专利名称：直流马达的软切换控制电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于直流马达的控制电路，特别是涉及一种用于直流马达的软切换控制电路。
背景技术：
图I为一典型直流马达驱动电路的示意图。此直流马达驱动电路180具有四个开关元件肌』2、10^4构成桥式电路01-131^(^6)以驱动马达转动。其运作可区分为两个相异的导通相位(phase)。开关元件Ml与M4导通时为第一导通相位(phase I),开关元件M2与M3导通时为第二导通相位(phase II)。此桥式电路必须在第一导通相位与第二导通相位间交互切换，以维持其对于马达的驱动力。图2为此桥式电路的各个开关元件Ml、M2、M3、M4的控制信号A、B、C、D与流经 马达线圈的线圈电流Il的波形图，图中线圈电流Il往右流定义为正电流。对于马达线圈与转子而言，在接近换相时点的时候，因为马达线圈与转子的相对位置逐渐接近，会导致感应电动势的变化使得线圈电流增加；不过，在换相的时候，开关元件切换又会造成线圈电流急速下降。此电流的剧烈变化除了会产生噪音，由于转子磁极接近马达线圈时，马达线圈所产生的磁场对于马达转动并没有太大的帮助，因此，在转子磁极接近马达线圈时，线圈电流增加(如图中斜线区域所标示)并不会对于驱动马达有明显的帮助。此部分的电流可理解为马达驱动的无效电流，其所伴随产生的功耗及磁场形同浪费。图2的下部分显示解决此问题的一典型的处理方法。如图中所示，首先，此方法依据霍尔信号H+与H-产生绝对值信号Vabs。然后再将此绝对值信号Vabs与固定的参考电压Vth进行比较，以定义出固定的提早切换区间。此提早切换区间即可用以调整原本的控制信号A、B、C、D的时序，以产生新的控制信号A1、B1、C1、D1，使线圈电流提早放电到零，避免无效电流的产生。此处理方法采用固定的提早切换时间来面对不同的线圈电流、转速及其它参数变化，容易产生过与不及的问题。切换时间提前太多时，在换相点附近会产生一段零线圈电流的区间，而导致马达在换相点附近无驱动能力，只利用马达转子的惯性来转动，而造成马达转子转动速度不平稳。切换时间提前太少时，则无法达到软切换的目的。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的是提出一种直流马达的软切换控制电路，避免传统直流马达切换技术所容易产生的换相过早或过晚的问题，以达到软开关的目的。为达成上述目的，本发明提供一种直流马达的软切换控制电路。此软切换控制电路用以调整一标准换相信号所定义的一标准换相时点，以控制一直流马达的换相动作。此软开关控制电路包括一绝对值信号产生电路、一基准电压产生电路与一比较电路。其中，绝对值信号产生电路依据来自直流马达的一对霍尔侦测信号，产生一绝对值信号。基准电压产生电路接收标准换相信号与来自直流马达的一线圈的至少一个端电压，并依据此端电压判断前述线圈于标准换相时点的线圈电流，以调整一基准电压的电平。比较电路比较绝对值信号与基准电压，以产生一换相调整信号调整标准换相时点。在本发明的一实施例中，马达控制电路依据换相调整信号与标准换相信号，控制直流马达进行换相动作。在本发明的一实施例中，此软开关控制电路具有一逻辑电路，依据换相调整信号与标准换相信号产生一修正换相信号，此修正换相信号相较于标准换相信号的时序整体提前一前置时间。马达控制电路则是依据修正换相信号控制直流马达进行换相动作。关于本发明的优点与精神可以借助以下的发明详述及所附附图得到进一步的了解。
图I为一典型直流马达驱动电路的示意图；图2为图I的桥式电路中，各个开关元件的的控制信号与线圈电流的波形图，以及一典型软启动技术所产生的控制信号与线圈电流的波形图；图3为本发明直流马达驱动装置一较佳实施例的示意图；图4为图3霍尔侦测信号、绝对值信号与标准换相信号的波形图；图5为本发明基准电压产生电路一较佳实施例的方块示意图；图5A为图5中的脉冲信号产生单元一较佳实施例的示意图；图5B为图5A的脉冲信号产生单元所产生的脉冲信号的波形图；图5C为图5中的基准电压调整单元一较佳实施例的示意图；图为本发明逻辑电路一较佳实施例的示意图；图5E为图的逻辑电路运作所产生的信号的波形图；图5F为本发明逻辑电路另一较佳实施例的示意图；图5G为图5F的逻辑电路运作所产生的信号的波形图；图6为本发明软启动控制电路实施例一的方块示意图；图6A为图6的电荷泵实施例一的电路示意图；图6B为图6的电荷泵实施例二的电路示意图；图7为本发明软启动控制电路实施例二的方块示意图；图7A为图7的数字模拟转换电路一较佳实施例的电路图；图8为本发明逆向电流防止电路与马达驱动装置一较佳实施例的时序图；图9为本发明通过侦测马达线圈的端点电压控制马达控制电路进行换相的换相流程。主要元件附图标记说明开关元件机、]\12、]\0、]\14霍尔侦测器110转换电路130软切换控制电路200软启动控制电路300、400马达控制电路160
