控制器、电流控制方法以及直流直流转换器的制作方法

专利名称：控制器、电流控制方法以及直流直流转换器的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及直流直流转换器及其控制器和控制方法。
背景技术：
直流直流(Direct-Currentto Direct-Current，简称为 DC/DC)转换器包括控制器用于产生脉宽调制(Pulse-Width Modulation，简称为PWM)信号以驱动开关电路，从而控制该DC/DC转换器的输出电压。如，控制器通过增加PWM信号的占空比增加输出电压，或者通过减小PWM信号的占空比减小输出电压。图IA描述了 DC/DC转换器中一种传统的控制器150。控制器150包括振荡器 152 (标识为0SC)、比较器巧4 (标识为CMP)、运算跨导放大器156 (标识为0ΤΑ)，以及电容器158。振荡器152提供震荡电压160给比较器154的同相输入端。电容器158上的参考电压162提供给比较器巧4的反相输入端。比较器巧4将震荡电压160和参考电压162比较，并且根据比较结果输出PWM信号168。参考电压162在震荡电压160的最大值和最小值之间的范围内。如果参考电压162增力n，PWM信号168的占空比将减小，那么DC/DC转换器的输出电压也将减小。如果参考电压162减小，PWM信号168的占空比将增力卩，那么DC/DC 转换器的输出电压也将增加。运算跨导放大器156接收预设电压166和指示DC/DC转换器输出电压的反馈电压 164，并且提供正比于预设电压166和反馈电压164之差的控制电流IC0MP。运算跨导放大器156的输出端与电容器158连接，使得控制电流ICOMP可控制电容器158上的参考电压 162。如，如果反馈电压164大于预设电压166，运算跨导放大器156输出控制电流ICOMP对电容器158充电，从而增加参考电压162。输出电压因而减小。如果反馈电压164小于预设电压166，运算跨导放大器156从电容器158吸收控制电流IC0MP，从而减小参考电压162。 输出电压因而增加。结果，DC/DC转换器的输出电压被调节至预设电压166所确定的预期值。然而，在这种传统的控制器150中，振荡器152的功耗相对比较高。此外，由于电容器158的体积大，电容器158不能够与比较器巧4和运算跨导放大器156 —起集成到单一芯片中。还有，运算跨导放大器156的带宽过窄使得运算跨导放大器156的响应延时。因此，控制器150不能够准确地控制输出电压。

发明内容
本发明要解决的技术问题在于提供一种控制器、电流控制方法以及DC/DC转换器，其能够控制DC/DC转换器的输出电流波幅恒定，从而增加控制该DC/DC转换器输出的准确性，并且省略了传统技术中的高功耗振荡器、大体积电容，以及带宽较窄的运算跨导放大
ο为解决上述技术问题，本发明提供一种控制器，其包括斜坡信号发生器，用于提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第一能量存储元件的能量，并且基于所述存储在第一能量存储元件中的能量产生斜坡信号；以及连接至所述斜坡信号发生器的控制电路， 用于调节所述阻性元件一端电压以控制所述控制电流指示横跨第二能量存储元件的电压， 并且基于所述斜坡信号控制流经所述第二能量存储元件的电流在预设范围内。本发明还提供了一种电流控制方法，其控制流经第一能量存储单元的电流，包括 提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第二能量存储元件的能量；调节所述阻性元件一端电压；基于所述阻性元件一端电压控制所述控制电流指示横跨所述第一能量存储元件的电压；基于所述存储在第二能量存储元件的能量产生斜坡信号；以及基于所述斜坡信号控制所述流经第一能量存储元件的电流在预设范围内。本发明还提供了 DC/DC转换器，其包括用于提供所述直流直流转换器输出电压的第一能量存储元件；连接至所述第一能量存储元件的一对开关；以及连接至所述第一能量存储元件和所述一对开关的控制器，用于提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第二能量存储元件的能量，基于所述存储在第二能量存储元件中的能量产生斜坡信号，通过调节所述阻性元件一端电压以控制所述控制电流指示横跨所述第一能量存储元件的电压， 并且基于所述斜坡信号控制所述一对开关以控制所述输出电压和流经所述第一能量存储元件的电流。与现有技术相比，本发明所述的控制器、电流控制方法以及DC/DC转换器利用全新的结构，例如阻性元件、感性元件(一种能量存储元件)、容性元件(一种能量存储元件)等等，控制DC/DC转换器的输出电压波幅恒定，使得DC/DC转换器的输出稳定性增加、 功耗减小、体积减小，以及响应速度增加。以下结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行详细的说明，以使本发明的特性和优点更为明显。


图IA为DC/DC转换器中一种传统的控制器；图1为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性方框图；图2为根据本发明的一个实施例的开关状态的示例性表格；图3为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性电路图；图4为根据本发明的一个实施例的与图3中的控制器相关的信号的示例性时序图；图5为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性电路图；图6为根据本发明的一个实施例与图5中的控制器相关的信号的示例性时序图；图7为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性电路图；图8为根据本发明的一个实施例与图7中的控制器相关的信号的示例性时序图；图9为根据本发明的一个实施例的电流控制的示例性方法流程图；图IOA为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性方框图；图IOB为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性方框图；图11为根据本发明的一个实施例的描述了响应于两个控制信号的高侧开关状态和低侧开关状态的示例性表格；图12为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性电路图13为根据本发明的一个实施例的与图12的DC/DC转换器相关的信号的示例性时序图；图14为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器的示例性电路图；图15为根据本发明的一个实施例的与图14的DC/DC转换器相关的信号的示例性时序图；以及图16为根据本发明的一个实施例的电流控制的示例性方法流程图。
具体实施例方式以下将对本发明的实施例给出详细的说明。虽然本发明将结合实施例进行阐述， 但应理解这并非意指将本发明限定于这些实施例。相反，本发明意在涵盖由所附权利要求项所界定的本发明精神和范围内所定义的各种可选项、可修改项和等同项。此外，在以下对本发明的详细描述中，为了提供一个针对本发明的完全的理解，阐明了大量的具体细节。然而，本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外的一些实例中，对于大家熟知的方案、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明之主旨。本发明提供了一种DC/DC转换器(如降压转换器、升压转换器等等)，以及控制所述DC/DC转换器的控制器。有利的是，DC/DC转换器的输出电流波幅恒定，使得DC/DC转换器的输出电流和输出电压相对比较稳定。所述控制器更准确地控制DC/DC转换器的输出电压。此外，本发明省略了较高功耗的振荡器152、较大体积的电容器158，以及带宽较窄的运算跨导放大器。图1为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器100的示例性方框图。DC/DC转换器100包括控制电器102、驱动电路104、开关电路106，以及输出电路108(或称为能量存储电路、滤波电路等)。控制器102产生一个或多个控制信号给驱动电路104。如，控制器102产生PWM信号，以控制开关电路106。开关电路106包括一对开关。具体地说，高侧开关110和低侧开关112分别接收来自驱动电路104的控制信号，并且提供信号给输出电路108以产生输出电压V0UT。驱动电路104控制高侧开关110和低侧开关112，使得高侧开关110和低侧开关112各自处于导通或截止状态。具体地说，控制器102提供一个或多个PWM信号，通过改变所述PWM信号占空比的方式控制高侧开关110和低侧开关112的状态。在本实施例中，如果PWM信号为高电平，那么高侧开关110导通，低侧开关112截止。此状态称为“switch ON”状态或者“T0N_BUCK”状态。在此状态下，输出电路108中的电感器114经过高侧开关110与标识为Vin的输入电压连接。流经电感器114的电流因而增加，并且将电荷存储到输出电路108中的电容器116上。在图1的实施例中，DC/DC转换器100是一种降压转换器。因此，输入电压Vin大于输出电压Vott，横跨电感器114的电压为正。流经电感器114的电感电流Iu增力卩，并且将磁场能存储到电感器114中。如果PWM信号为低电平，那么高侧开关110截止，低侧开关112导通。此状态称为“switchOFF”状态或者“T0FF_BUCK”状态。在此状态下，横跨电感器114的电压为负。因此，电感器114释放存储在其中的磁场能，并且提供输出电压Vot给电容器116。所以，控制器102基于其提供的 PWM信号的占空比来提供输出电压VOT。控制器102还提供使能信号(如低侧开关使能信号，或LDR_EN信号)给驱动电路104。在本实施例中，LDR_EN信号由标识为“EN”的端口提供，并且控制高侧开关110和低侧开关112的状态。在本实施例中，控制器102接收两个电压反馈信号以产生PWM信号和LDR_EN信号。具体地说，标识为“VFB”的端口经过路径120接收输出电压VQUT。此外，控制器102上标识为“LX”的端口经过另一条路径118接收电感器114 一端电压。由路径118提供的反馈电压用于确定高侧开关110和低侧开关112的状态。控制器102包括一些元件用于设置与其相关的参数。举例说明，电阻器128、电阻器124以及电容器1 与控制器102连接，用于设置参考电压、参考电流、参考压摆率等参数。图2为根据本发明的一个实施例的开关状态的示例性表格200。表格200描述了对应于LDR_EN信号和PWM信号电平值的高侧开关110和低侧开关112的状态。此外，高侧开关110和低侧开关112的导通情况确定一种状态。举例说明，如果高侧开关110导通并且低侧开关112截止(例如LDR_EN = 1且PWM = 1)，此状态确定为“T0N_BUCK”状态或者 "switch ON”状态。在T0N_BUCK状态下，电感器114与输入电压Vin连接。如果高侧开关110 截止并且低侧开关112导通(例如LDR_EN = 1且PWM = 0)，此状态确定为“T0FF_BUCK” 状态或者“switch OFF”状态。在T0FF_BUCK状态下，电感器114与地电势连接。如果高侧开关110和低侧开关112均截止(例如LDR_EN = 0且PWM = 0)，此状态确定为“SKIP”状态。在SKIP状态下，由于高侧开关110和低侧开关112均截止，电感器114处于悬空状态 (如既没有接电压源也没有接地)。因此，电感器114在T0N_BUCK状态下与输入电压Vin 连接，在T0FF_BUCK状态下与地电势连接，在HP状态下悬空。在T0N_BUCK状态下，横跨电感器114的电压约等于VIN_VOTT。对于降压转换器来说，输入电压Vin大于输出电压Vott，横跨电感器114的净电压为正。因此，流经电感器114 的电感电流Iu依据以下等式增加dILl/dt = (Vin-Vout)/L = Δ IL1/T0N. (1)等式(1)中的Vin表示DC/DC转换器100的输入电压，Vqut表示DC/DC转换器100 的输出电压，Ton表示高侧开关110和低侧开关112处于T0N_BUCK状态的时间，L表示电感器114的电感值，Δ Ili表示电感电流Iu在T0N_BUCK状态期间的变化量。在T0FF_BUCK状态下，横跨电感器114的电压等于输出电压VOTT。然而，横跨电感器114的电压为反相极性，电感电流Iu依据以下等式减小dIL1/dt = -(Vout) /L = Δ IL1/T0FF. (2)等式⑵中的Ttw表示高侧开关110和低侧开关112处于T0FF_BUCK状态的时间， Δ Ili表示电感电流Iu在T0FF_BUCK状态期间的变化量。图3为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器100A的示例性方框图。DC/DC转换器100A是图1中DC/DC转换器100的一种举例说明。在图1和图3中标识相同的元件具有相似的功能。DC/DC转换器100A包括控制器102A。控制器102A可用于各种各样的DC/ DC转换器100A中。举例说明，DC/DC转换器100A是一种包括控制器102A、驱动电路104、 包含高侧开关110和低侧开关112的开关电路106、以及输出电路108的同步降压转换器。 输出电路108包括电感器114和电容器116。高侧开关110连接在输入电压Vin和切换节点 122之间。低侧开关112连接在切换节点122和地之间。切换节点122还与输出电路108 连接。
