续进行刹车，则在特定时点处，跨越正在重新充电的电池12的电压V1便可能会等于或超越第一充电阈值电压，这表示流入电池12中的充电电流要被减小为“涓流(trickle) ”，以此对该电池进行“涓流充电”——对电池进行涓流充电可以防止由于诸如过充电而导致对电池的破坏。所以，控制器30会以数种方式来产生涓流电流，以继续对电池12进行重新充电。例如控制器30可调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得从该 节点34处流出且受到电流传感器26监视的充电电流不会超过指定的涓流数值。或者，除了对电压V2进行调整之外，控制器30可能还会将电压V1稳压至指定电平上，使得电池12经由被跨越电池而施加大约恒定的电压被重新充电。但是限制从转换器节点34处流出的电流或者对电压V1进行调整可能会让来自马达/发电机16的超额电流将电压V2提升至其调整电平之上，因为现在的转换器18并不会“吸收”全部这些超额电流。所以，控制器30可使马达/发电机16停止产生电流，控制器30可控制介于马达/发电机与电池14之间的用以限制或阻隔来自马达/发电机的电流的可选电路(图I中未显示)，；或者，控制器30可控制介于转换器18与电池12之间的用以产生涓流电流并用以将从转换器节点34流出的任意额外电流分流至消耗性负载(例如，电阻器)的另ー个可选电路(图I中未显示)。倘若汽车10的驾驶者(图I中并未显示)仍然继续进行刹车，则在特定时点处，正在重新充电的电池12上的电压V1会等于或超过完全充电阈值电压，从而表示流入该电池12之中的充电电流要被减少为零，也就是说要被终止。因此，控制器30可能会以数种方式来終止流入电池12中的电流。例如控制器30可以调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得从转换器节点34处流出零电流。但是，这会让来自马达/发电机16的超额电流将电压V2提升至其调整电平之上，因为现在转换器18并不会吸收全部这些超额电流。因此，控制器30可使马达/发电机16停止产生电流，控制器30可控制介于马达/发电机与电池14之间的用以限制或阻隔来自马达/发电机的电流的可选电路(图I中未显示);或者，控制器30可控制介于转换器18与电池12之间的用以阻隔电流进入电池12且用以将从转换器节点34流出的任意额外电流分流至消耗性负载(例如，电阻器)的另ー个可选电路(图I中未显示)。继续參考图I并參考系统10的上述实施例，并參考该系统的操作的上述范例，控制器30的上述实施例不论何时都不需要来自微处理器的用以向控制器通知转换器节点36电流方向的信号。不论功率传输方向为何，通过调整电压'，控制器30便可以让转换器节点34电流与转换器节点36电流平顺的从ー个方向转变成另ー个方向。
再者，控制器30的上述实施例并不需要根据功率传输方向而改变第一转换器级20与第二转换器级22的切换方案(例如切换时序、占空比)。取而代之的是，控制器30可根据需要而调节转换器级20与22的占空比，以便将电压V2稳压至所期望的电平。继续參考图1，亦可构想到系统10的替代实施例。例如替代了单个控制器30，双向转换器18可包含多个控制器用以实施上述动作。再者，虽然被描述为是正值，电压V1与'中至少ー个也可以是负值。又，系统I0可能不是车辆系统。此外，电源/负载12与14中的至少ー个也可以不是电池，例如可以是ー组超电容器。再者，控制器30可能会以与控制器控制电池12充电相类似的方式来控制电池14的充电。图2是图I的双向转换器18的双相实施例的第一转换器级20与第二转换器级22以及变压器24的示意图。如下面的讨论，转换器18的实施例可以提供下面ー项或多项优点，其包含a)允许变压器24具有比较低的匝数比(例如I: I)，以达到改善的变压器效能；b)消除了在变压器24的任一侧设置有前置调整器电路的需要，从而降低了转换器18的组件数量与尺寸；c)允许晶体管在大部分的环境中在零电压切換(ZVS)条件或零电流切換(ZCS)条件下进行切換，以达到转换器18的改善的效能，并且在高频应用中减小转换器中一个或多个组件的尺寸；d)当转换器18提供电流(例如充电电流)给电源/负载12时(图I)允许第一转换器级20操作为电流乘法器(current multipler)(例如电流倍增器(currentdoubler)),以此减小转换器18的至少某些组件的尺寸；e)当转换器18提供电流(例如充电电流)给电源/负载14时(图I)，允许第ー转换器级20操作为多相升压电路，以此允许消除转换器18中的至少ー个前置调整器电路并且允许变压器24有比较低的匝数比；f)允许利用市售的电源控制器来建构控制器30(图I)，其仅要进行少许修正；g)降低因转换器18的多相结构的关系所造成的电压V1与V2的涟波电压分量；以及h)模块化转换器18以允许相位调降，以达到转换器的改善轻负载效率。