马达驱动电路180磁滞比较器120马达线圈170绝对值信号产生电路240基准电压产生电路230比较电路260逻辑电路28O、28O ’脉冲信号产生单元232 基准电压调整单元234电容236第一比较器237第二比较器238前缘脉冲产生电路2322、2324第一正反器28I第二正反器282正反器287与门285或门286除频电路310电荷泵330、330’比较器350移位寄存器432数字模拟转换电路434逆向电流防止电路190第一电容Cl第二电容C2第三电容C3电流源CS1、CS3、Iref
具体实施例方式图3为本发明直流马达驱动装置一较佳实施例的示意图。如图中所示，此直流马达驱动装置具有一霍尔侦测器110、一软切换控制电路200、一软启动控制电路300、一马达控制电路160与一马达驱动电路180。其中，霍尔侦测器110侦测马达的转动状态，产生对应于马达相位切换的霍尔侦测信号H+、H-。此霍尔侦测信号H+、H-经过磁滞比较器120转换后，产生对应于马达实际转动状态的一标准换相信号phase。此标准换相信号phase经过一转换电路130转换后产生一马达转动信号FG。软切换控制电路200侦测马达线圈170两端的两个端电压Va、Vb，并依据此两个端电压Va、Vb修正标准换相信号phase以产生一修正换相信号nphase。马达控制电路160依据此修正换相信号nphase,而非修正前的标准换相信号phase,产生控制信号A、B、C、D来控制马达驱动电路180的开关元件Ml、M2、M3、M4，进而控制马达换相。如图中所示，此软切换控制电路200具有一绝对值信号产生电路240、一基准电压产生电路230、一比较电路260与一逻辑电路280。其中，绝对值信号产生电路240依据来自霍尔侦测器110的霍尔侦测信号H+、H-，产生一绝对值信号Vabs。同时请参照图4所示，图中显示前述霍尔侦测信号H+、H_、绝对值信号Vabs与标准换相信号Phase的关连性。如图中所示，绝对值信号Vabs相当于霍尔侦测信号H+与H-之差的绝对值。标准换相信号phase则是一方波信号，其周期对应于马达转动速度。基准电压产生电路230接收标准换相信号phase与来自马达线圈170两端的两个端电压Va、Vb。此标准换相信号phase定义出一标准换相时点作为判断线圈电流的判断时点。基准电压产生电路230依据端电压Va、Vb确认马达线圈170于标准换相时点的流经电流，以调整一基准电压Vth的电平。具体来说，若是马达线圈170于标准换相时点存在流经电流，基准电压产生电路230就会垫高基准电压Vth的电位。因此，本实施例的基准电压Vth的电位并非固定，而会因为马达线圈170的流经电流的情况进行调整。 比较电路260比较绝对值信号Vabs与基准电压Vth，以产生一换相调整信号AA。在本实施例中，比较电路260的正输入端接收绝对值信号Vabs，负输入端接收基准电压Vth ;因此，随着基准电压Vth提高，基准电压Vth大于绝对值信号Vabs的区间会逐渐加大。亦即，换相调整信号AA处于低电位的区间会逐渐加大。为因应基准电压Vth的设定，此绝对值信号Vabs的电平需高于一默认电压电平。就一较佳实施例而言，绝对值信号产生电路240具有一电压电平移位器(level shift)，将霍尔侦测信号H+、H_之差的绝对值向上垫高前述默认电压电平，以确保绝对值信号Vabs的电平高于此默认电压电平。基本上，此默认电压电平可依据基准电压Vth的一下限电位进行设定。逻辑电路280接收标准换相信号phase与换相调整信号AA，并依据换相调整信号AA调整标准换相信号phase的换相时点，以产生修正换相信号nphase。基本上，换相调整信号AA落于低电位的区间的时序是对应于绝对值信号Vabs的波谷处,而绝对值信号Vabs的波谷处的时序对应于标准换相信号Phase的换相时点。逻辑电路280依据换相调整信号AA落于低电位区间的持续时间，调整标准换相信号phase的前置时间长度，以产生修正换相信号nphase。亦即,在本实施例中，修正换相信号nphase将标准换相信号phase整体提前一时间长度而获得。在前述实施例中，软切换控制电路200产生修正换相信号nphase取代原本的标准换相信号phase，马达控制电路160则是依据此修正换相信号nphase产生控制信号A、B、C、D。不过，本发明并不限于此。在实际应用上，马达控制电路160亦可同时接收标准换相信号phase与前述换相调整信号AA，并依此产生控制信号A、B、C、D。此外，马达控制电路160可以仅仅依据换相调整信号AA调整部分控制信号A、B、C、D的时序，或是仅依据换相调整信号AA调整控制信号A、B、C、D的上升缘(rising edge)或是下降缘(falling edge)的时序，至于控制信号A、B、C、D的其他部分，则可依据标准换相信号phase产生。举例来说，马达控制电路160可依据换相调整信号AA，提前关断开关元件Ml与M2。图5为本发明基准电压产生电路230 —较佳实施例的方块示意图。