控制器102A包括产生PWM信号和LDR_EN信号的脉宽调制电路352。响应于PWM 信号和LDR_EN信号，驱动电路104控制高侧开关110和低侧开关112的状态。控制器102A接收指示切换节点122电压的输入信号。控制器102A还包括目标输入端SLEW用于设置预期输出电压^『举例说明，在图1的实施例中，对电容器126的充电是基于电阻分压器中的电阻器1 和电阻器128的阻值以及参考电压REF的值来实现。本领域技术人员熟知各种各样的方法对电容器126充电以产生目标电压信号。此外，控制器 102A的VFB端接收指示DC/DC转换器100A输出电压Vqut的反馈信号。图3中描述的控制器102A包括连接至DC/DC转换器100A切换节点122的电阻器 320。流经电阻器320的电流响应于高侧开关110和低侧开关112的状态，例如T0N_BUCK 状态、T0FF_BUCK状态，或SKIP状态。控制器102A还包括响应于流经电阻器320的电流提供斜坡信号312的斜波发生电路350。脉宽调制电路352至少响应于斜坡信号312产生PWM 信号。在T0N_BUCK状态下，如当高侧开关110导通并且低侧开关112截止时，由于高侧开关110导通，切换节点122与输入电压Vin连接，所以切换节点122电压等于输入电压 Vin。于是流经电阻器320的电流等于DC/DC转换器100A的输入电压Vin减去DC/DC转换器 100A的输出电压Vqut再除以电阻器320的阻值。响应于流经电阻器320的电流，斜波发生电路350产生将在图4中描述的斜坡信号312的一部分(例如上升部分)。在T0FF_BUCK状态下，如当高侧开关110截止并且低侧开关112导通时，由于切换节点122经由低侧开关112接地，切换节点122电压等于零。于是流经电阻器320的电流等于零减去DC/DC转换器100A的输出电压Vqut再除以电阻器320的阻值。响应于流经电阻器320的电流，斜波发生电路350产生将在图4中描述的斜坡信号312的另一部分(例如下降部分)。在SKIP状态下，当高侧开关110和低侧开关112均截止时，切换节点122电压等于DC/DC转换器100A的输出电压VQUT。由于切换节点122电压减去输出电压Vqut再除以电阻器320的阻值等于零，流经电阻器320的电流在SKIP状态下等于零。响应于这个流经电阻器320的电流，斜波发生电路350产生将在图4中描述的斜坡信号312的另一部分(例如趋于恒定部分)。斜波发生电路350包括缓冲器351 (标识为BUF)和电流控制电流源324。缓冲器 351的反向输入与缓冲器351的输出连接以提供负反馈。缓冲器351的同相输入端接收指示DC/DC转换器100A输出电压(如预期输出电压Vset或输出电压Vqut)的电压。缓冲器 351的输出电压因而紧紧地跟随预期输出电压Vset或输出电压Vott而变化。电流控制电流源324响应于流经电阻器320的电流I_in，电流I_in则依赖于高侧开关110和低侧开关 112的状态而变化。电流控制电流源3 提供与电流I_in镜像的电流I_out。在一个实施例中，电流控制电流源3 包括但不限于镜像电流源。电流I_out对斜坡电容器308充放电，以提供斜坡信号312给脉宽调制电路352中的第一比较器301 (标识为CMP1)和第二比较器302 (标识为CMP2)。第一比较器301将斜坡信号312和标称电压V2比较。在一个实施例中，标称电压 V2值为20毫伏。第一比较器301提供信号RAW_LDR_EN给与非门311(标识为G1)。与非门311也接收SKIP信号并且提供LDR_EN信号给驱动电路104。第二比较器302将斜坡信号312和参考电压REF比较，并且提供输出信号给触发器342的复位端“R”。触发器342的同相输出端“Q”提供PWM信号给驱动电路104。PWM信号的占空比与输入电压Vin和输出电压Vott (或预期输出电压Vset)之差成反比。换句话说，随着该差值增加，PWM信号的占空比减小从而缩短高侧开关110和低侧开关112的T0N_BUCK时间。相反，随着该差值减小，PWM信号的占空比增加从而缩短高侧开关110和低侧开关112的T0FF_BUCK时间。在本实施例中，高侧开关110和低侧开关112 的T0N_BUCK时间(例如时间Tw)与输入电压Vin和输出电压Vqut之差(如VIN_VQUT)或者与输入电压Vin和预期输出电压Vset之差(如VIN-VSET)成反比。因此，每个T0N_BUCK状态周期中的电流变化量Δ Ili恒定不变。此外，高侧开关110和低侧开关112的T0FF_BUCK时间(例如时间Ttw)与输出电压Vott或预期输出电压Vset成反比。因此，每个T0FF_BUCK状态周期中的电流变化量AIu恒定不变。在一个实施例中，每个T0N_BUCK状态周期中的电流变化量AIu和每个T0FF_BUCK状态周期中的电流变化量AIu相等。换句话说，控制器 102A是一种恒定波纹电流(Constant-ripple-current，简称为CRC)控制器，控制电感电流 Ili具有恒定波幅。图4为根据本发明的一个实施例的示例性时序图400。以下将结合图1、图3和图 4阐述图3中的控制器102A的一些操作，包括斜坡信号312的产生过程。当控制器102A启动时，在图1和图3所示的目标输入端SLEW上的SLEW电压开始增加。此刻，指示输出电压 Vout的反馈电压VFB为零。图3中的第二比较器302感应到SLEW电压大于反馈电压VFB，并且提供高电平给与门322(标识为G2)。此刻，第一比较器301的输出(如信号RAW_LDR_ EN)也为高电平。那么，与门322的输入均为高电平，于是与门322输出高电平将触发器342 置位。此刻，PWM信号为高电平。高侧开关110导通，于是输出电压Vott和反馈电压VFB开始增加。在本实施例中的，当SLEW电压增加至预设值(如预期输出电压Vset)时，SLEW电压保持不变。在tl到t2时刻期间，图4中的403所示的PWM信号为高电平；图4中的404所示的LDR_EN信号为高电平。于是高侧开关110和低侧开关112处于T0N_BUCK状态，即高侧开关110导通，低侧开关112截止。由于切换节点122与DC/DC转换器100A的输入电压Vin 连接，所以在图4中的405所示的tl到t2时刻期间，切换节点122电压LX等于输入电压
V1N0在tl到t2时刻期间，流经电阻器320的电流I_in由下式给出I_in = (Vin-Vout)/Rl。(3)其中，Vin表示DC/DC转换器100A的输入电压，Vqut表示DC/DC转换器100A的输出电压，Rl表示电阻器320的阻值。如果K= 1/R1，那么重写等式(3)得I_in = K* (Vin-Vout)。(4)由于电流I_out镜像电流I_in，所以电流I_out等于电流I_in并且可由等式(3) 和等式(4)，以及通过图4中的406示例给出。在tl到t2时刻期间，图4中的407所示的斜坡信号312以正比于电流I_out的速度增加。斜坡信号312增加直至等于输入到第二比较器302反相输入端的参考电压REF。当斜坡信号312在t2时刻增加至参考电压REF时， 第二比较器302的输出将触发器342复位。当触发器342在t2时刻复位时，触发器342的Q(同相)输出为低电平，于是图4
9中的403所示的PWM信号为低电平。来自第一比较器301的信号RAW_LDR_EN(如图4中的 402所示的信号)为低电平，使得与非门311的输出(如图4中的404所示的LDR_EN信号)为高电平。因此，高侧开关110和低侧开关112在t2到t3时刻期间处于T0FF_BUCK 状态，即高侧开关110截止，低侧开关112导通。当高侧开关110和低侧开关112在T0FF_ BUCK状态下，由于切换节点122经由低侧开关112接地，图4中的405所示的切换节点122 电压LX等于零。在t2到t3时刻期间，图4中的406所示的电流I_in由下式给出I_in = (O-Vout) /Rl。(5)如果K = 1/R1，那么重写等式(5)得I_in = -K * V。UT。(6)由于电流I_out镜像电流I_in，所以电流I_out等于电流I_in并且可由等式(5) 和等式(6)，以及通过图4中的406示例给出。在t2到t3时刻期间，图4中的407所示的斜坡信号312以正比于电流I_out的速度减小。斜坡信号312减小直至等于输入到第一比较器301同相输入端的标称电压V2。当斜坡信号312在t3时刻减小至标称电压V2时，第一比较器301的输出(如信号RAW_LDR_EN)变为高电平。当斜坡信号312在t3时刻减小至标称电压V2时，图4中的408所示的电感电流Iu处于零交叉(zero-crossing)状态。 因此，控制器102A不直接测量电感电流Iu，而是提供零交叉估算器估算电感电流Iu。如果SKIP信号在t3时刻也为高电平(例如从而激活SKIP状态)，那么与非门 311的输出(如图4中的404所示的LDR_EN信号)为低电平。因此，在t3到t4时刻期间，控制器102A处于SKIP状态。响应于图4中的403所示的低电平PWM信号以及图4中的404所示的低电平LDR_EN信号，高侧开关110和低侧开关112均截止且处于SKIP状态。 在一个实施例中，SKIP状态在以下情况发生当斜坡信号312减小至标称电压V2时，反馈电压VFB大于SLEW电压。然而，如果当斜坡信号312减小至标称电压V2时反馈电压VFB 小于或等于SLEW电压，与门322将触发器342置位以输出高电平PWM信号。换句话说，如果当斜坡信号312减小至标称电压V2时反馈电压VFB小于或等于SLEW电压，SKIP状态将不会出现。因此，在SKIP状态下(当高侧开关110和低侧开关112均截止时)，图4中的405 所示的切换节点122电压LX等于DC/DC转换器100A的输出电压VQUT。此外，如图4中的 406所示，在SKIP状态下，由于切换节点122电压减去输出电压Vqut再除以电阻器320的阻值等于零，流经电阻器320的电流I_in以及电流I_out等于零。在SKIP状态开始后，控制器102A保持高侧开关110和低侧开关112处于SKIP状态，直到反馈电压VFB指示的DC/DC转换器100A的输出电压Vqut下降至预设电压值，如 SLEW电压。在tl到t2时刻期间，高侧开关110导通，低侧开关112截止，反馈电压VFB增加， 斜率为正值。在t2到t3时刻期间，高侧开关110截止，低侧开关112导通，反馈电压VFB 减小，直至在t4时刻等于SLEW电压。在t3到t4时刻之间，高侧开关110和低侧开关112 均截止。反馈电压VFB此时减小的速度比在t2到t3时刻期间减小的速度快。在t4时刻， 第三比较器303(标识为CMP3)的输出为高电平。来自第三比较器303和第一比较器301 的高电平使与门322输出高电平，从而将触发器342置位，于是图4中的403所示的PWM信号转为高电平。在t4到t6时刻期间，将重复上述过程。图4中的401所示的反馈电压VFB 在t3到t4时刻期间减小率取决于负载电流。例如，反馈电压VFB在小负载电流情况下的减小率低于在较大负载电流情况下的减小率。