双向转换器18的第一转换器级20包含相位电感器50与52,具有电感L1与L2 ;低侧切换晶体管54与56，接收来自控制器30(图I)的切換信号S1与S2 ;高侧切换晶体管58与60，接收来自控制器的切换信号S3与S4 ;以及滤波电容器62，具有电容C1。电感器50以及晶体管54与58构成转换器18的第一相位，而电感器52以及晶体管56与60会构成转换器的第二相位。第一转换器级20中的相位数(本实施例中有两个相位)可被视为双向转换器18中的相位数。例如可将转换器18视为具有两个相位的第一转换器级20的双相转换器。如下面所讨论的，当功率从转换器节点34流到转换器节点36时，第一转换器级 20作为升压转换器，而当功率从转换器节点36流到转换器节点34时，第一转换器级20则工作为降压转换器。双向转换器18的第二转换器级22包含高侧切换晶体管64与66，接收来自控制器30 (图I)的切換信号P1与P2 ;低侧切换晶体管68与70，接收来自控制器的切換信号P3与P4 ;以及滤波电容器72，具有电容C2。晶体管64与70构成第二级22的第一半桥接器，而晶体管66与68构成转换器的第二半桥接器。如下面所讨论的，当功率从转换器节点34流到转换器节点36时，第二级22工作为同步全波整流器；并且当功率从转换器节点36流到转换器节点34时，第二级22工作为DC-AC转换器(在ー实施例中是DC至方波转换器)。变压器24包含可被建模成具有泄漏电感Lkl的第一级绕组44，可被建模成具有泄漏电感Lk2的第二级绕组46，而变压器本身可被建模成具有磁化(有时称为耦合)电感し。图3是当图2的转换器18的实施例操作在大于50%的占空比下用以在另ー个方向中传输功率时，图2的信号S1至S4和P1至P4 的时序图。本实施例中的级20与22的“占空比”(进而转换器18的”占空比”)虽然被定义为S1切換周期的逻辑高部分和全部S1切换周期的比值，不过亦可以构想到“占空比”的其它定义。參考图2与3，首先说明的是转换器18的实施例的操作模式，其中该转换器的占空比大于50%并且正在将功率从转换器节点34传输至转换器节点36 (也就是，从第一转换器级20至第二转换器级22)。在该操作模式中，第一转换器级20工作为升压转换器(在本文所述的实施例中是双相升压转换器)，而第二转换器级22工作为同步全波整流器。再者，延迟周期ddx是与占空比无关的固定持续长度并且可以由控制器30来产生，以便让这些晶体管中至少某些晶体管达到如下面所述的至少近似ZVS或ZCS。相反地，周期Dx取决于占空比。在时间处，信号S1具有不起作用的逻辑低电平，信号S2具有起作用的逻辑高电平，信号S3从起作用的逻辑低电平转变成起作用的逻辑高电平，而信号S4具有不起作用的逻辑低电平；所以，工作为开关的晶体管54为关断，晶体管56为导通，晶体管58从关断转变为导通，而晶体管60则为关断。再者，信号P2与P3从起作用的逻辑低电平转变成起作用的逻辑高电平，而信号P1与P4则具有不起作用的逻辑低电平；所以，晶体管66与68会从关断转变为导通，而晶体管64与70则为关断。因为在晶体管58导通之前晶体管54已经关断达至少一延迟周期Cld1，所以从电感器50流出的升压电流中的至少一部分会经由晶体管58的体ニ极管(电感器50升压电流中的其它部分I _一会流经第一级绕组44)流到电容器62，并因此对电容器进行充电。所以，当晶体管58导通时，会有约零伏跨越其上(例如约0. 6V至0. 7V的ニ极管压降)；依此方式，控制器30 (图I)使晶体管58达到至少近似ZVS，从而使得晶体管在其切换周期期间消耗的功率相当低。所以，相比于常规的双向ニ极管转换器，晶体管58的ZVS可改善双向转换器18的效率。