如图中所示，此基准电压产生电路230具有一脉冲信号产生单元232、一基准电压调整单元234、一电容236、一第一比较器237与一第二比较器238。其中，第一比较器237比较来自马达线圈的一端电压Va与参考电压Vref，以产生一第一比较信号Vanza。第二比较器238比较来自马达线圈的另一端电压Vb与参考电压Vref，以产生一第二比较信号Vanzb。前述第一比较器237与第二比较器238所接收的参考电压Vref的电平可依据实际需求进行调整。此两个比较器237、238亦不限于采用相同的参考电压Vref。其次，本实施例利用两个比较器237、238分别比较马达线圈170的端电压Va、Vb与参考电压Vref，以产生比较信号Vanza、Vanzb。不过，本发明并不限于此。本发明亦可直接比较马达线圈170的端电压Va、Vb，来判断马达线圈170上是否存在电流。举例来说，本发明可将端电压Va与Vb分别输入一比较器的正输入端与负输入端,若是比较器输出高电位信号，即表不端电压Va的电位高于端电压Vb,线圈电流向右流动。反之若是比较器输出低电位信号，则表示线圈电流向左流动。此比较器的输出信号，即可作为调整基准电压Vth的电位的参考。脉冲信号产生单兀232接收标准换相信号phase,并依据标准换相信号phase所定义的标准换相时点产生时序等同于标准换相时点的换相脉冲信号P_LH、P_HL、P_LHB、P_ HLB。其中，脉冲信号P_LH的时序对应于标准换相信号phase由低电位切换至高电位的时点，脉冲信号P_LHB则是脉冲信号的反向信号。同样地，脉冲信号P_HL的时序对应于标准换相信号phase由高电位切换至低电位的时点，脉冲信号P_HLB则是脉冲信号P_HL的反向信号。基准电压Vth产生于电容236的高压侧。基准电压调整单元234接收比较信号Vanza、Vanzb以及换相脉冲信号P_LH、P_HL、P_LHB、P_HLB，并通过电容236的充放电动作，来达到调整基准电压Vth的目的。图5A为图5中的脉冲信号产生单元232 —较佳实施例的示意图。图5B则是显示此脉冲信号产生单元232所产生的脉冲信号的波形图。如图中所示，标准换相信号phase输入一前缘脉冲产生电路2322，以产生一第一前缘脉冲信号P_LH，对应于标准换相信号phase由低电位切换至高电位的时序。此标准换相信号phase同时通过一反向器转换为反向标准换相信号phaseb后,输入另一个前缘脉冲产生电路2324,以产生一第二前缘脉冲信号P_HL。此第二前缘脉冲信号P_HL对应于标准换相信号phase由高电位切换至低电位的时序。前述第一前缘脉冲信号？_1^再通过一反向器转换产生一第三前缘脉冲信号P_LHB ;同样地，前述第二前缘脉冲信号P_HL再通过一反向器转换产生一第四前缘脉冲信号P_HLB。依此，即可依据标准换相信号phase产生四个不同的脉冲信号P_LH、P_HL、P_LHB、P_HLB。前述实施例利用前缘脉冲产生电路2322、2324来产生脉冲信号P_LH、P_HL、P_LHB、P_HLB，不过，本发明并不限与此。此脉冲信号产生单元232亦可利用后缘脉冲产生电路来产生脉冲信号P_LH、P_HL、P_LHB、P_HLB，或是混合前缘与后缘脉冲产生电路，来产生脉冲信号 P_LH、P_HL、P_LHB、P_HLB。图5C为图5中的基准电压调整单元234—较佳实施例的示意图。如图中所示,此基准电压调整单元234共有两个充电路径与两个放电路径。其中，在第一充电路径上有两个开关元件，分别由第一比较信号Vanza与脉冲信号P_LHB所控制。在第二充电路径上有两个开关元件，分别由第二比较信号Vanzb与脉冲信号P_HLB所控制。在第一放电路径上有两个开关元件，分别由第一比较信号Vanza与脉冲信号P_LH所控制。在第二放电路径上有两个开关元件，分别由第二比较信号Vanzb与脉冲信号P_HL所控制。当第一比较信号Vanza与脉冲信号P_LHB均为低电位时，第一充电路径会被导通。当第二比较信号Vanzb与脉冲信号P_HLB均为低电位时，第二充电路径会被导通。当第一比较信号Vanza与脉冲信号P_LH均为高电位时，第一放电路径会被导通。当第二比较信号Vanzb与脉冲信号P_HL均为高电位时，第二放电路径会被导通。 依此，当第一比较信号Vanza为低电位(即马达线圈的端电压Va大于参考电压Vref)，且脉冲信号P_LHB为低电位时，第一充电路径为导通状态，电流源CSl通过第一充电路径对电容236进行充电，以提升基准电压Vth的电位。在此同时，第一放电路径会被中断。此外，请同时参照图5B，当脉冲信号P_LHB为低电位时，脉冲信号P_LH为高电位，脉冲信号P_HL为低电位，脉冲信号P_HLB为高电位。因此，无论是第二充电路径或是第二放电路径，均是处于中断状态。同样地，当第二比较信号Vanzb为低电位(即马达线圈的端电压Vb大于参考电压Vref)，且脉冲信号P_HLB为低电位时，第二充电路径为导通状态，电流源CSl通过第二充电路径对电容236进行充电，以提升基准电压Vth的电位。