因此，与较大负载电流情况下相比，在小负载电流情况下的控制器102A保持SKIP状态的时间更长。返回图3中，在t2到t3时刻期间或t5到t6时刻期间，可导通开关372以影响斜坡信号312的斜率，从而缩短T0FF_BUCK时间。与门323 (标识为G3)的输出控制开关372， 并且当与门323的输入均为高电平时导通开关372。此情况在反馈电压VFB小于SLEW电压使得第三比较器303的输出为高电平，并且触发器342的QB (反相)输出端为高电平时发生。换句话说，如果在斜坡信号312减小至标称电压V2之前，反馈电压VFB减小至SLEW电压，开关372被导通。与开关372截止的情况下相比，开关372导通情况下的T0FF_BUCK状态时间缩短了。这是因为与开关372截止的情况下相比，在开关372导通的情况下斜坡信号312在T0FF_BUCK状态下(如t2到t3时刻期间)的负值斜率会进一步地减小。更具体地说，在T0FF_BUCK状态期间，如果开关372导通，将有额外电流经过电阻器373流到地， 那么从缓冲器351输出端流出的电流I_in增加。因此，放电电流I_out增加，并且斜坡信号312从参考电压REF减小至标称电压V2所花的时间缩短。换句话说，T0FF_BUCK状态的时间缩短了。可通过选择电阻器373确定T0FF_BUCK状态被加速的比例。如果这种被加速的T0FF_BUCK状态不符合要求，控制器102A可以不包括开关372、电阻器373，和与门323。根据图3的实施例，在T0N_BUCK状态期间，得到如下等式dV312/dt = I_out/Cl = AV312/T0N。(7a)其中V312表示斜坡信号312的电压电平，Cl表示斜坡电容器308的电容值，AV312 表示电压电平V312在T0N_BUCK状态期间的变化量。由于电流I_in等于电流I_out，重写等式(7a)得I_in/Cl = AV312/T0N。(7b)基于等式(1)、(4)和(7b)，得到如下等式Δ Ili = ( Δ V312 * Cl)/(K * L)。(8)在每个T0N_BUCK状态期间，等式(8)中的电压变化量Δ V312可以为恒定值(如 等于参考电压REF减去标称电压V2)。因此，Δ Iu也可以为恒定值。同理，在T0FF_BUCK状态期间，得到如下等式dV312/dt = I_out/Cl = AV312/T0FF。(9a)等式(9a)中的Δ V312表示电压电平V312在T0FF_BUCK状态期间的变化量。重写等式(9a)得I_in/Cl = Δ V312/T0FF. (9b)基于等式(2)、(6)和(9b)，得到如下等式Δ Ili = ( Δ V312 * Cl)/(K * L) · (10)在每个T0FF_BUCK状态期间，等式(10)中的电压变化量Δ V312可以为恒定值(如 等于标称电压V2减去参考电压REF)。因此，电流变化量AIu也可以为恒定值。由于每个 T0N_BUCK状态期间的电压变化量Δ V312和每个T0FF_BUCK状态期间的电压变化量Δ V312其量值相等，所以每个T0N_BUCK状态期间的电流变化量△ Iu和每个T0FF_BUCK状态期间的电流变化量AIu其量值相等。换句话说，控制器102A是控制电感电流Iu具有恒定波幅的一种CRC控制器。在本实施例中，通过利用第三比较器303、与门322、与门323、触发器342、开关 372，以及电阻器373，控制器102A调节输出电压Vqut的平均电压Vave至目标输入端SLEW上的预期输出电压VSET。具体地说，在T0FF_BUCK状态期间，当斜坡信号312减小至标称电压 V2时，如果反馈电压VFB大于SLEW电压，那么平均电压Vave大于预期输出电压VSET。在此情况下，第三比较器303输出低电平经过与门322和触发器342保持PWM信号为低电平，直到反馈电压VFB减小至SLEW电压为止。因此，T0FF_BUCK状态的时间增长，从而减小P丽信号的占空比。平均电压Vave因而减小。如果在斜坡信号312减小至标称电压V2之前，反馈电压VFB减小至SLEW电压，那么平均电压Vave小于预期输出电压VSET。在此情况下，第三比较器303输出高电平给与门323以导通开关372。T0FF_BUCK状态的时间缩短，从而增加PWM 信号的占空比。平均电压Vave因而增加。结果，平均电压Vave被调节至预期输出电压^『图5为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器100B的示例性方框图。DC/DC转换器100B是图1中DC/DC转换器100的一种举例说明。在图1、图3和图5中标识相同的元件具有相似的功能。DC/DC转换器100B包括控制器102B。控制器102B包括连接至DC/ DC转换器100B切换节点122的电阻器520。控制器102B包括响应于流过电阻器520的电流提供斜坡信号512的斜波发生电路550。控制器102B还包括至少响应于斜坡信号512产生PWM信号的脉宽调制电路552。斜波发生电路550包括经过路径509与电阻器520串联的斜坡电容器508。运算放大器551 (标识为0A1)有一个连接至节点506的反相输入端，以及用于接收指示DC/DC 转换器100B输出电压(如预期输出电压Vset或输出电压Vqut)的反馈电压的同相输入端。 运算放大器551用作积分器。如果所述同相输入端接收输出电压VOT，电阻器520 —端(节点506)电压等于输出电压VQUT。流过电阻器520的电流也流过斜坡电容器508，对斜坡电容器508充电或者放电，从而控制斜坡信号512。斜坡信号512被提供给第一比较器501 (标识为CMP1)的同相输入端和第二比较器502(标识为CMP2)的反相输入端。标称电压V2被提供给第一比较器501的反相输入端。 参考电压REF被提供给第二比较器502的同相输入端。在一个实施例中，参考电压REF等于0. 01伏特，标称电压V2等于2. 5伏特。图6为根据本发明的一个实施例的示例性时序图600。以下将结合图5阐述图6 中的控制器102B的一些操作，包括斜坡信号512的产生过程。在tl到t2时刻期间，图6 中的601所示的PWM信号为高电平，602所示的LDR_EN信号也为高电平。因此，高侧开关 110导通，低侧开关112截止。在tl到t2时刻期间，由于切换节点122与的DC/DC转换器 100B的输入电压Vin连接，图6中的603所示的切换节点122电压LX等于输入电压VIN。在 tl到t2时刻期间，图6中的604所示的流过电阻器520并且流过斜坡电容器508的电流1_ in(或I (Cl))由等式(3)和(4)给出。响应于流过斜坡电容器508的电流，图6中的605 所示的斜坡信号512在tl到t2时刻期间减小。在tl到t2时刻期间，由于图6中的604 所示的电流I_in经由运算放大器551流过斜坡电容器508，斜坡信号512的斜率为负值。 斜坡信号512因而与图4中的斜坡信号312反相。此外，提供斜坡信号512的斜坡电容器 508的极性布置与提供图4所示的斜坡信号312的斜坡电容器308的极性布置相反。斜坡信号512减小直至等于输入到第二比较器502的同相输入端的参考电压REF。当斜坡信号512在t2时刻减小至参考电压REF时，第二比较器502的输出将触发器542复位。当触发器542在t2时刻位时，触发器542的Q(同相)输出为低电平，图6中的601所示的PWM信号因而为低电平。如图6中的606所示，第一比较器501输出的信号RAW_LDR_ EN在t2到t3时刻期间为低电平，所以与非门511(标识为Gl)的输出(如图6中的602 所示的LDR_EN信号)为高电平。因此，高侧开关110和低侧开关112在t2到t3时刻期间处于T0FF_BUCK状态(高侧开关110截止，低侧开关112导通)。当高侧开关110和低侧开关112在T0FF_BUCK状态时，由于切换节点122经过低侧开关112接地，图6中的603所示的切换节点122电压LX等于零。在t2到t3时刻期间，图6中的604所示的流过电阻器520并且流过斜坡电容器 508的电流1_化(或1((1))由等式(5)和(6)给出。那么，斜坡信号512以正比于电流1_ in和I(Cl)的速度增加，直到在t3时刻等于标称电压V2。在t3时刻，第一比较器501的输出(如图6中的606所示的信号RAW_LDR_EN)转为高电平。如果SKIP信号在t3时刻也为高电平(如=SKIP状态被激活)，与非门511的输出(如图6中的602所示的LDR_EN 信号)为低电平。在t3时刻，如果反馈电压VFB大于SLEW，与门522(标识为G2)接收来自第三比较器503(标识为CMP； )的低电平并且输出低电平给触发器M2，以保持PWM信号为低电平。因此，在t3到t4时刻期间，控制器102B处于SKIP状态。响应于图6中的601 所示的低电平PWM信号和图6中602所示的低电平LDR_EN信号，高侧开关110和低侧开关112均截止。然而，如果当斜坡信号512增加至标称电压V2时反馈电压VFB小于或等于 SLEW电压，SKIP状态不发生而是直接进入T0N_BUCK状态。因此，在SKIP状态下(当高侧开关110和低侧开关112均截止时)，图6中的603 所示的切换节点122电压LX等于DC/DC转换器100B的输出电压VQUT。此外，流过电阻器520 和斜坡电容器508的电流在SKIP状态下为零。控制器102B保持高侧开关110和低侧开关 112处于SKIP状态直到图6中的607所示的反馈电压VFB所指示的DC/DC转换器100B的输出电压Vott下降至预设电压值(如SLEW电压)。当这种情况在t4时刻发生时，图5的第三比较器503的输出转为高电平。来自第三比较器503和第一比较器501的高电平使图 5中的与门522输出高电平，将触发器542置位，从而使得图6中的601所示的PWM信号转为高电平。在t4到t6时刻期间，将重复上述过程。控制器102B是控制电感电流Iu具有恒定波幅的一种CRC控制器。具体地说，在 T0N_BUCK状态下，得到如下等式I_in = Cl * (dV508/dt) = Cl * (_dV512/dt) = Cl * (- Δ V512/T0N)。(11)等式(11)中的V5tl8表示横跨斜坡电容器508的电压，V512表示斜坡信号512的电压电平，Cl表示斜坡电容器508的电容值，AV512表示电压电平V512在T0N_BUCK状态期间的变化量。基于等式(1)、⑷和(11)，得到如下等式Δ Ili =-(AV512 * C1)/(K * L)。(12)等式(12)中的Δ Ili表示电感电流Iu在T0N_BUCK状态期间的变化量。同理，在 T0FF_BUCK状态下，得到如下等式I_in = Cl * (dV508/dt) = Cl * (_dV512/dt) = Cl * (-Δ V512/T。FF)。(13)等式(13)中的ΔV512表示电压电平V512在TOFF_BUCK状态期间的变化量。基于等式(2)、(6)和(13)，得到如下等式