同样地，因为在晶体管66与68导通之前，晶体管54已经关断达至少一延迟周期Cld1，所以可能会出现下面两种情况中ー种1)流经第一级绕组44的电流1_ー_会在第二级绕组46中感生电流I _ニ_，电流I _ニ足够高以正向偏置晶体管66与68的体ニ极管并进而流经体ニ极管、流经电容器72(因而对电容器进行充电)、并流经晶体管68的体ニ极管，流回到绕组46 ;或者2)在绕组46之中被感生的电流ニ帛帛没有足以高到正向偏置晶体管66与68的体ニ极管。所以在第一种情况中，当晶体管66与68正在导通时，会有约零伏跨越它们(例如约0. 6V至0. 7V的ニ极管压降)；依此方式，控制器30 (图I)会让这些晶体管达到至少近似ZVS，从而使得晶体管66与68在其切换期间所消耗的功率会相当低。或者，在第二种情况中，当晶体管66与68正在导通时，会有约零电流流过它们；依此方式，控制器30 (图I)会使晶体管66与68达到至少近似ZCS，从而同样使得晶体管66与68在其切换期间所消耗的功率会相当低。所以任何一种情况中，相比于常规的双向转换器，晶体管66与68的ZVS或ZCS分别可以进ー步改善转换器18的效率。再者，因为即使晶体管66与68在与晶体管54近似相同的时间处导通，第二种情况(ZCS)仍然可以成立，所以控制器30可在与其将信号S1转变成不起作用的低电平大约相同的时间处将信号P2与P3转变成起作用的高电平。接着，在周期D1期间，信号S1是不起作用的低电平，信号S2是起作用的高电平，信号S3是起作用的高电平，而信号S4是不起作用的低电平；所以，晶体管54为关断的，晶体管56与58为导通，而晶体管60为关断。再者，信号P2与P3是起作用的高电平，信号P1与P4是不起作用的低电平；所以，晶体管66与68为导通，而晶体管64与70为关断。所以，来自电感器50的升压电流会流经导通的晶体管58，且因此该电流(先前流经晶体管58的体ニ极管)会继续对电容器62进行充电，且跨越电容器的电压Va(导通的晶体管56与58将电容器C1以及进一步电压V。耦合跨越该绕组4も)会让电流I 流经第一级绕组44 ;所以经磁性感生的电流I _ニ绕&会流经第二级绕组46以及晶体管66与68，以对电容器C2进行充电。 再者，电感器充电电流会从电感器52处流出并且流入晶体管56之中。又，因为第一级绕组44藉由导通的晶体管56与58而连接跨越电容器62，跨越绕组44的电压会有效地被钳止于跨越电容器62的电压Va。这也会将跨越第二级绕组46的电压钳止于Va乘上该变压器24的匝数比(其中匝数比为1: 1，因此，跨越第二级绕组46的电压同样会被钳止于Va)。因此，这会限制跨越晶体管66与68的电压(且因而会限制被施加至晶体管66与68的电压应力)。结果，相比于常规的双向转换器，这可允许双向转换器18包含较小的晶体管66与68。依然在周期D1期间，来自电感器50的升压电流可保持相对恒定，但流经第一级绕组44的电流I _却因来自电容器62的电压Va被施加跨越第一级绕组而增加。所以，当流经第一级绕组44的电流1超越来自电感器50的升压电流吋，电流会从电容器62流出，经过晶体管58并且经过第一级绕组，用以补足第一级绕组电流I
与升压电流之间的差值。也就是，来自电感器62的电流等于来自电感器50的升压电流与电流I _一之间的差值。随着周期D1期间的时间推移，由电容器62供给至第一级绕组44的电流增加，而来自该电感器50的升压电流可保持实质恒定或是下降，不过若有下降的话，此下降仍可能是微不足道的。在时间t2处，控制器30会将信号S3从起作用的逻辑高电平转变成不起作用的逻辑低电平，从而关断晶体管58。再者，控制器30会将信号P2与P3转变成不起作用的逻辑低电平，从而关断晶体管66与68。在延迟周期dd2期间，因为流经第一级绕组44的电流1_^^不会瞬间改变，所以在晶体管58被关断(在时间t2处)前由电容器62所供应的I第-绕组中的一部分现在由晶体管54的体ニ极管来供应。周期dd2的持续长度可至少足够长以让晶体管54的体ニ极管开始进行传导。再者，流经第二级绕组46的感生电流会流经晶体管66与68的体
ニ极管。另外，在延迟周期dd2期间，电感器充电电流会继续从晶体管56流出，流经电感器52并流至接地端。