在此同时，第一充电路径、第一放电路径与第二放电路径则是处于中断状态。 反之，当第一比较信号Vanza为高电位且脉冲信号P_LH为高电位时,第一放电路径为导通状态，电容236通过第一放电路径进行放电，以调降基准电压Vth的电位。至于第二放电路径、第一充电路径与第二充电路径，则是处于中断状态。同样地，当第二比较信号Vanzb为高电位且脉冲信号P_HL为高电位时，第二放电路径为导通状态，电容236通过第二放电路径进行放电，以调降基准电压Vth的电位。至于第一放电路径、第一充电路径与第二充电路径，则是处于中断状态。综上述,在对应于标准换相信号由低电位切换至高电位的标准换相时点，即脉冲信号P_LH与P_LHB中脉冲产生的时点，若是第一比较信号Vanza为低电位，即马达线圈的端电压Va高于参考电压Vref,基准电压Vth的电位就会提高,反之，若是第一比较信号Vanza为高电位，基准电压Vth的电位就会降低。同样地，在对应于标准换相信号由高电位切换至低电位的标准换相时点，即脉冲信号P_HL与P_HLB中脉冲产生的时点，若是第二比较信号Vanzb为低电位，即马达线圈的端电压Vb高于参考电压Vref，基准电压Vth的电位就会提高，反之，若是第二比较信号Vanzb为高电位，基准电压Vth的电位就会降低。前述实施例以第一比较信号Vanza与脉冲信号P_LHB是否均为低电位，来决定是否导通第一充电路径。不过，本发明并不限于此。通过改变所使用的开关元件的类型，亦可设定以第一比较信号Vanza为低电位且脉冲信号P_LH为高电位时，导通第一充电路径。其次，亦可设定以第一比较信号Vanza为高电位来表不马达线圈的端电压Va高于参考电压Vref，并以第一比较信号Vanza与脉冲信号P_LH均为高电位，设定为第一充电路径的导通条件。至于第二充电路径、第一放电路径与第二放电路径上的各个开关元件，亦可作类似的调整。此外，若是选定以脉冲信号？_1^来控制第一充电路径与第一放电路径是否导通，并以脉冲信号P_HL来控制第二充电路径与第二放电路径是否导通。脉冲信号产生单元232就不需要另外产生脉冲信号P_LHB与P_HLB。此外，本实施例的基准电压调整单元234的各个充电路径与放电路径上，分别具有两个开关元件进行控制。不过，本发明并不限与此。若选定以同一个脉冲信号P_LH来控制第一充电路径与第一放电路径是否导通，则第一充电路径与第一放电路径中，由此脉冲信号P_LH所控制的开关元件可以共享。同样地，第二充电路径与第二放电路径中由脉冲信号所控制的开关元件亦可共享。本实施例的基准电压产生电路230为侦测马达线圈170的两个端电压Va、Vb,以调整基准电压Vth的电位。不过，本发明并不限与此。此基准电压产生电路230亦可仅仅利用马达线圈170的一个端电压(以端电压Va为例)，来调整基准电压Vth的电位。在此情况下，脉冲信号产生单元232仅需产生脉冲信号P_LH、P_LHB,基准电压调整单元234仅需要建立第一充电路径与第一放电路径，以调整基准电压Vth的电位。如前述，由于本发明的软切换控制电路200依据标准换相信号phase与马达线圈的端电压Va、Vb来调整马达驱动电路180的换相时点，因而可以因应不同的线圈电流、转速及其它参数变化，调整出适当的换相时点。因此，可以避免传统的马达软开关方法所容易产生的调整过度或调整不足的问题。图为本发明逻辑电路280 —较佳实施例的示意图。图5E则是此逻辑电路280运作所产生的信号的波形图。如图中所示，此逻辑电路280主要是由一第一正反器(D flip flop) 281、一第二正反器282、一与门(AND gate) 285与一或门(OR gate) 286所构成。其中，第一正反器281与第二正反器282接收换相调整信号AA的反向信号(反向换相调整信号AAb)作为时钟信号(clock signal),第一正反器281同时以标准换相信号phase作为重置(reset)信号，第二正反器282则是以标准换相信号phase的反向信号(反向标准换相信号phaseb)作为重置(reset)信号。第一正反器281的反向输出端的输出信号GG’与标准换相信号Phase通过一与门285进行逻辑判断，此与门285的输出信号与第二正反器282的正向输出端的输出信号KK再通过一或门286进行逻辑判断，以输出修正换相信号nphase。当反向换相调整信号AAb由低电位切换至高电位时(如图中时点tl)，反向标准换相信号phaseb (未绘不)为高电位，此时，第二正反器282的正向输出端的输出信号KK由低电位切换至高电位。随后，当反向标准换相信号phaseb由高电位切换至低电位时(如图中时点t2)，第二正反器282被重置，而停止产生高电位的输出信号KK。随后，当反向换相调整信号AAb再次由低电位切换至高电位时(如图中时点t3)，由于反向标准换相信号phaseb依然维持在低电位，因此，第二正反器282的正向输出端的输出信号KK依然维持在低电位。