Δ Ili =-(AV512 * C1)/(K * L)。(14)等式(14)中的Δ Ili表示电感电流Iu在T0FF_BUCK状态期间的变化量。由于每个T0N_BUCK状态期间的电压变化量Δ V512和每个T0FF_BUCK状态期间的电压变化量Δ V512 其量值相等，所以每个T0N_BUCK状态期间的电流变化量Δ Ili和每个T0FF_BUCK状态期间的电流变化量AIu其量值相等。此外，类似于图3中的控制器102A，在图5中，当输出电压Vqut的平均电压Vave小于SLEW端上的预期输出电压Vset时，控制器102B增加PWM信号的占空比。当平均电压Vave 大于SLEW端上的预期输出电压Vset时，控制器102B减小PWM信号的占空比。结果，控制器 102B调节输出电压Vqut的平均电压Vave至预期输出电压VSET。图7为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器100C的示例性方框图。图7实施例中的DC/DC转换器100C是一种升压转换器。DC/DC转换器100C包括控制器102C、驱动电路704、以及连接至电感器714的高侧开关110和低侧开关112。控制器102C用于产生控制信号给驱动电路704，以驱动高侧开关110和低侧开关112。控制器102C调节DC/DC 转换器100C的占空比以控制高侧开关110和低侧开关112，从而控制流过电感器714的电感电流Iw以及DC/DC转换器100C的输出电压VQUT。控制器102C通过改变PWM信号占空比的方式，利用PWM信号控制高侧开关110和低侧开关112的状态。在一个实施例中，如果PWM信号为高电平，那么低侧开关112导通，高侧开关110 截止。高侧开关110和低侧开关112的这种状态被称为“switch ON”状态或者“T0N_B00ST” 状态。此状态下的电感器714经过切换节点122接地。因此，电感电流Iw从输入端(如图7中输入电压Vin的那端)流过电感器714流向地，并且增加。如果PWM信号为低电平并且HDR_EN信号为高电平，那么低侧开关112截止，高侧开关110导通。高侧开关110和低侧开关112的这种状态被称为“switch OFF”状态或者“T0FF_B00ST”状态。在DC/DC转换器100C(升压转换器)中，此状态下的横跨电感器714的净电压为负。那么，电感电流Iw 在T0FF_B00ST状态下减小。因此，PWM信号的占空比确定T0N_B00ST状态的时间Tm以及 T0FF_B00ST状态的时间Τ_。类似于降压转换器，控制器102C利用斜坡信号712辅助产生 PWM信号。控制器102C包括脉宽调制电路752和斜波发生电路750。脉宽调制电路752包括第一比较器701 (标识为CMP1)、第二比较器702 (标识为CMP》、第三比较器703 (标识为 CMP3)、与门722 (标识为G2)、与非门723 (标识为Gl)，以及锁存器742。第一比较器701提供输入给与门722和与非门723。与门722接收第三比较器703的输出，然后产生一个输入给锁存器742。锁存器742提供输入给(可能在脉宽调制电路752外围)的驱动电路704 和与门725(标识为G3)。脉宽调制电路752接收来自斜波发生电路750的斜坡信号712， 并且响应于斜坡信号712产生PWM信号。斜波发生电路750包括运算放大器751 (标识为 0A1)和斜坡电容器708，并且如下所述地对流过电阻器720和电阻器771的电流作出响应。控制器102C还包括开关713和与门725，与门725的输入分别与脉宽调制电路752 中第三比较器703的输出和锁存器742的反相输出连接。控制器102C还包括与DC/DC转换器100C的切换节点122串联的电阻器720和电阻器771。电阻器720与电阻器771串联可看作一个等效电阻器具有等于R1+R2的电阻值R。 在一个实施例中，Rl可以等于R/6，R2则等于5女R/6。斜波发生电路750还包括与电阻
14器720和电阻器771串联的斜坡电容器708。运算放大器751的反相输入端连接至与串联的电阻器720和电阻器771相关的节点706，运算放大器751的同相输入端接收指示DC/DC 转换器100C的输入电压Vin的反馈信号。运算放大器751用作积分器。流过电阻器720和电阻器771的电流也流过斜坡电容器708对斜坡电容器708充电或者放电，从而控制斜坡信号712。斜坡信号712被提供给第一比较器701的反相输入端和第二比较器702的同相输入端。标称电压V2被提供给第一比较器701同相输入端。参考电压REF被提供给第二比较器702的反相输入端。在一个实施例中，参考电压REF等于2. 5伏特，标称电压V2等于 0.01伏特。在T0FF_B00ST状态下，PWMB信号为高电平，如果输出电压Votit小于VSLEW电压，与门725输出高电平。于是，开关713导通，减小电阻值R。斜坡信号712快速地减小至标称电压V2，使得第一比较器701的输出变为高电平，从而将锁存器742置位。PWMB信号则变为低电平，从而截止开关713。图8为根据本发明的一个实施例描述图7中的控制器102C的操作过程的示例性时序图800。本实施例中，在tl到t2时刻期间，图8中的801所示的PWM信号和图8中的 802所示的HDR_EN信号为高电平。因此，低侧开关112导通，高侧开关110截止。在tl到 t2时刻期间，图8中的803所示的切换节点122电压LX为零。如图8中的804所示，在tl 到t2时刻期间，流过电阻器720、电阻器771和斜坡电容器708的电流I(C)由下式给出I(C) = -Vin/R = -Vin * K。(15)响应于流过斜坡电容器708的电流I (C)，图8中的805所示的斜坡信号712在tl 到t2时刻期间增加。在tl到t2时刻期间，由于图8中的804所示的电流I (C)经由运算放大器751流过斜坡电容器708，例如从运算放大器751的输出端流到斜坡电容器708，斜坡信号712的斜率为正。一旦在t2时刻将锁存器742复位，锁存器742的Q(同相)输出变为低电平，因此图8中的801所示的PWM信号为低电平。当高侧开关110和低侧开关112处于T0FF_B00ST 状态时，图8中的803所示的切换节点122电压LX等于输出电压VOTT。这是因为切换节点 122经由高侧开关110与输出电压Vott连接。在t2到t3时刻期间，图8中的804所示的流过电阻器720和电阻器771的电流 I(C)由下式给出I(C) = (Vout-Vin)/R= (Vout-Vin) * K。(16)在t2到t3时刻期间，斜坡信号712以正比于电流I(C)的速度减小。斜坡信号 712减小直至等于输入到第一比较器701的同相输入端的标称电压V2。当斜坡信号712在 t3时刻减小至标称电压V2时，第一比较器701的输出为高电平。类似于图5中的斜坡信号 512和电感电流Iu，当图7中的斜坡信号712在t3时刻减小至标称电压V2时，电感电流Iw 的处于零交叉(zero-crossing)状态。因此，控制器102C不直接测量电感电流Ι 7，而是提供零交叉估算器估算电感电流Iw。控制器102C是控制电感电流Iw具有恒定波幅的一种CRC控制器。具体地说，在 T0N_B00ST状态下，得到如下等式dIL7/dt = Vin/L = Δ IL7/T0No (17)
等式(17)中的八、表示电感电流、在1~(^_800511状态期间的变化量。此外，还得到如下等式I(C) =C* (dV708/dt) =C* (-dV712/dt) =C* (-AV712ZTJ。(18)等式(18)中的V7tl8表示横跨斜坡电容器708的电压，V712表示斜坡信号712的电压电平，C表示斜坡电容器708的电容值，AV712表示V712在T0N_B00ST状态期间的变化量。 基于等式(15)、(17)和(18)，得到如下等式Δ Iw = (AV712 * C)/(K * L)。(19)同理，在T0FF_B00ST状态下，得到如下等式dIL7/dt = (Vin-Vout)/L = Δ IL7I/T。FF。(20)等式00)中的Δ Il7表示电感电流Iw在T0FF_B00ST状态期间的变化量。此夕卜， 还得到如下等式I(C) =C* (dV708/dt) =C* (-dV712/dt) =C* (-Δ V712/T。FF)。(21)等式中的八、2表示、2在110 _800511状态期间的变化量。基于等式(16)、 (20)和(21)，得到如下等式Δ Il7 = ( Δ V712 * C)/(K * L)。(22)由于每个T0N_B00ST状态期间的Δ V712和每个T0FF_B00ST状态期间的Δ V712其量值相等，所以每个T0N_B00ST状态期间的电流变化量△ Iw和每个T0FF_B00ST状态期间的
电流变化量△ Iw其量值相等。此外，类似于图3中的控制器102A和图5中的控制器102B，图7中的控制器102C
在输出电压Vott的平均电压Vave小于目标输入端SLEW上的预期输出电压Vset时增加PWM信号的占空比。控制器102C在输出电压Vqut的平均电压Vave大于目标输入端SLEW上的预期输出电压Vset时减小PWM信号的占空比。结果，控制器102C将输出电压Vqut的平均电压Vave 调节至预期输出电压Vset。具体地说，在T0FF_B00ST状态下，如果当斜坡信号712减小至标称电压V2时，输出电压Vqut仍然大于VSLEW电压，第三比较器703输出低电平，经过与门722和锁存器742 保持P丽为低电平，直至输出电压Vott减小至VSLEW电压。于是，T0FF_B00ST状态的时间增加，从而减小PWM信号的占空比。如果在斜坡信号712减小至标称电压V2之前，输出电压Vqut减小至VSLEW电压，第三比较器703输出高电平经由与门725导通开关713，从而减小节点706和切换节点122之间路径的电阻值。流过斜坡电容器708的电流I (C)增加，从而缩短了 T0FF_B00ST状态的时间。于是PWM信号的占空比增加。结果，输出电压Vott的平均电压Vave被调节至VSLEW电压。图9为根据本发明的一个实施例的电流控制的示例性方法流程图900。如流程图 900所示，包括步骤902，响应于流过连接至DC/DC转换器的切换节点的电阻的电流产生斜坡信号，其中，所述切换节点与所述DC/DC转换器的高侧开关和低侧开关连接。步骤904，响应于所述斜坡信号产生PWM信号。本发明提供了一种DC/DC转换器(如降压转换器、升压转换器)用于将输入电压 Vin转换为输出电压VQUT。举例说明，图3和图5提供降压DC/DC转换器100A和DC/DC转换器100B，图7提供了升压DC/DC转换器100C。所述DC/DC转换器包括CRC控制器(如控制器102A、控制器102B，或控制器102C)，用于产生斜坡信号以控制DC/DC转换器的输出电流(如电感电流Iu或电感电流I」。可利用控制电流(如电流I_out或电流KC))对斜坡电容器(如斜坡电容器308、斜坡电容器508，或斜坡电容器708)充电或者放电，以产生斜坡信号，使得斜坡信号以正比于所述控制电流的速度变化。此外，电感电流(如电感电流Iu或电感电流Iw)以正比于横跨电感器(如电感器114或电感器714)的电压的速度变化。由于所述控制电流正比于横跨所述电感器的电压；见等式⑷、(6)、(15)和(16)， 所以斜坡信号正比于电感电流。因此，有利的是，可通过控制所述斜坡信号的波幅恒定控制所述电感电流的波幅恒定。另外，图IA中的带宽较窄的运算跨导放大器156被省去了，使得CRC控制器更准确地控制DC/DC转换器的输出。其次，具有较高电容值并且较大体积的电容器158也被省去了。CRC控制器102A、控制器102B，或控制器102C中的所有元件可以集成到单一芯片中。此外，传统控制器中的振荡器也被省去了，从而减少功耗。用于调节控制电流正比于横跨电感器的电压的方法包括控制横跨电阻器(如电阻器320、电阻器520，或电阻器720-771)的电压等于或正比于横跨电感器的电压。举例说明，电阻器有第一端和第二端，电感器有第一端和第二端。电阻器的第一端与电感器的第一端连接在同一个节点上(如切换节点122)。电阻器的第二端电压被控制至约等于电感器的第二端电压。在图3、图5和图7的实施例中，DC/DC转换器100A、DC/DC转换器100B和 DC/DC转换器100C分别包括缓冲器351、运算放大器551，和运算放大器751。运算放大器将电感器的第二端电压转移到电阻器的第二端上。然而，可利用各种方法或手段控制电阻器的第二端电压约等于电感器的第二端电压。图IOA为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器1000的示例性方框图。在图 IOA的实施例中，DC/DC转换器1000是一种升压转换器，用于将低侧端1088上的输入电压 Vin转换成高侧端1086上的输出电压VQUT。如图IOA所示，DC/DC转换器1000包括控制器 1002、驱动器1004、包括高侧开关1010和低侧开关1012的开关电路，以及能量存储元件 (例如电感器1014)。在图IOA的实施例中，电感器1014和高侧端1086之间的高侧路径包括高侧开关 1010，电感器1014和地之间的低侧路径包括低侧开关1012。然而，在一个可替换的实施例中，高侧开关1010由二极管取代。所述能量存储元件可以是但不限一种电感器1014。电感器1014包括连接至高侧开关1010和低侧开关1012之间的切换节点1022的第一端1013， 以及连接至低侧端1088的第二端1015。电感器1014用于提供DC/DC转换器1000的输出