在时间t3处，控制器30会将切换信号S1转变成起作用的逻辑高电平，从而会开启晶体管54。但是，因为晶体管54的体ニ极管已经如上述的进行传导，所以该晶体管会达到至少近似ZVS，这可以改善转换器18的效率。再者，控制器30并不会在时间t2处将信号P2与P3转变成不起作用的逻辑低电平，取而代之是控制器30可能在时间t3处转变P2与P3,以便缩短第二级绕组电流ニSSia流过晶体管66与68的体ニ极管的时间，并且因而改善双向转换器18的效率。接着，在周期D2期间，晶体管54与56两者皆为导通，从而将第一级绕组44的两个末端节点有效连接在一起。倘若周期D2够长，则因泄漏电感Lkl的放电所导致的流过该第一级绕组44的电流I _^^将会衰减至零，且因此流过第二级绕组46的电流同样会衰减至零。如下面所讨论的，这可允许晶体管64与70达到至少近似ZCS。 接着，在时间t4处，控制器30将信号S2转变成不起作用的逻辑低电平，并且因而关断晶体管56。再者，控制器30可将信号P1与P4转变成起作用的逻辑高电平，用以开启晶体管64与70 ;依照上面的描述，倘若流过第二级绕组46的电流已经衰减至零，则晶体管64与70便会达到至少近似ZCS。在延迟周期dd3期间，来自电感器52的在晶体管56被关闭前流经该晶体管56的升压电流现在朝第一绕组44流动。但是因为流经该第一级绕组44的电流1_^^不会瞬间改变(例如从上面所讨论的零处开始瞬间改变)，所以位于电感器52与第一级绕组44之间的节点处的电压会持续的提高，直到晶体管60的体ニ极管开始传导该升压电流——延迟周期dd3可能至少足够长以允许晶体管60的体ニ极管开始进行传导。流经晶体管60的体ニ极管的该电流会对电容器62进行充电。在时间t5处，控制器30(图I)会将切换信号S4从不起作用的逻辑低电平转变成起作用的逻辑高电平，因而导通晶体管60。但是因为晶体管60的体ニ极管会在时间t5处传导来自电感器52的升压电流的至少一部分，此晶体管会达到至少近似ZVS，因而相比于常规的双向转换器，可以改善双向转换器18的效率。同样在时间t5处，控制器30 (图I)还将信号P1与P4转变成起作用的逻辑高电平，以在时间t5处而非在时间t4处导通晶体管64与70。但是即使在时间t5处被导通，晶体管64与70仍可达到至少近似ZVS或ZCS，因而潜在地改善转换器18的效率。倘若流过第二级绕组46的电流-I _ニ(该电流由流经第一级绕组44的电流所感生)在时间t5处不够高到足以导通晶体管64与70的体ニ极管，则至少此电流会足够低以允许晶体管64与70达到至少近似ZCS。但是，倘若流过绕组46的电流-I _ニ足够高以导通晶体管64与70的体ニ极管，则晶体管64与70便会达到至少近似ZVS。要注意的是，1_ー_会以与图2中个别箭头所示方向的相反方向而流经第一级绕组44 ;类似地，会以与图2中个别箭头所示方向的相反方向而流经第二级绕组46。在周期D3期间，信号S2是不起作用的逻辑低电平，信号S1是起作用的逻辑高电平，信号S4是起作用的逻辑高电平，而信号S3是不起作用的逻辑低电平；所以，晶体管54为导通，晶体管56与58为关断，而晶体管60为导通。再者，信号P2与P3是不起作用的逻辑低电平，而信号P1与P4是起作用的逻辑高电平；所以，晶体管66与68为关断，而晶体管64与70为导通。所以，来自电感器52的升压电流会流过导通的晶体管60，且因此该电流(先前流过晶体管60的体ニ极管的电流)会继续对电容器62进行充电，而电压-Va会导致电流-I第^^流过第一级绕组44 ;所以，感生电流-I _ニ绕帛会流过第二级绕组46以及晶体管64与70，以将跨越电容器C2的电压V2保持在所期望的电平处。再者，在周期D3期间，电感器充电电流会流经电感器50与晶体管54并流到接地端。又，因为第一级绕组44会藉由导通的晶体管54与60而连接跨越电容器62，所以跨越第一级绕组的电压实际上会被钳止于跨越电容器的电压-Va处——记号“-”表示Va 相对于第一级绕组44的极性导致电流-1流过第一级绕组。这也会将跨越第二级绕组46的电压钳止于-Va-上变压器24的匝数比(其中匝数比为1:1，因此，跨越第二级绕组46的电压同样会被钳止于-Va)。所以，这限制了跨越等晶体管64与70的电压，且因而限制了被施加至晶体管64与70的电压应力。结果，相比于常规的双向转换器，这可以允许双向转换器18包含较小的晶体管64与70。依然在周期D3期间，来自电感器52的升压电流可以保持相对恒定，但是流过第一级绕组44的电流-I 会因为来自于电容器62的电压-Vci被施加跨越第一级绕组的关系而增加。