不过，在时点t3，当反向换相调整信号AAb由低电位切换至高电位时，由于标准换相信号phase为高电位,第一正反器281的反向输出端的输出信号GG’贝U会由高电位切换至低电位。随后，当标准换相信号phase由高电位切换至低电位(如图中时点t4)，第一正反器281被重置，其反向输出端的输出信号GG’由低电位切换至高电位。接下来，当反向换相调整信号AAb再度由低电位切换至高电位，由于标准换相信号phase维持在低电位，因此，第一正反器281的反向输出端的输出信号GG’依然维持在高电位。在图中时点tl，当反向换相调整信号AAb由低电位切换至高电位时，第二正反器282的正向输出端输出高电位的信号KK。此际，或门286会产生高电位的修正换相信号nphase ο随后,在图中时点t2,当标准换相信号phase由低电位切换至高电位时,第一正反器281的反向输出端产生高电位的输出信号GG’。此时,虽然第二正反器282的正向输出端的输出信号KK由高电位切换至低电位,不过，由于与门285会产生高电位的输出信号，因此,或门286所输出的修正换相信号nphase依然维持在高电位。接下来,在时点t3,当反向换相调整信号AAb再次由低电位切换至高电位，第一正反器281的反向输出端会产生低电位的输出信号GG’，因此,与门285会产生低电位的输出信号,或门286所输出的修正换相信号nphase则会由高电位切换至低电位。由此观之，此逻辑电路280依据换相调整信号AA决定修正换相信号nphase相对于标准换相信号phase的前置时间长度。亦即，换相调整信号AA落于低电位的时间长度越长，修正换相信号nphase的前置时间长度就越长。此外，虽然修正换相信号nphase的上升缘的时点相较于标准换相信号phase有所提前,但是,修正换相信号nphase于高电位的持续时间相较于标准换相信号Phase并未有何改变。图5F为本发明逻辑电路280’另一较佳实施例的示意图。图5G则是此逻辑电路280’运作所产生的信号的波形图。如图中所示，此逻辑电路280’具有一正反器287。此正反器287接收换相调整信号AA的反向信号(反向换相调整信号AAb)作为时钟信号，同时接收标准换相信号phase的反向信号(反向标准换相信号phaseb)作为数据输入。此正反器287的正向输出端的输出信号即为修正换相信号nphase。如图5G所示，在图中时点t5，当反向换相调整信号AAb由低电位切换至高电位时， 反向标准换相信号phaseb为高电位，因此，正反器287的正向输出端输出高电位的修正换相信号nphase。不过,在图中时点t6,当反向换相调整信号AAb再度由低电位上升至高电位时，反向标准换相信号phaseb则为低电位。此时。正反器287输出的修正换相信号nphase会由原本的高电位切换至低电位。图6为本发明软启动控制电路300实施例一的方块示意图。如图中所示，此软启动控制电路300具有一除频电路310、一电荷泵330与一比较器350。其中，除频电路310接收一马达转动信号FG，并据以产生一频率信号CLK。电荷泵330接收频率信号CLK，以产生一斜波信号Vramp。比较器350接收此斜坡信号Vramp与一具有一默认频率的三角波信号Tri，以产生一脉冲调变信号Vpwm。马达控制电路160接收脉冲调变信号Vpwm，并依据此脉冲调变信号Vpwm控制马达驱动电路180中各个开关元件Ml、M2、M3、M4的导通时间，以调整马达线圈170的充电时间，进而调节马达驱动电路180对于马达的驱动力，以达到软启动的目的。图6A为图6的电荷泵330实施例一的电路示意图。如图中所示，此电荷泵330具有一第一电容Cl、一第二电容C2、一第一开关元件SW1、一第二开关元件SW2与一第三开关元件SW3。其中，第一电容Cl的电容值大于第二电容C2的电容值。第一电容Cl的高压侧的输出信号即为斜波信号Vramp。第一开关元件SWl导通与否由频率信号CLK控制。第二开关元件SW2导通与否则是由频率信号CLK的反向信号CLKB控制。第三开关元件SW3导通与否则是由一初始信号RST所控制。马达统启动时，随即产生一脉冲信号作为初始信号RST启动此软启动控制电路300。此时，第三开关元件SW3被导通，一起始电压INI储存至第一电容Cl作为斜坡信号Vramp的起始值。随后，当频率信号CLK为低电位，开关元件SW2导通，电源AVDD对第二电容C2进行充电。而当频率信号CLK转变为高电位，开关元件SW2关断，电源AVDD停止对第二电容C2充电；同时，开关元件SWl导通，第二电容C2内所储存的电荷则会对第一电容Cl充电。由于第一电容Cl的电容值大于第二电容C2，随着频率信号CLK在高低电位间的交替变化，第一电容Cl的高压侧的电位会逐渐被垫高，而产生斜坡信号Vramp。如前述，由于除频电路310的存在，频率信号CLK的频率与马达转动信号FG间具有一默认比例关。而随着频率信号CLK的交替变化，斜坡信号Vramp的电位会逐渐被垫高，进而使脉冲调变信号Vpwm的工作周期逐渐增加。