. Vqut Ο控制器1002包括使能输出端EN用于提供高侧开关使能(简称为HDR_EN)信号 1082，控制输出端PWM用于提供PWM信号1084。控制器1002还包括输入端LX用于接收电感器1014的第一端1013上的电压，输入端VFBl用于接收电感器1014的第二端1015上的反馈电压，以及输入端VFB2用于接收高侧端1086上的输出电压VQUT。控制器1002还包括输入端SKIP用于接收控制HDR_EN信号1082是否有效的SKIP信号。此外，控制器1002还可以包括输出端VREF和输入端SLEW。在一个实施例中，输入端SLEW设置输出电压Vott的期待值或者目标值。在图IOA的实施例中，连接至输入端SLEW的电容器10 基于电阻分压器(如图10所示的电阻器IOM和电阻器10 )的阻值比率以及输出端VREF的电压被充电，从而提供预设电压Vpke给输入端SLEW。然而，本发明不局限于此；其他可替换的方法也可用于对电容器10 充电，以产生预设电压Vpke给输入端SLEW。在一个实施例中，当高侧开关1010截止低侧开关1012导通时，电感器1014的第一端1013经由低侧开关1012接地，并且横跨电感器1014的净电压为正(例如等于Vin)。 流经电感器1014的电感电流Iutl以正比于横跨电感器1014的电压(例如等于Vin)的速度增加。得到如下等式dIL10/dt = Vin/L0 (23)其中，L表示电感器1014的电感值。当高侧开关1010导通低侧开关1012截止时， 电感器1014的第一端1013经由高侧开关1010与高侧端1086连接，并且横跨电感器1014 的净电压为负(例如等于Vin-Vqut)。电感电流Iutl以正比于横跨电感器1014的电压(例如等于Vin-Vott)的速度减小。得到如下等式dIL10/dt = (Vin-Vout)/L0 (24)在本实施例中，电感电流Iutl为波纹电流。当高侧开关1010导通低侧开关1012截止时，电感电流Iutl流入高侧端1086。连接在高侧端1086和地之间的能量存储单元(如 输出电容1016)被电感电流Iutl充电，并且提供输出电压VOT。通过交替地导通和截止高侧开关1010和低侧开关1012，控制器1002调节输出电压Vqut或者输出电压Vqut的平均电压 Vave至目标电压VTAKeET。此外，控制器1002控制电感电流Iutl具有趋于恒定的波幅。因此， DC/DC转换器1000的输出电压Vqut更加稳定。控制器1002产生诸如HDR_EN信号1082和PWM信号1084的控制信号给驱动器 1004，以控制/驱动高侧开关1010和低侧开关1012。举例说明，高侧开关1010可被高电平信号导通，低电平信号截止。同理，低侧开关1012可被高电平信号导通，低电平信号截止。 通过控制HDR_EN信号1082和PWM信号1084的逻辑电平，可控制高侧开关1010和低侧开关1012的状态。图11中的表格1100描述了响应于HDR_EN信号1082和PWM信号1084，高侧开关 1010和低侧开关1012的状态变化。以下将结合图IOA对表格1100进行描述。如表格1100所示，当HDR_EN信号和P丽信号为高电平时(即HDR_EN = 1且PWM =1)，高侧开关1010截止低侧开关1012导通。此状态称为T0N_B00ST状态。当HDR_EN信号为低电平PWM信号为高电平时(即HDR_EN = 0且PWM = 1)，高侧开关1010截止低侧开关1012导通。因此，高侧开关1010和低侧开关1012仍处于T0N_B00ST状态。在T0N_B00ST 状态下，电感器1014的第一端1013接地，横跨电感器1014的电压等于Vin，并且电感电流 Ilio增加。当HDR_EN信号为高电平PWM信号为低电平时(即HDR_EN = 1且PWM = 0)，高侧开关1010导通低侧开关1012截止。此状态称为T0FF_B00ST状态。在T0FF_B00ST状态下，电感器1014的第一端1013与高侧端1086连接，横跨电感器1014的电压等于Vin-Vqut, 并且电感电流Iuq减小。当HDR_EN信号和P丽信号为低电平时(即HDR_EN = 0且P丽= 0)，高侧开关1010和低侧开关1012截止。此状态称为SKIP状态。在SKIP状态下，电感器 1014的第一端1013悬空(例如没有接高侧端1086也没有接地)，并且横跨电感器1014 的电压为零。电感电流Iutl也为零。图IOB为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器1000’的示例性方框图。图 IOA和IOB中标识相同的元件具有相似的功能。如图IOB所述，控制器1002包括斜坡信号发生器1030、PWM信号发生器1040，以及反馈电路1070。斜坡信号发生器1030包括能量存
18储单元(如斜坡电容器1008)和阻性元件(如电阻器1020)。斜坡电容器1008连接在地和PWM信号发生器1040之间。电阻器1020的第一端1023与电感器1014的第一端1013 连接，电阻器1020的第二端1025经过方法/电路1018与斜坡电容器1008连接。斜坡信号发生器1030提供流过电阻器1020的控制电流Iatl以控制存储在斜坡电容器1008中的电能。斜坡信号发生器1030还基于存储在斜坡电容器1008中的电能产生斜坡信号1032 (例如横跨斜坡电容器1008的电压)。包括PWM信号发生器1040和方法/ 电路1018在内的控制电路通过调节电阻器1020 —端电压控制控制电流Iatl使其指示(例如线性正比于)横跨电感器1014的电压。所述控制电路还基于斜坡信号1032控制流经电感器1014的电感电流Iutl在预设范围内。更具体地说，在本实施例中的，电阻器1020的第一端1023电压V1㈣等于电感器 1014的第一端1013电压V1(113。方法/电路1018控制电阻器1020的第二端1025电压Vltl25 等于电感器1014的第二端1015电压V1(115。因此，横跨电阻器1020的电压约等于横跨电感器1014的电压。于是，流经电阻器1020的控制电流Iatl线性正比于横跨电感器1014的电压Vicil3-Vltll5，并且由下式给出IC1Q = (V1013-V1015)/Repo Rkp表示电阻器1020的阻值。方法 /电路1018可装置在PWM信号发生器1040里面，或者斜坡信号发生器1030里面，或者PWM 信号发生器1040和斜坡信号发生器1030的组成电路里面，又或者装置在PWM信号发生器 1040和斜坡信号发生器1030的外面。控制电流Iatl控制存储在斜坡电容器1008中的电能以调节斜坡信号1032(例如 横跨斜坡电容器1008的电压)。举例说明，在T0N_B00ST状态下，控制电流Iatl由下式给出Icio= (V皿3-V皿5)/Rrp= (O-Vin)/RKP。^5)于是得到如下等式Icio = Ckp * dVEP/dt = _Vin/Rkp。( )其中，Ckp表示斜坡电容器1008的电容值，Vkp表示斜坡信号1032的电压电平。因此，在T0N_B00ST状态下，控制电流Ieitl对斜坡电容器1008放电以减小斜坡信号1032。同理，在T0FF_B00ST状态下，控制电流Iatl由下式给出Icio= (V皿3-V皿5)/Rrp= (Vout-Vin)/Rrp。(27)于是得到如下等式Icio = Ckp * dVEP/dt = (Vout-Vin)/Rkp。( )因此，在T0FF_B00ST状态下，控制电流Ieitl对斜坡电容器1008充电以增加斜坡信号 1032。基于等式03)和( )，得到如下等式Δ IL10/T。N = VIN/L ；和CKP* AVkp/T0N = _Vin/Rkp。(29b)等式和中的Δ Ilio表示电感电流Iutl在T0N_B00ST状态期间的变化量，Δ Vkp表示电压电平Vkp在T0N_B00ST状态期间的变化量，Ton表示T0N_B00ST状态的时间。基于等式(29a)和09b)，得到如下等式Δ Ilio = -Ckp * AVkp * &P/L。(30)同理，基于等式(24)和(观)，得到如下等式
Δ IL10/T0FF = (Vin-Vout)/L ；和(31a)Ckp * Δ VKP/T。FF = (Vout-Vin)/Rkp。(31b)等式(31a)和(31b)中的Δ Iutl表示电感电流Iutl在T0FF_B00ST状态期间的变化量，Δ Vep表示电压电平Vkp在T0FF_B00ST状态期间的变化量，Toff表示T0FF_B00ST状态的时间。基于等式(31a)和(31b)，得到如下等式Δ Ilio = -Ckp * Δ Vkp * &P/L。(32)PWM信号发生器1040基于斜坡信号1032控制高侧开关1010和低侧开关1012这一对开关，从而控制流经电感器1014的电感电流IU(1。具体地说，PWM信号发生器1040产生PWM信号1084以控制高侧开关1010和低侧开关1012。PWM信号发生器1040还控制PWM 信号1084的状态，使得斜坡信号1032具有趋于恒定的波幅。基于等式(30)和(32)，控制器1002通过控制斜坡信号1032的电压变化量Δ Vkp趋于恒定以控制电感电流Iutl的电流变化量Δ Ilio趋于恒定。因此，控制器1002是一种CRC控制器。此外，PWM信号发生器1040基于斜坡信号1032控制高侧开关1010和低侧开关 1012这一对开关，从而控制DC/DC转换器1000，的输出电压VQUT。具体地说，反馈电路1070 经由输入端VFB2接收输出电压VOT，并且产生指示输出电压Vott的反馈信号(如反馈电压 Vfb)给PWM信号发生器1040。PWM信号发生器1040还基于反馈电压Vfb控制PWM信号1084 的占空比。举例说明，PWM信号发生器1040在输出电压Vqut的平均电压Vave小于目标电压 Vtaeget时增加PWM信号1084的占空比，在平均电压Vave大于目标电压Vtaket时减小PWM信号 1084的占空比。输出电压Vqut的平均电压Vave因而被调节至目标电压VTAKeET。图12为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器1000A示例性电路图。在图10A、 图IOB和图12中标识相同的元件具有相似的功能。如图12所示，控制器1002A包括斜坡信号发生器1030A、PWM信号发生器1040A，以及反馈电路1070。斜坡信号发生器1030A包括电阻器1020、斜坡电容器1008、开关1232和开关 12；34。电阻器1020的第一端1023与电感器1014的第一端1013连接，电阻器1020的第二端1025经由开关1234与斜坡电容器1008连接。图12实施例中的电阻器1020包括相互串联的次电阻器1220和次电阻器1221。开关1232与次电阻器1221的两端连接。电阻器 1020的阻值RRP等于次电阻器1220的阻值Rkpci加上次电阻器1221的阻值RKP1。PWM信号发生器1040A包括比较器1201(标识为CMP1)、比较器1202(标识为 CMP2)、偏移电路1242、偏移电路1252、SR触发器1M8、SR触发器1258、逻辑与门1262(^ 识为Gl)、逻辑与门1沈4(标识为G2)，以及比较器1203(标识为CMP3)。如图12所示，比较器1201的反相输入端和比较器1202的同相输入端与斜坡电容器1008连接，并且经由开关 12；34与电阻器1020的第二端1025连接。比较器1201的同相输入端经由偏移电路1242与电感器1014的第二端1015连接。比较器1202的反相输入端经由偏移电路1252与电感器 1014的第二端1015连接。比较器1203包括与反馈电路1070连接的反相输入端，与提供预设电压Vpke的电压源(未显示在图12中)连接的同相输入端，以及与逻辑与门1262和逻辑与门1264连接的输出端。SR触发器1248的复位端R与比较器1201输出端连接，置位端 S与逻辑与门1262输出端连接，同相输出端Q与控制器1002A控制输出端PWM连接，反相输出端QB与逻辑与门1264输入端连接。SR触发器1258的复位端R与SR触发器1248同相输出端Q连接，置位端S与比较器1202输出端连接，同相输出端Q与逻辑与门1262输入端连接，反相输出端QB与控制器1002A的使能输出端EN连接。逻辑与门1262的输入端与 SR触发器1258的同相输出端Q和比较器1203的输出端连接，输出端与SR触发器1248的置位端S连接。逻辑与门1264的输入端与SR触发器1248的反相输出端QB和比较器1203 的的输出端连接，输出端与开关1232的控制端连接。此外，SR触发器1258的反相输出端 QB与开关1234的控制端连接。本实施例中，比较器1201接收来自偏移电路1242的参考电压\，并且通过将斜坡信号1032和参考电压\比较输出信号给SR触发器1248。