所以，当流经第一级绕组44的电流-I _ 一 _超过来自电感器52的升压电流吋，由电容器62提供的电流会流过晶体管60且流入第一级绕组中，以补足电流-I与升压电流之间的差值。随着周期D3期间的时间推移，由电容器62提供的电流-I 部分会增加，而来自电感器52的升压电流可保持实质恒定或是下降，不过若有下降的话，此下降仍可能是微不足道的。在时间t6处，该控制器30(图I)会将信号S4从有作用逻辑高电平转变成不作用逻辑低电平，从而会关闭晶体管60而使其不导通。同样地，在时间t6处，控制器30也会将信号P1与P4从起作用的逻辑高电平转变成不起作用的逻辑低电平，从而会关断晶体管64与70。在延迟周期dd4期间，因为流经第一级绕组44的电流-I _^^不会瞬间改变，所以在时间t6处晶体管60被关闭前由电容器62所供应的此电流部分现在会经由晶体管56的体ニ极管来供应。周期dd4的持续长度可能至少足够长以允许晶体管56的体ニ极管开始进行传导。同样地，在延迟周期dd4期间，电感器充电电流继续从电感器50处流出并流经晶体管54而流到接地端。再者，在延迟周期dd4期间，仍然流经第二级绕组46的电流-I _ニ帛&会继续流经晶体管64与70的体ニ极管。在时间t7处，控制器30会将切换信号S2转变成起作用的逻辑高电平，从而会导通晶体管56。但是因为晶体管56的体ニ极管已经遵照上述进行传导，所以晶体管56达到至少近似ZVS，这可以改善转换器18的效率。再者，控制器30并不会在时间t6处将信号P1与P4转变成不起作用的逻辑低电平，取而代之是控制器30可在时间t7处转变P1与P4,以缩短第二级绕组电流-1_ニ流过晶体管64与70的体ニ极管的时间，并且因此改善双向转换器18的效率。接着，在周期D4期间，晶体管54与56两者皆为导通，从而会将第一级绕组44的两个末端节点有效地连接在一起。倘若周期D4够长，则由泄漏电感Lkl所导致的流经第一级绕组44的电流-1 _^^将会衰减至零，而且因此，流过第二级绕组46的电流-1 _ ニ 同样会衰减至零。依照上面针对晶体管64与70所讨论的相类似的方式，这可以让晶体管66与68达到至少近似ZCS (例如如下面讨论在时间t8或t9处)。接着，在时间t8处，控制器30会将信号S1转变成不起作用的逻辑低电平，并且因而关断晶体管54。接着在延迟周期dd5期间，来自电感器5 0的流经晶体管54的升压电流导致晶体管58的体ニ极管进行传导。接着，上面所述的循环会重复进行。依然參考图2与3，亦可以构想到上面所述的升压操作的替代实施例。例如延迟周期Cld1至dd5中至少ー个可被省略，不过这可能会降低双向转换器18的效率。图4是当双向转换器18的实施例操作在升压模式中时，跨越图2的电容器62的电压Va相对于流过图2的第一级变压器绕组44的电流I _ー_的关系图。电压Va沿X轴绘制；而电流I _ー@纟则由值Ztl = !/C1进行缩放,被沿y轴绘制。參考图2至4，重新讨论图I至2的双向转换器18的实施例在具有大于50%的占空比的升压模式中的操作；但是，这一次着眼于跨越电容器62的电压VaW及流过第一级变压器绕组44的电流I如下面配合图6所讨论的，分析Va及电流I胃一的操作会解释双向转换器18的实施例如何可以从ー个方向上的功率传输平顺地转变到在另ー个方向上的功率传输。如上面配合图2与3所讨论的，在时间h (图3)处(其对应于图4中的点80)，控制器30将信号S3转变成起作用的逻辑高电平以导通晶体管58，且为达到范例的目的，假设电流I 会因为晶体管54与56在之前将第一级绕组44的末端节点连接在一起的关系而为零。假设在介于S1的下降缘及S3的上升缘之间的延迟时间Cld1够长以允许晶体管58的体ニ极管进行传导时，假设I胃一为零是合理的假设，使得此晶体管达到至少近似ZVS。在图3的周期D1期间(其对应于图4中的曲线82)，电容器62开始充电，并且因此，Va会因为来自电感器50de流经晶体管58并且进入电容器的升压电流中的第一部分的关系而开始上升。另外，电流I 也开始提尚，并且等于来自电感器50的升压电流中的第二部分。因为导通的晶体管56与58跨越第一级绕组46而施加电压Vci,所以电流I第一绕组继续提尚。在曲线82的点84处，I第—绕组开始超过流经电感器50的升压电流。因此，1的该超额部分(该超额部分是1与流经电感器50的升压电流之间的差值)由电容器62所提供，因而会导致Va开始下降(即，电容器62放电)。为达到分析目的，本文假设延迟dd2够短而能够被忽略，使得在图3的时间t3处以及在图4的点86处，控制器30(图I)会将信号S1转变成起作用的逻辑高电平并且将信号S3转变成不起作用的逻辑低电平，以导通晶体管54并且关断晶体管58。