最后，斜坡信号Vramp的电位会超过三角波信号Tri的峰值电位。此时，比较器350所输出的脉冲调变信号Vpwm的工作周期将会达到100%，而结束软启动控制周期。依此，本发明的软启动控制电路300能够随着马达转动圈数的增加，逐步增加脉冲调变信号Vpwm的工作周期，以达到软启动的目的。在本实施例中，除频电路310接收马达转动信号FG，以产生一频率信号CLK，控制电荷泵330中电源AVDD对于电容C2的充电频率。不过，本发明并不限于此。前述马达转动信号FG亦可以标准换相信号phase或是修正换相信号nphase所取代。此外,若将马达转动信号FG与频率信号CLK的频率比例设定为I : 1，亦可省略除频电路310的使用。图6B为本发明电荷泵330’实施例二的电路示意图。如图中所示，此电荷泵330’具有一电流源CS3、一第四开关兀件SW4、一第五开关兀件SW5与一第三电容C3。第三电容C3的高压侧的输出信号即为斜坡信号Vramp。第四开关元件SW4的导通状态则是由频率信号CLK所控制。第五开关元件SW5的导通状态则是由初始信号RST所控制，其概念与前述实施例相类似，在此不予赘述。当频率信号CLK为高电位时，第四开关元件SW4导通，电流 源CS3对第三电容C3进行充电，以提高其高压侧的电位。当频率信号CLK为低电位时，第四开关元件SW4关断，电流源CS3则会停止对第三电容C3进行充电。依此，随着频率信号CLK于高低电位间的交替变化，斜坡信号Vramp的电位会逐渐被垫高。图7为本发明软启动控制电路400实施例二的方块示意图。如图中所示，本实施例与前述图6的实施例的主要差异在于本实施例以一移位寄存器432与一数字模拟转换电路434取代图6中的电荷泵330。如图中所示，移位寄存器432依据频率信号CLK产生多个数字信号b0、bl、b2. . . bn。各个数字信号b0、bl、b2. .. bn于I与O之间变化。数字模拟转换电路434则是依据数字信号b0、bl、b2. . . bn产生一参考电位信号Vrefl。图7A为图7的数字模拟转换电路434—较佳实施例的电路图。如图中所示，此数字模拟转换电路434具有一电流源Iref、多个电阻R(O) ,R(I).. . R(n)、Rx与多个开关元件SW (O)、SW(I)... SW (η)。这些电阻R(O)、R(I)... R(n)、Rx连接成串。此电阻串的一端连接至定电流源Iref，另一端接地。至少部分的电阻1 (0)、1 (1)...1 (11)分别并联一个开关元件Sff(O) > Sff(I)... Sff (η)。这些开关元件Sff(O) > Sff(I)... Sff (η)依据前述数字信号b0、bl、b2. . . bn控制其导通状态。电流源Iref与电阻串的接点电位即为参考电位信号Vrefl。如图中所示，参考电位信号Vrefl的电位高低会受到各个开关元件SW(O)、Sff (I)... Sff (η)的导通状态的影响。进一步来说，数字信号b0、bl、b2...bn控制开关元件Sff(O) > Sff(I)... Sff (η)导通时，电流就会流经此开关元件Sff(O) > Sff(I)... Sff (η)所构成的电流路径，而不会流经相对应的电阻R(O)、R(I). . · R(n)。开关元件Sff(O) > Sff(l). . . Sff (η)导通的数量越多，电流流经的电阻R (O)、R (I)... R (η)越少，参考电位信号Vrefl的电位也就越低。依此，通过数字信号b0、bl、b2. · · bn控制开关元件SW(O)、SW(I) · · · Sff (η)的导通个数，即可调整此数字模拟转换电路434所输出的参考电位信号Vrefl的电位高低。在本实施例中，移位寄存器432会随着频率信号的交替变化，逐渐增加所输出的高电位数字信号b0、bl、b2. ..bn的数量，以调整开关元件SW(O)、SW(I). . · Sff (η)的导通个数。举例来说，频率信号CLK显示马达转动一圈时，移位寄存器432仅输出高电位的数字信号b0，以中断其相对应的开关元件SW(O)，其余数字信号bl、b2. . . bn维持低电位的状态。接下来，频率信号CLK显示马达再转动一圈时，移位寄存器432除了输出高电位的数字信号bo外，又再增加输出高电位的数字信号bl，以中断其相对应的开关元件SW(I)。依此继续下去，即可使参考电位信号Vrefl的电位随着马达的转动圈数逐渐升高。图3所示的马达驱动装置中，除了软开关控制电路200外，本实施例并具有一逆向电流防止电路190防止马达驱动电路180的导通相位切换过程所可能产生的逆向电流。如图中所示，马达控制电路160通过马达驱动电路180控制马达转动。此马达驱动电路180具有四个开关元件M1、M2、M3、M4，构成桥式电路(H-bridge)以驱动马达。其运作可区分为两个相异的导通相位(phase),开关元件Ml与M4导通时为第一导通相位(phaseI)，开关元件M2与M3导通时为第二导通相位(phase II)。