比较器1201在斜坡信号1032 不大于参考电压\的时候输出高电平信号，在斜坡信号1032大于参考电压\的时候输出低电平信号。比较器1202接收来自偏移电路1252参考电压Vh (VH > Vl)，并且通过将斜坡信号1032和参考电压Vh比较输出信号给SR触发器1258。比较器1202在斜坡信号1032 不小于参考电压Vh的时候输出高电平信号，在斜坡信号1032小于参考电压Vh的时候输出低电平信号。本实施例中的SR触发器1248可由输入信号(如置位信号或者复位信号)的上升沿触发。举例说明，如果SR触发器1248的置位端S上出现置位信号的上升沿，SR触发器1248的同相输出端Q置为高电平并且反相输出端QB置为低电平。如果SR触发器1248 的复位端R上出现复位信号的上升沿，SR触发器1248的同相输出端Q置为低电平并且反相输出端QB置为高电平。如果置位端S和复位端R均为低电平，那么SR触发器1248的同相输出端Q和反相输出端QB的逻辑电平保持不变直到SR触发器1248输入信号上升沿的出现。控制器1002A通过将斜坡信号1032和参考电压\以及斜坡信号1032和参考电压Vh比较控制斜坡信号1032的波幅以及电感电流Iutl的波幅趋于恒定。更具体地说，PWM 信号发生器1040A根据斜坡信号1032和参考电压Vl以及斜坡信号1032和参考电压Vh的比较控制PWM信号1084占空比。当斜坡信号1032减小至参考电压\时，比较器1201输出高电平将SR触发器1248复位，使其输出低电平PWM信号1084。于是斜坡信号1032增加。当斜坡信号1032增加至时参考电压VH，比较器1202输出高电平信号，经由SR触发器 1258、逻辑与门1262和SR触发器1248将PWM信号1084置为高电平。于是斜坡信号1032 减小。那么，斜坡信号1032有等于参考电SVh的最大值和等于参考电压\的最小值。所以电感电流Iutl也有最大值和最小值(例如电感电流Iutl处在基于斜坡信号1032的预设范围内)。斜坡信号1032的波幅等于参考电压\和参考电压Vh之差。差值为恒定， 使得斜坡信号1032的波幅恒定。结果电感电流Iutl的波幅也恒定。在图12的实施例中，用于控制电阻器1020的第二端1025电压Vlt^趋于电感器 1014的第二端1015电压Vltll5的方法/电路包括比较器1201、比较器1202、偏移电路1242, 以及偏移电路1252。具体地说，比较器1201将电压Vlte5和参考电压\比较，从而控制电压 V1025不小于参考电压\。比较器1202将电压Vltl25和参考电压Vh比较，从而控制电压Vltl25 不大于参考电压VH。横跨偏移电路1242的预设电压为Vsi，横跨偏移电路1252的预设电压为Vs2。那么，提供给比较器1201的参考电压\等于电压Vltll5减去预设电压Vsi (如
=V1015-Vsi)，提供给比较器1202的参考电压Vh等于电压Vltll5加上预设电压Vs2 (如VH = V1015+VS2)。在一个实施例中，横跨偏移电路1242的预设电压Vsi和横跨偏移电路1252的预设电压Vs2基本恒定。在一个实施例中，预设电压Vsi和预设电压^2可以相等(如:VS1 =Vs2)，使得电压Vltll5处在参考电压\和参考电压Vh的中间。此外，与电压Vltll5相比，预设电压Vsi和预设电压Vs2相对比较小且可以省略不计，使得在参考电压\ (如:VL = V1015-Vsi)到参考电压Vh (如VH = V1015+VS2)范围内变化的电压Vlffi5被认为约等于电压V1Q15。在图12实施例中的偏移电路1242包括阻值为Rsi的电阻器1246。偏移电路1242 还包括提供流经电阻器1246的预设电流Isi的电流源1M4，使得电阻器1246上有预设电压Vsi (如VS1 = Isi * I S1)。同理，偏移电路1252包括阻值为I S2的电阻器1256。偏移电路1252还包括提供流经电阻器1256的预设电流Is2的电流源1254，使得电阻器1256上有预设电压Vs2(如VS2 = Is2女&2)。然而，本发明不局限于此；其他可替换的方法也可用于产生横跨偏移电路1242和偏移电路1252的预设电压。在图12的实施例中，比较器1201和比较器1202控制斜坡信号1032具有恒定波幅，并且控制电压Vlte5趋于电压V1(115。然而，在另一个实施例中，斜坡信号1032和电压Vltl25 由不同的比较器控制。如，一个或多个比较器控制斜坡信号1032具有恒定波幅。其他的一个或多个比较器控制电压Vlffi5趋于电压V1Q15。在这样的实施中，斜坡信号1032的范围和电压V—的范围可以相同或者不同。在这样的实施中，可以利用电流控制电流源(如图3中的电路324)产生等于流经电阻器1020的电流的控制电流，以控制斜坡电容器1008。反馈电路1070包括连接在高侧端1086和地之间的电阻分压器(如图12中所示的电阻器1272和电阻器1274)。输出电压Vott以及电阻器1272和电阻器1274的阻值确定反馈电压VFB。然而，本发明不局限于此；其他可替换的方法也可用于产生指示输出电压Vott 的反馈信号。如图12所示，比较器1203通过将反馈电压Vfb和预设电压Vpke比较输出信号1260 给逻辑与门1262和逻辑与门1沈4。信号1260称为“PULSE”信号。逻辑与门1264输出信号 1236以控制连接至次电阻器1221的开关1232。信号1236称为“加速”信号或者“ACCEL” 信号。开关1232称为“加速”开关。此外，连接在电阻器1020和斜坡电容器1008之间的开关1234称为“延时”开关。通过利用比较器1203、逻辑与门1沈2、逻辑与门1沈4、加速开关1232、延时开关1234、SR触发器1M8，以及SR触发器1258，输出电压Vqut的平均电压Vave 被调节至目标电压Vtaket。更具体地说，一方面，如果平均电压Vave小于目标电压Vtaket，比较器1203输出高电平PULSE信号1沈0，经由逻辑与门1264将ACCEL信号1236置为高电平。 因此，加速开关1232被导通以增加PWM信号1084的占空比从而增加平均电压VAVE。在另一方面，如果平均电压Vave大于目标电压Vtai ；ET，比较器1203输出低电平PULSE信号1260。低电平PULSE信号1260经由逻辑与门1262和SR触发器1248将PWM信号1084保持为低电平，并且保持延时开关1234截止，使得PWM信号1084的占空比减小从而减小平均电压VAVE。 以下将结合图13描述关于输出电压Vot的平均电压Vave的调节过程。图13为根据本发明的一个实施例的与图12的DC/DC转换器1000A相关的信号 (如电感电流IUQ、输出电压Vqut、斜坡信号1032、PULSE信号U60、HDR_EN信号1082、ACCEL 信号1236，以及PWM信号1084)的示例性时序图1300。在图13的实施例中，控制器1002A 的操作包括不同模式，例如占空比减小模式、占空比正常模式，以及占空比增加模式。举例说明，图13中的输出电压Vott以预设电平V’ _皿为参考电平上下波动。在占空比正常模式下(如:tj到tJ+4时刻期间)，当斜坡信号1032增加至参考电压Vh时(如在tJ+2时刻)， 输出电压Vott减小至预设电平V’ TAKeET。输出电压Vott的平均电压Vave等于目标电压VTAKeET。在本实施例中，目标电压Vtamet约等于预设电平V’ TAKeET。在占空比减小模式下(如、到 ti+4时刻期间)，当斜坡信号1032增加至参考电压Vh时(如在ti+2时刻)，输出电压Vout大于预设电平V’tak;et。平均电压Vave大于目标电压Vtamet。那么，控制器1002A减小PWM信号 1084的占空比以减小平均电压Vaveo在占空比增加模式下(如:tk到tk+3时刻期间)，在斜坡信号1032增加至参考电压Vh之前输出电压Vqut减小至预设电平V’ ΤΑκ;ΕΤ (如在tk+2时刻)。平均电压Vave小于目标电压Vtamet。那么，控制器1002A增加PWM信号1084的占空比以增加平均电压￥_。如图13所示的实施例中，在占空比正常模式下(如々到tj+4时刻期间)，ACCEL 信号1236为低电平，HDR_EN信号1082为高电平。PULSE信号1沈0与P丽信号1084同相。 例如，PULSE信号1260在P丽信号1084为高电平时为高电平，在P丽信号1084为低电平时为低电平。斜坡信号1032和电感电流Iutl具有锯齿波形。由于斜坡信号1032的波幅恒定，电感电流Iutl的波幅恒定。输出电压Vott以预设电平V’TAKeET为参考电平上下波动，但是输出电压Vott的平均电压Vave等于目标电压V
TARGET°更具体地说，在占空比正常模式的T0N_B00ST状态下(如t」到、爿时刻期间)，电感电流Iu。依据等式增加，斜坡信号1032依据等式06)减小。此外，输出电压V-减小。响应于PWM信号1084的上升沿(如在、时刻)，SR触发器1258将HDR_EN信号1082 置为高电平。在T0N_B00ST状态期间，由于斜坡信号1032小于参考电压VH，比较器1202输出低电平信号给SR触发器1258，并且HDR_EN信号1082保持高电平。连接在电阻器1020 和斜坡电容器1008之间的延时开关1234导通。另外，SR触发器1248的反相输出端QB为低电平，使得ACCEL信号1236为低电平将加速开关1232截止。当斜坡信号1032减小至参考电压八时(如在tJ+1时刻)，比较器1201输出高电平信号将SR触发器1248复位，使其输出低电平P丽信号1084。在tm时亥lj，HDR_EN信号1082仍为高电平。因此，DC/DC转换器 1000A 进入 T0FF_B00ST 状态。在占空比正常模式的T0FF_B00ST状态下(如A^1到时刻期间)，电感电流Iutl 依据等式04)减小，斜坡信号1032依据等式08)增加。此外，输出电压Vqut减小。输出电容1016有一个等效串联电阻值(equivalent series resistance，简称为ESR)。因此， 当高侧开关1010导通低侧开关1012截止时(如在tm时刻)，输出电压Vqut可以相对快速地增加至一个等于输入电压Vin加上横跨电感器1014的电压的电平。在tm时刻，输出电压Vott大于预设电平V’ TAKeET (如反馈电压Vfb大于预设电压Vpke)。所以，逻辑与门1264 接收来自比较器1203的低电平PULSE信号1沈0，并且输出低电平ACCEL信号1236以保持加速开关1232截止。此外，HDR_EN信号1082为高电平并且保持延时开关1234导通。在占空比正常模式下，当斜坡信号1032增加至参考电压Vh时(如在tJ+2时刻)， 输出电压Vqut减小至预设电平V’ ΤΑκ;ΕΤ。比较器1202输出高电平信号给SR触发器1258， 将SR触发器1258的同相输出端Q置为高电平。其次，比较器1203输出高电平PULSE信号 1260。于是，逻辑与门1262输出高电平信号给SR触发器1248将PWM信号1084置为高电平。在一个实施例中，当SR触发器1258的置位端S接收到来自比较器1202的高电平信号的时刻与当SR触发器1258的复位端R接收到高电平PWM信号1084的时刻之间存在时间间隔AT10时间间隔AT1相对比较短。换句话说，HDR_EN信号1082在时间间隔Δ T1内(如图中的、、、+2、、+4时刻所示)处于低电平，而这个状态的持续时间相对比较短。与时间Tm和时间Ttw相比，时间间隔AT1可忽略不计。在一个实施例中，逻辑与门1264在时间间隔 AT2内接收来自SR触发器1248的反相输出端QB的高电平信号和来自比较器1203的高电平PULSE信号1260。时间间隔Δ T2相对比较短。换句话说，ACCEL信号1236在时间间隔 AT2内(如图13中的、、tJ+2, tJ+4时刻所示)处于高电平，而这个状态的持续时间相对比较短。与时间Tm和时间Ttw相比，时间间隔Δ T2可忽略不计。在占空比减小模式下(如、到ti+4时刻期间)，ACCEL信号1236为低电平，HDR_ EN信号1082可为高电平或者低电平。在占空比减小模式的T0N_B00ST状态下(如々到 tJ+1时刻期间)，电感电流IUQ、输出电压Vqut、斜坡信号1032、PULSE信号1沈0、HDR_EN信号1082、ACCEL信号1236，以及P丽信号1084的状态与占空比正常模式的T0N_B00ST状态 (如、到时刻期间)下的情况类似。