所以，因为电容器62与第一级绕组44隔离的关系，电压Va保持在恒定数值；且因为两个晶体管54与56皆为导通以将第一级绕组44的末端节点耦合在一起的关系，电流I第^^会沿着图4的线段88快速衰减至零，使得双向转换器18的状态返回图4的点80。为达解释目的，假设电感器50的电感L1远大于(例如十倍或更大)第一级绕组44的泄漏电感Lkl，因此可以在周期D1期间将电感50建模成电流源。所以，做出此假设，可以显示出曲线82以及点84与86落在圆心90位于点(V2 TR, Z0I %g50)处而半径R1由下面公式所提供的圆之上
(I) Ri = -JiVcoi - Vi* TR)1 + (Zo/iiiiiso)2
其中Vail为11绕纟fl=0时Va在图4的点91处的数值，而TR为从第二级侧查看第一级侧时变压器24(图2)的匝数比。而且在线段88和半径R至点91之间的角度0 !由下面公式所提供
/0\ Vcqi -Vi^ TR\1) 0\ = arctan-
Zo/Ili50在一实施例中，点91并未与点80重合，因为跨越第一级绕组44的电压必须在非零电流I 开始流动前超过V2 -TR0这是因为导通的晶体管66与68有效地将Lkl (图2)的右侧钳止于V2 -TR,以便让电流流经第一级绕组44，Lkl的左侧的电压必须大于V2 -TR,即便仅大过一小数额(为清楚起见，图4中的数额可能会被放大)。所以，例如当晶体管58在延迟周期Cld1的起点处导通而使得其不会达到ZVS的情况下，跨越电容器的电压Va可在非零电流I 开始流经第一级绕组44之前提高至Ve(ll+V2 TR。在另ー实施例中，点91实质上与点80重合。倘若晶体管58在时间、处导通并因此达到ZVS，则跨越晶体管58的体ニ极管的ニ极管压降可能会充分的提高Lkl左侧的电压，使得非零电流I _ー_在电容器62开始充电的实质上相同的时间(也就是，在电压Va开始提高的实质上相同的时间)开始流动。所以，在这样ー实施例中，公式(I)与(2)会缩减为下面的公式。
(3 J Ri = j(Vcol — V2 * I R = O') + \Z oLii!￡50y = ZollliS50
/A\ nVcqi — V2*TR = 0
し Iノ 沒！ = aixtan-=-= 0
A Ql电感50在非零电流在电容器62开始充电之前便开始流动的又一实施例中，点91可在线段88的点80上方(假设仅略高于点80)，在此情况中，角度Q1保持等于零，且当电容器62开始充电时(也就是，当Va开始提高吋)，半径R1从在公式(3)中的数值减少一 I胃一的大小。倘若晶体管58在时间、处导通，则此情形便可能发生，且跨越晶体管的体ニ极管的电压会在体ニ极管开始进行传导之前便让非零电流 I第Hs流动。 依然參考图4，继续在周期D2期间，流经第一级绕组44的电流I 保持为零，且因此双向转换器18 (尤其是第一转换器级20)的操作条件会保持在图4的点80处。接着为达到分析目的，本文假设延迟dd3够短而能被忽略，使得在时间t5处，控制器30(图I)将信号S2转变成不起作用的逻辑低电平且将信号S4转变成起作用的逻辑高电平，因而关断晶体管56且导通晶体管60。在周期D3期间(其对应于图4中的曲线92)，电容器62开始充电，并且因此，由于从电感器52处流经晶体管60并且流入电容器中的升压电流的第一部分的关系，Va开始从点91处上升，而且电流-I 会开始提高，并且等于来自电感器52的升压电流中的第二部分。如上面结合图2至3所解释的，电流-I为负向，因为其流经绕组44的方向与其在周期D1期间的方向相反；这便是曲线92为何会在图4的关系图的右下方象限中的原因。再者，为达到分析目的，本文还假设电感器52的电感器L2等于电感器50的电感器U。因为电压-Va跨越第一级绕组44，所以电流-I 的大小继续提高。在曲线92的点94处，-I ^绕帛的大小开始超过来自于电感器52的升压电流。