第一导通相位切换到第二导通相位时，因为马达线圈170的电感性，开关元件M2、M3导通瞬间的电流仍然保持在饱和电流值，并且往图中的右方流动，因而会产生逆向电流回灌至电源端Vm，而可能使电源端Vm电压上升超过耐压而导致电路烧毁。为了解决此问题，本发明的直流马达驱动装置具有逆向电流防止电路190，通过侦测马达线圈170两端的端电压Va、Vb，并依据此两个端电压Va与Vb的差值，来判断开关元件M1、M2、M3、M4的导通 时点。图8为本发明的逆向电流防止电路190与马达驱动电路180的各个信号的时序波形图。图中控制信号A、B、C、D分别表示各个开关元件M1、M2、M3、M4的闸极控制信号，线圈电流i (motor)表示马达的线圈电流，电流i (Ml)、i (M2)、i (M3)、i (M4)分别表示流经各个开关元件Ml、M2、M3、M4的电流。端电压Va表示开关元件Ml与M3的接点VA的电压，端电压Vb表示开关元件M2与M4的接点VB的电压，端电压Va与端电压Vb亦表示马达两端的端电压。图9则是通过此逆向电流防止电路190控制开关元件M1、M2、M3、M4的导通时间以进行换相的流程示意图。同时请参照图8所示，在第一导通相位时，控制信号A为低电位，控制信号D为高电位，分别控制开关元件Ml与M4导通。此时，线圈电流Umotor)由图中的左侧向右流动(此电流方向定义为正)。在第一导通相位期间终了时，控制信号A切换为高电位关闭开关元件M1，控制信号C切换为高电位导通开关元件M3，而进入放电期间。此时，电源端Vm停止对线圈供电，不过，由于马达线圈170的电感特性,线圈电流i (motor)持续会向开关元件M4流动，并使马达线圈170的左端点VA的端电压Va为负，右端点VB的端电压Vb为正。因此，马达线圈170两端的电压差(Va-Vb)为负，并且马达线圈170两端的电压差(Va-Vb)会随着马达线圈170的放电动作往零靠近。在电压差(Va-Vb)的绝对值小于一第一默认参考电压时，逆向电流防止电路190产生一放电控制信号Discharge。马达控制电路160接收到此放电控制信号Discharge后，将控制信号B切换为低电位以导通开关元件M2，并将控制信号D切换为低电位以关闭开关元件M4，以切换至第二导通相位。在第二导通相位期间终了时，控制信号B切换为高电位关闭开关元件M2，控制信号D切换为高电位导通开关元件M4，而进入放电期间。此时，电源端Vm停止对线圈供电，不过，由于马达线圈170的电感特性,线圈电流i (motor)持续会向开关元件M3流动，并使马达线圈170的左端点VA的端电压Va为正，右端点VB的端电压Va为负。因此，马达线圈170两端的电压差(Va-Vb)为正，并且马达线圈170两端的电压差(Va-Vb)会随着马达线圈170的放电动作往零靠近。在电压差(Va-Vb)的绝对值小于一第二默认参考电压时，逆向电流防止电路190产生一放电控制信号Discharge。马达控制电路160接收到此放电控制信号Discharge后，将控制信号A切换为低电位以导通开关元件M1，并将控制信号C切换为低电位以关闭开关元件M3，以切换至第一导通相位。在前述实施例中，由第一导通相位期间切换到放电期间的过程中，开关元件Ml的关闭与开关元件M3的导通同时进行。不过，为了避免开关元件Ml与开关元件M3同时导通而产生短路，如图9所示，就一较佳实施例而言，在第一导通相位期间与放电期间之间可插入一死区期间(dead time)。亦即在导通开关元件M3前，先关闭开关元件Ml。同样地，为·了避免开关元件M4与开关元件M2同时导通而产生短路，在放电期间与第二导通相位期间之间可插入一死区期间(dead time)。亦即在导通开关元件M2前，先关闭开关元件M4。其次,就一较佳实施例而言,本发明的逆向电流防止电路190可以为一具有两个默认参考电压的比较器。此比较器侦测马达线圈170两端点VA与VB的端电压Va、Vb，并于电压差(Va-Vb)的绝对值(电压差(Va-Vb)为负时)小于一第一默认参考电压时或是电压差(Va-Vb)(电压差(Va-Vb)为正时)小于一第二默认参考电压时，产生放电控制信号Discharge，通知马达控制电路160进行换相动作。不过，本发明并不限于此，此比较器亦可仅具有一默认参考电压。在电压差(Va-Vb)的绝对值(无论电压差(Va-Vb)为正或为负)小于一默认参考电压时，即产生放电控制信号Discharge。但是，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施的保护范围，即凡依本发明权利要求及发明说明书内容所作的简单的等效变化与修改，皆仍属本发明专利涵盖的保护范围内。另外本发明的任一实施例或权利要求并不能够达到本发明所揭露的全部目的或优点或特点。此外，说明书摘要部分和发明名称仅是用来辅助专利文件检索之用，并非用来限制本发明的保护范围。
权利要求