然而，在占空比减小模式的T0FF_B00ST状态下 (如:ti+1到ti+2时刻期间)，当斜坡信号1032增加至参考电压Vh时(如在ti+2时刻)，输出电压Vout大于预设电平V’霞ET。因此，如在ti+2时刻，PULSE信号1260为低电平，使得逻辑与门1262输出低电平信号给SR触发器1248，将PWM信号1084保持为低电平。同时，比较器1202输出高电平信号将SR触发器1258置位，使其输出低电平HDR_EN信号1082。因此，DC/DC转换器1000A进入SKIP状态(如在ti+2到ti+3时刻期间)。在SKIP状态下，HDR_EN信号1082将连接在电阻器1020和斜坡电容器1008之间的延时开关1234截止，使得斜坡信号1032保持不变。此外，由于输出电容1016放电给负载(图12中未显示)，输出电压Vott继续减小。当输出电压Vott减小至预设电平V’TAKeET时 (如在t㈩时刻)，比较器1203输出高电平PULSE信号1260给逻辑与门1262。由于SR触发器1258的同相输出端Q也为高电平，逻辑与门1262输出高电平信号给SR触发器1248 将P丽信号1084置为高电平。响应于这个P丽信号1084，SR触发器1258将HDR_EN信号 1082置为高电平，并且导通延时开关1234。换句话说，在ti+3时刻，DC/DC转换器1000A进入新的T0N_B00ST状态。结果，在占空比减小模式下，PWM信号1084的占空比减小。在占空比增加模式下(如tk到tk+3时刻期间)，ACCEL信号1236可为高电平或者低电平，HDR_EN信号1082为高电平。在占空比增加模式的T0N_B00ST状态下(如tk到 tk+1时刻期间)，电感电流IUQ、输出电压Vqut、斜坡信号1032、PULSE信号U60、HDR_EN信号 1082、ACCEL信号1236，以及P丽信号1084的状态与占空比正常模式的T0N_B00ST状态下 (如、到‘时刻期间)的情况类似。然而，在占空比增加模式的T0FF_B00ST状态下(如 tk+1到tk+2时刻期间)，在斜坡信号1032增加至参考电压Vh之前，输出电压Vott减小至预设电平V，麵(如在tk+2时刻)。因此，如在tk+2时刻，PULSE信号1260为高电平。此外，SR 触发器1248的反相输出端QB为高电平。因此，逻辑与门1264输出高电平ACCEL信号1236 以导通加速开关1232。电阻器1020的阻值Rkp减小(例如从REP0+REP1减小至Rkpo)，并且控制电流Iatl增加。所以，斜坡信号1032从参考电压\增加至参考电SVh所需要的时间缩短。当斜坡信号1032增加至参考电压Vh时(如在tk+3时刻)，比较器1202输出高电平信号经由SR触发器1258、逻辑与门1沈2，以及SR触发器1248将PWM信号1084置为高电平。因此，在tk+3时刻，DC/DC转换器1000A进入新的T0N_B00ST状态。结果，在占空比增加模式下，PWM信号1084的占空比增加。控制器1002A根据输出电压Vott的状态自动地选择工作在占空比减小模式、占空比正常模式，或者占空比增加模式下。结果，输出电压Vot的平均电压Vave被调节至目标电压VTAKeET。输出电压Vott的波动幅度相对比较小，可忽略不计。因此，输出电压Vott约等于目 Vtaeget ο图14为根据本发明的一个实施例的DC/DC转换器1000B的示例性电路图。在图 10A、图10B、图12和图14中标识相同的元件具有相似的功能。如图14所示，控制器1002B 包括斜坡信号发生器1030B、PWM信号发生器1040B，以及反馈电路1070。斜坡信号发生器1030B包括电阻器1020、斜坡电容器1008，以及开关1436。电阻器1020的第一端1023与电感器1014的第一端1013连接，并且电阻器1020的第二端1025 经由开关1436与电感器1014的第二端1015连接。斜坡电容器1008连接在电阻器1020 的第二端1025和地之间。PWM信号发生器1040B包括偏移电路1442、比较器1401(标识为CMP1)、比较器 1402 (标识为CMP2)、比较器1403 (标识为CMP3)、SR触发器1448，以及逻辑与门1462 (标识为Gl)。比较器1401的同相输入端经由偏移电路1442与电感器1014的第二端1015连接，反相输入端与电阻器1020的第二端1025连接，输出端与SR触发器1448的复位端R连接。比较器1402的同相输入端与高侧开关1010的第一端(如图中所示的切换节点1022) 连接，反相输入端与高侧开关1010的第二端(如图14中所示的高侧端1086)连接，输出端与控制器1002B的使能输出端EN连接。比较器1402的同相输入端与提供预设电压Vpke的电压源(图14中未显示)连接，反相输入端与反馈电路1070连接，输出端与逻辑与门1462 连接。逻辑与门1462的输入端与比较器1403和SR触发器1448的反相输出端QB连接，输出端与SR触发器1448的置位端S连接。SR触发器1448的反相输出端QB还与开关1436 的控制端连接。此外，SR触发器1448的同相输出端Q与控制器1002B的控制输出端PWM连接。在本实施例中，比较器1401接收来自偏移电路1442的参考电压V’ y且通过将斜坡信号1032和参考电压比较输出信号给SR触发器1448。比较器1401在斜坡信号1032 不大于参考电压的时候输出高电平信号，在斜坡信号1032大于参考电压的时候输出低电平信号。比较器1402接收高侧开关1010第一端电压V胃(如VSWH = V1(113)和高侧开关1010第二端电压Vswl (如Vi = Vout)，并且通过将第一端电压Vswh和第二端电压VSWl比较输出信号给控制器1002B的使能输出端EN。比较器1402在第一端电压Vswa大于第二端电压V·时输出高电平，在第一端电压V胃不大于第二端电压Vswl时输出低电平。此外，类似于图12中描述的方式，SR触发器1448由输入信号的上升沿触发。在本实施例中，控制器1002B通过将斜坡信号1032和参考电压V’ L比较，并且将第一端电压Vswh和第二端电压Vswl比较，控制斜坡信号1032的波幅以及电感电流Iutl的波幅恒定。更具体地说，PWM信号发生器1040B跟据斜坡信号1032和参考电压V’ L的比较控制PWM信号1084的状态，并且控制根据第一端电压V胃和第二端电压Vswl的比较控制HDR_ EN信号1082的状态。当PWM信号1084为高电平时，电感电流Iutl增力口，且斜坡信号1032减小。当电感电流Ilio增加至特定值时(例如当斜坡信号1032减小至参考电压V，L时)，比较器1401 输出高电平信号将SR触发器1448复位。于是，SR触发器1448将PWM信号1084置为低电平以减小电感电流IU(1。同时，SR触发器1448的反相输出端QB为高电平，将开关1436导通，使得斜坡信号1032被控制等于电感器1014的第二端1015电压Vltll5。本示例中的高侧开关1010有导通电阻(on-resistance)，使得如果电感电流Iutl大于预设值(例如零安培)第一端电压V胃则大于第二端电压VSWL。当电感电流Iutl减小至所述预设值(例如零安培)时，第一端电压Vsra减小至第二端电压V·，于是比较器1402将HDR_EN信号1082置为低电平以截止高侧开关1010。因此，电感电流Iutl不小于所述预设值(例如零安培)。 比较器1403根据输出电压Vott可再次将PWM信号1084置为高电平。结果，斜坡信号1032 有一个等于电压Vltll5的最大值和一个等于参考电压rL的最小值。电感电流Iutl也有最大值和最小值(例如电感电流Iutl处在基于斜坡信号1032的预设范围内)。斜坡信号1032 的波幅等于电压Vltll5和参考电压V’ L之差。差值Vltll5-V' L恒定，使得斜坡信号1032的波幅恒定。结果电感电流Iutl的波幅恒定。在图14的实施例中，开关电路包括高侧开关1010和低侧开关1012。然而，在一个可替换的实施例中，二极管取代了高侧开关1010，并且比较器1402被省去了。具体地说，所述二极管的阴极与高侧端1086连接，正极与切换节点1022连接。因此，当低侧开关1012 导通时，所述二极管反向偏置。当低侧开关1012截止并且电感电流Iutl大于零安培时，所述二极管正向偏置。当电感电流Iutl减小至零安培时，所述二极管截止。在图14的实施例中，用于控制电阻器1020的第二端1025电压Vlt^趋于电感器 1014的第二端1015电压Vltll5的方法/电路包括偏移电路1442、比较器1401、SR触发器 1448，以及开关1436。具体地说，比较器1401将电压Vlte5和参考电压比较以根据所述比较控制开关1436。当电压V1025减小至参考电压V’ L时，开关1436导通使得电压V1025被控制等于电压V1(ll5。因此，电压Vlte5处在参考电压到电压Vltll5的范围内。横跨偏移电路1442的预设电压为Vs3，并且提供给比较器1401的参考电压乂\等于电压Vltll5减去预设电压Vs3，例如-Tl = V1015-Vs3o本实施例中的横跨偏移电路1442的预设电压Vs3为恒定值。 此外，与电压Vltll5相比，预设电压Vs3相对比较小，可忽略不计，使得在参考电压V’ L到电压 V1015范围内变化的电压Vltl25被认为约等于电压V1Q15。在图14的实施例中，比较器1401控制斜坡信号1032具有恒定波幅，并且控制电压Vltl25趋于电压V1Q15。然而，在另一个实施例中，斜坡信号1032和电压Vltl25由不同的比较器控制。在这样的实施中，斜坡信号1032的范围和电压Vlte5的范围可以相同或者不同。在这样的实施中，可以利用电流控制电流源(如图3中的电路324)产生等于流经电阻器1020 的电流的控制电流，以控制斜坡电容器1008。在本实施例中，通过利用比较器1403、逻辑与门1462以及SR触发器1448，输出电压Vott的平均电压Vave被调节至目标电压VTAKeET。以下将结合图15描述关于输出电压Vott 的平均电压Vave的调节过程。图15为根据本发明的一个实施例的与图14的DC/DC转换器1000B相关的信号 (如电感电流IUQ、输出电压Vqut、斜坡信号1032、PULSE信号1460、HDR_EN信号1082，以及 PWM信号1084)的示例性时序图1500。如图15所示，控制器1002B的操作包括不同模式，例如占空比减小模式、占空比正常模式，以及占空比增加模式。在占空比正常模式下(如时刻期间)，当电感电流ILlO减小至预设值Ipke时(如在tn+2时刻)，输出电压Vott减小至预设电平V’ TAEGETO 输出电压Vott的平均电压Vave等于目标电压Vtak;et。在本实施例中，预设值Ipke等于零安培。 在占空比减小模式下(如:tffl到tm+4时刻期间)，当L10减小至预设值Ipke时(如在tm+2时