所以，-I _ 一_的超额部分(其等于-I _ 一 _的大小与流经电感器52的升压电流的大小之间的差值)由电容器62所提供，因而导致-Va的大小开始下降。为达到分析目的，本文假设延迟dd4够短而能够被忽略，使得在图3的时间t7处以及在图4的点96处，控制器30(图I)将信号S2转变成起作用的逻辑高电平并且将信号S4转变成不起作用的逻辑低电平，以导通晶体管56并关断晶体管60。所以，因为电容器62与第一级绕组44隔离，电压-Va保持在恒定的数值处；且因为两个晶体管54与56皆为导通，电流-I 会沿着图4的线段98快速地衰减至零，使得双向转换器18的状态返回图4的稳定点80，在稳定点80处电流_1_ー_为零且电压-Va不会改变。在电感器52的电感L2远大于(例如十倍或更大)第一级绕组44的泄漏电感Lld的实施例中，可以在周期D3期间将电感器52建模成电流源。所以，做此假设，可以显示出曲线92以及点94与96落在圆心100位于点(V2 TR, Z0I %g52)处而半径R1由下面公式所提供的圆之上
权利要求
1.ー种双向转换器，其包括 第一转换器节点与第二转换器节点； 变压器，具有第一绕组与第二绕组； 第一级，耦合在所述第一转换器节点与所述变压器的第一绕组之间；以及第二级，具有耦合至所述第二转换器节点的第一节点，具有耦合至所述变压器的第二绕组中的节点的第二节点，具有滤波器节点，当电流流出所述第二转换器节点时可工作为升压转换器，而且当电流流出所述第一转换器节点时可工作为降压转换器。
2.如权利要求I所述的双向转换器，其中所述变压器的第一绕组仅包括第一节点与第ニ节点。
3.如权利要求I所述的双向转换器，其中所述变压器的第二绕组仅包括第一节点与第ニ节点。
4.如权利要求I所述的双向转换器，其中所述变压器的第一绕组具有和所述变压器的第二绕组大约相同的圈数。
5.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 其中所述第一级包括半桥接器电路，所述半桥接器电路被耦合在所述第一转换器节点与所述參考节点之间并且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组。
6.如权利要求5所述的双向转换器，其中所述半桥接器电路包括 第一晶体管，被耦合在所述第一转换器节点与所述中间节点之间；以及 第二晶体管，被耦合在所述中间节点与所述參考节点之间。
7.如权利要求5所述的双向转换器，其中所述半桥接器电路包括 第一ニ极管，被耦合在所述第一转换器节点与所述中间节点之间；以及 第二ニ极管，被耦合在所述中间节点与所述參考节点之间。
8.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 其中所述第一级包括 第一半桥接器电路，被耦合在所述第一转换器节点与所述參考节点之间且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组的第一节点；及 第二半桥接器电路，被耦合在所述第一转换器节点与所述參考节点之间且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组的第二节点。
9.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 其中所述第一级包括 第一半桥接器电路，被耦合在所述第一转换器节点与所述參考节点之间且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组的第一节点； 第一电容器，被耦合在所述第一转换器节点与所述变压器的第一绕组的第二节点之间；及 第二电容器，被耦合在所述參考节点与所述变压器的第一绕组的所述第二节点之间。
10.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括參考节点；以及 其中所述第二级包括 电感器，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点并且具有第二节点； 第一切換器，被耦合在所述參考节点与所述电感器的第二节点之间；及 第二切換器，被耦合在所述滤波器节点与所述电感器的第二节点之间。
11.如权利要求10所述的双向转换器，其中第一切換器与第二切換器分别包括第一晶体管与第二晶体管。