1.一种直流马达的软切换控制电路，通过调整一标准换相信号所定义的一标准换相时点，控制一直流马达的换相动作，其特征在于，软切换控制电路包括 一绝对值信号产生电路，依据来自该直流马达的一对霍尔侦测信号，产生一绝对值信号; 一基准电压产生电路，接收该标准换相信号与来自该直流马达的一线圈的至少一个端电压，并依据该端电压判断该线圈于该标准换相时点的线圈电流，以调整一基准电压的电平；以及 一比较电路，比较该绝对值信号与该基准电压，以产生一换相调整信号调整该标准换相时点。
2.如权利要求I所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该基准电压产生电路依据该端电压判断该线圈于该标准换相时点是否有线圈电流，以调整该基准电压的电平。
3.如权利要求I所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该绝对值信号产生电路具有一电压电平移位器，以确保该绝对值信号的电平高于该基准电压的一下限电位。
4.如权利要求I所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，更包括一逻辑电路，依据该换相调整信号调整该标准换相信号，以产生一修正换相信号用以控制该直流马达的换相动作。
5.如权利要求4所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该逻辑电路依据该换相调整信号，将该标准换相信号的时序整体提前一前置时间，以产生该修正换相信号。
6.如权利要求I所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该换相调整信号用以调整驱动该直流马达的一桥式电路中，至少一个控制开关的导通时点。
7.如权利要求I所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该基准电压产生电路包括 一脉冲信号产生单元，接收该标准换相信号，以产生至少一换相脉冲信号； 一电容，用以产生该基准电压；以及 一基准电压调整单元，于该换相脉冲信号所定义的一调整时点，依据该端电压对该电容进行充放电行为，以调整该基准电压的电平。
8.如权利要求7所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该基准电压产生电路更包括一比较器，用以比较该端电压与一参考电压，以产生一比较信号，该基准电压调整单元依据该比较信号对该电容进行充放电。
9.如权利要求8所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该基准电压调整单元具有一充电路径与一放电路径，分别用以对该电容进行充放电，该充电路径与该放电路径的导通状态由该比较信号与相对应的该换相脉冲信号共同控制。
10.如权利要求7所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该脉冲信号产生单元包括一前缘脉冲产生电路，该前缘脉冲产生电路依据该标准换相信号产生一第一换相脉冲信号，并依据该标准换相信号的一反向信号产生一第二换相脉冲信号。
11.如权利要求7所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该基准电压产生电路接收该线圈两端的一第一端电压与一第二端电压，该基准电压产生电路更包括 一第一比较器，比较该第一端电压与一第一参考电压，以产生一第一控制信号；以及一第二比较器，比较该第二端电压与一第二参考电压，以产生一第二控制信号； 其中，该基准电压调整单元依据该第一控制信号与该第二控制信号对该电容进行充放电。
12.如权利要求11所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该第一参考电压与该第二参考电压的电位相同。
13.如权利要求I所述的直流马达的软切换控制电路，其特征在于，该对霍尔侦测信号经过一磁滞比较器转换后，产生该标准换相信号。
全文摘要
一种直流马达的软切换控制电路；该软切换控制电路用以调整一标准换相信号所定义的一标准换相时点，以控制一直流马达的换相动作；该软切换控制电路包括一绝对值信号产生电路、一基准电压产生电路与一比较电路；其中，绝对值信号产生电路依据来自直流马达的一对霍尔侦测信号，产生一绝对值信号；基准电压产生电路接收标准换相信号与来自直流马达的一线圈的至少一个端电压，并依据此端电压判断前述线圈于标准换相时点的线圈电流，以调整一基准电压的电平；比较电路比较绝对值信号与基准电压，以产生一换相调整信号调整标准换相时点。本发明避免传统直流马达切换技术所容易产生的换相过早或过晚的问题，以达到软切换的目的。
文档编号H02P6/14GK102931893SQ201110227360
公开日2013年2月13日 申请日期2011年8月9日 优先权日2011年8月9日
发明者张嘉荣, 张维麟 申请人:尼克森微电子股份有限公司