12.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 其中所述第二级包括 第一电感器，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点并且具有第二节点； 第二电感器，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点并且具有第二节点； 第一切換器，被耦合在所述參考节点与所述第一电感器的第二节点之间； 第二切換器，被耦合在所述滤波器节点与所述第一电感器的第二节点之间； 第三切換器，被耦合在所述參考节点与所述第二电感器的第二节点之间；及 第四切換器，被耦合在所述滤波器节点与所述第二电感器的第二节点之间。
13.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 滤波器，被耦合在所述滤波器节点与所述參考节点之间。
14.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 电容器，被耦合在所述滤波器节点与所述參考节点之间。
15.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 參考节点；以及 电容器，被耦合在所述第一转换器节点与所述參考节点之间。
16.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括控制器，所述控制器被耦合至所述第ー级与所述第二级。
17.如权利要求I所述的双向转换器，进ー步包括 封装；以及 其中所述第一转换器节点以及所述第二转换器节点、所述变压器、所述第一级及所述第二级皆被设置在所述封装中。
18.—种系统,其包括 双向转换器，其包括 第一转换器节点与第二转换器节点； 变压器，其具有第一绕组与第二绕组； 第一级，其被耦合在所述第一转换器节点与所述变压器的第一绕组之间；及第二级，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点，具有被耦合至所述变压器的第二绕组中的节点的第二节点，具有滤波器节点，当电流流出所述第二转换器节点时可エ作为升压转换器，且当电流流出所述第一转换器节点时可工作为降压转换器；滤波器，被耦合至所述滤波器节点；以及 控制器，被耦合至所述第一级与所述第二级。
19.如权利要求18所述的系统，其进ー步包括 參考节点；以及 电池，被耦合在所述第一转换器节点与所述參考节点之间。
20.如权利要求18所述的系统，其进ー步包括 參考节点；以及 电池，被耦合在所述第二转换器节点与所述參考节点之间。
21.如权利要求18所述的系统，其进ー步包括发电机，所述发电机被耦合至所述第一转换器节点。
22.如权利要求18所述的系统，其进ー步包括负载，所述负载被耦合至所述第一转换器节点。
23.如权利要求18所述的系统，其进ー步包括马达，所述马达被耦合至所述第一转换器节点。
24.如权利要求18所述的系统，其进ー步包括 车辆车轮；以及 马达/发电机，被机械耦合至所述车轮并且被电耦合至所述第一转换器节点。
全文摘要
一种多方向信号转换器的实施例包括第一转换器节点与第二转换器节点；变压器；以及第一级与第二级。该变压器包含第一绕组与第二绕组，而第一级被耦合在第一转换器节点与变压器的第一绕组之间。该第二级包含被耦合至第二转换器节点的第一节点；被耦合至该变压器的第二绕组中节点的第二节点；以及滤波器节点。当电流流出第二转换器节点时，该第二级可工作为升压转换器；且当电流流出第一转换器节点时，该第二级可工作为降压转换器。例如，在一实施例中，此多方向信号转换器可以是在两个负载之间操控功率传输的双向电压转换器。相比于常规的多方向电压转换器，此电压转换器可具有改善的转换效率、较小尺寸以及较少组件数量。再者，不论功率传输方向为何，此电压转换器都可使用普通的切换方案来操作，且不需要用到瞬间功率流动方向的指示器。
文档编号H02M3/155GK102656789SQ201080057044
公开日2012年9月5日 申请日期2010年12月20日 优先权日2009年12月21日
发明者Z·摩苏伊, 秦继峰 申请人:英特赛尔美国股份有限公司