26刻)，输出电压Vott大于预设电平V’ TAKeET。平均电压Vave大于目标电压VTAKeET。那么，控制器1002B减小PWM信号1084的占空比以减小平均电压VAVE。在占空比增加模式下(如ts 到ts+3时刻期间)，在电感电流Iutl减小至预设值Ipke之前输出电压Vott减小至预设电平 V’ ；ET (如在U2时刻)。平均电压Vave小于目标电压Vtai ；ET。那么，控制器1002B增加PWM 信号1084的占空比以增加平均电压VAVE。如图15所示的实施例中，在占空比正常模式下，HDR_EN信号1082与PWM信号 1084反相。如，HDR_EN信号1082在P丽为高电平时为低电平，在P丽为低电平时为高电平。PULSE信号1460与FWM信号1084同相。如，PULSE信号1460在FWM信号1084为高电平时为高电平，在PWM信号1084为低电平时为低电平。斜坡信号1032在T0N_B00ST状态时(如tn到tn+1时刻期间)减小，在T0FF_B00ST状态时(如tn+1到tn+2时刻期间)等于电压V1Q15。电感电流Iutl具有锯齿波形。由于斜坡信号1032的波幅恒定，电感电流Iutl的波幅恒定。输出电压Vott以预设电平V’ TAEGET为参考电平上下波动，但是输出电压Vott的平均电压Vave等于目标电压Vtak;et。如上面所述，预设电平V’ TAEGET约等于目标电压Vtak;et。更具体地说，在占空比正常模式的T0N_B00ST状态下(如tn到tn+1时刻期间)， 电感电流Iu。依据等式0 增加，斜坡信号1032依据等式06)减小，并且输出电压Vqut减小。PWM信号1084为高电平。因为高侧开关1010截止，低侧开关1012导通，所以切换节点 1022接地。因此，高侧开关1010的第一端电压V胃小于高侧开关1010的第二端电压VSWy比较器1402将HDR_EN信号1082置为低电平。此外，输出电压Vott小于预设电平V’ TAEGET (例如反馈电压Vfb小于预设电压Vpke)，于是比较器1403将PULSE信号1460置为高电平。当斜坡信号1032减小至参考电压V’ L时(如在tn+1时刻)，比较器1401输出高电平信号将SR触发器1448复位，使其输出低电平PffM信号1084。于是低侧开关1012截止。其次，SR触发器1448的反相输出端QB置为高电平以导通开关1436。在tg时刻，电感器1014、电阻器1020和开关1436形成电流回路。电感器1014经由所述电流回路释放能量(例如将磁场能转换为电能)，于是电压Vltll3大于电压V1(ll5。在本实施例中的U1时刻，第一端电压Vswh (例如VSWH = V1013)大于第二端电压Vswl (例如VSWL = Vout)，使得比较器 1402将HDR_EN信号1082置为高电平以导通高侧开关1010。因此，DC/DC转换器1000B进 Λ T0FF_B00ST 状态。在T0FF_B00ST状态下(如tn+1到tn+2时刻期间)，高侧开关1010导通，输出电压 Vout大于预设电平V’ TA願。于是，比较器1403输出低电平PULSE信号1460。电感电流Ilio 经由高侧开关1010流入高侧端1086。随着电感电流Iutl减小，横跨高侧开关1010的电压 (例如VSWH-VSJ减小。当电感电流Iutl减小至零安培时，第一端电压V胃减小至第二端电压VSWL。因此，如tn+2时刻所示，比较器1402将HDR_EN信号1082置为低电平以截止高侧开关1010。此外，在占空比正常模式下，当电感电流Iutl减小至零安培时，输出电压Vqut减小至预设电平V’TAKeET。因此，在tn+2时亥lj，比较器1403输出高电平PULSE信号1460经由逻辑与门1462和SR触发器1448将PWM信号1084置为高电平。DC/DC转换器1000B在tn+2时刻进入新的T0N_B00ST状态。在占空比减小模式的T0N_B00ST状态下(如tm到tm+1时刻期间)，电感电流IU(1、 输出电压Vqut、斜坡信号1032、PULSE信号1460、HDR_EN信号1082，以及P丽信号1084的状态与占空比正常模式的T0N_B00ST状态下(如tdljtn+1时刻期间)的情况类似。然而，在占空比减小模式的T0FF_B00ST状态下(如tm+1到tm+2时刻期间)，当电感电流Iutl减小至预设值Ipke (例如零安培)时，输出电压Vott大于预设电平V’TAKeET。因此，如在tm+2到tm+3， 时刻期间，比较器1403输出低电平PULSE信号1460经由Gl和SR触发器1448将PWM信号 1084保持为低电平。同时，HDR_EN信号1082为低电平。因此，DC/DC转换器1000B进入 SKIP状态(如在tm+2到tm+3时刻期间)。在SKIP状态下，电感电流Iutl为零安培，斜坡信号1032保持在电压Vltll5，输出电压 Vout减小。当输出电压Vott减小至预设电平V’TAKeET时(如在tm+3时刻)，比较器1403输出高电平PULSE信号1460经由逻辑与门1462和SR触发器1448将PWM信号1084置为高电平。因此，DC/DC转换器1000B在tm+3时刻进入新的T0N_B00ST状态。结果，在占空比减小模式下，PWM信号1084的占空比减小。在占空比增加模式的T0N_B00ST状态下(如ts到U1时刻期间)，电感电流Iu。、 输出电压Vqut、斜坡信号1032、PULSE信号1460、HDR_EN信号1082，以及P丽信号1084的状态与占空比正常模式的T0N_B00ST状态下(如tdljtn+1时刻期间)的情况类似。然而，在占空比增加模式的T0FF_B00ST状态下(如ts+1到ts+2时刻期间)，在电感电流Iutl减小至预设值Ipke(例如零安培)之前，输出电压^^减小至预设电平V’TAKeET(如在ts+2时刻)。 因此，如在时刻，比较器1403输出高电平PULSE信号1460将PWM信号1084置为高电平。换句话说，DC/DC转换器1000B在电感电流Iutl减小至预设值Ipke之前进入新的Τ0Ν_ BOOST状态。结果，在占空比增加模式下，PWM信号1084的占空比增加。控制器1002B根据输出电压Vott的状态自动地选择工作在占空比减小模式、占空比正常模式，或者占空比增加模式下。结果，输出电压Vott被调节至目标电压VTAKeET。图16为根据本发明的一个实施例的电流控制的示例性方法流程图1600。以下将结合图10A、图10B、图12，以及图14对图16进行描述。在步骤1602中，控制器1002、控制器1002A或控制器1002B提供流经电阻器1020 的控制电流Iatl以控制存储在斜坡电容器1008中的电能；在步骤1604中，控制器1002、控制器1002A或控制器1002B调节电阻器1020的第二端1025电压Vltl25趋于电感器1014的第二端1015电压Vltll5 ；在步骤1606中，控制器1002、控制器1002A或控制器1002B基于电阻器1020的第二端1025电压V1025控制控制电流Icio指示(例如线性正比于)横跨电感器1014的电压；在步骤1608中，控制器1002、控制器1002A或控制器1002B基于存储在斜坡电容器1008中的电能产生斜坡信号1032 ；在步骤1610中，控制器1002、控制器1002A或控制器1002B基于斜坡信号1032控制流经电感器1014的电感电流Iutl在预设范围内。本实施例中，控制器1002、控制器1002A或控制器1002B通过控制斜坡信号1032
的波幅恒定控制电感电流Iutl的波幅恒定。综上，本发明提供了带有CRC控制器的DC/DC转换器(例如降压转换器、升压转换器等等)。CRC控制器调节DC/DC转换器的输出电压至目标电平。此外，CRC控制器利用阻性元件、感性元件、容性元件，以及比较器等元件或电路控制DC/DC转换器的输出电流具有恒定波幅。因此，DC/DC转换器的输出电压和电流更加稳定。该种DC/DC转换器可广泛应用于集成电路、二极管，以及显示系统等的电源供应系统中。 虽然之前的说明和附图描述了本发明的实施例，应当理解在不脱离后附权利要求书所界定的本发明原理的精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露之实施例仅用于说明而非限制，本发明之范围由后附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前之描述。
权利要求
1.一种控制器，其特征在于，所述控制器包括斜坡信号发生器，用于提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第一能量存储元件的能量，并且基于所述存储在第一能量存储元件中的能量产生斜坡信号；以及连接至所述斜坡信号发生器的控制电路，用于调节所述阻性元件一端电压以控制所述控制电流指示横跨第二能量存储元件的电压，并且基于所述斜坡信号控制流经所述第二能量存储元件的电流在预设范围内。
2.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述第一能量存储元件包括电容器。
3.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述第二能量存储元件包括电感器。
4.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述阻性元件包括电阻器。
5.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路调节所述阻性元件一端电压趋于所述第二能量存储元件一端电压。
6.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路包括第一比较器，用于将所述阻性元件一端电压和第一参考电压比较；以及第二比较器，用于将所述阻性元件一端电压和第二参考电压比较，其中所述第一参考电压等于所述第二能量存储元件一端电压加上第一预设电压，所述第二参考电压等于所述第二能量存储元件一端电压减去第二预设电压。
7.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路包括比较器，用于将所述阻性元件一端电压和参考电压比较，根据所述比较控制连接在所述阻性元件一端和所述第二能量存储元件一端之间的开关，其中所述参考电压等于所述第二能量存储元件一端电压减去预设电压。
8.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路控制所述控制电流线性正比于所述横跨第二能量存储元件的电压。
9.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路包括连接至所述第一能量存储元件的脉宽调制信号发生器，用于产生脉宽调制信号以控制高侧路径和低侧路径的导通性，其中所述高侧路径和低侧路径经由切换节点与所述第二能量存储元件连接。
10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，所述控制电路将所述斜坡信号和参考电压比较，根据所述比较控制所述脉宽调制信号。
11.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路通过控制所述斜坡信号波幅恒定控制所述流经第二能量存储元件的电流波幅恒定。
12.一种电流控制方法，用于控制流经第一能量存储单元的电流，其特征在于，所述电流控制方法包括提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第二能量存储元件的能量；调节所述阻性元件一端电压；基于所述阻性元件一端电压控制所述控制电流指示横跨所述第一能量存储元件的电压；基于所述存储在第二能量存储元件的能量产生斜坡信号；以及基于所述斜坡信号控制所述流经第一能量存储元件的电流在预设范围内。
13.根据权利要求12所述的电流控制方法，其特征在于，所述调节所述阻性元件一端电压的步骤包括控制所述阻性元件一端电压趋于所述第一能量存储元件一端电压。
14.根据权利要求12所述的电流控制方法，其特征在于，所述基于所述阻性元件一端电压控制所述控制电流指示横跨所述第一能量存储元件的电压的步骤包括控制所述控制电流线性正比于所述横跨第一能量存储元件的电压。
15.根据权利要求12所述的电流控制方法，其特征在于，所述基于所述斜坡信号控制所述流经第一能量存储元件的电流在预设范围内的步骤包括通过控制所述斜坡信号波幅恒定控制所述流经第一能量存储元件的电流波幅恒定。
16.一种直流直流转换器，其特征在于，所述直流直流转换器包括用于提供所述直流直流转换器输出电压的第一能量存储元件；连接至所述第一能量存储元件的一对开关；以及连接至所述第一能量存储元件和所述一对开关的控制器，用于提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第二能量存储元件的能量，基于所述存储在第二能量存储元件中的能量产生斜坡信号，通过调节所述阻性元件一端电压以控制所述控制电流指示横跨所述第一能量存储元件的电压，并且基于所述斜坡信号控制所述一对开关以控制所述输出电压和流经所述第一能量存储元件的电流。
17.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述第一能量存储元件包括电感器。
18.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述第二能量存储元件包括电容器。
19.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述阻性元件包括电阻器。
20.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述控制器调节所述阻性元件一端电压趋于所述第一能量存储元件一端电压。
21.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述控制器控制所述控制电流线性正比于所述横跨第一能量存储元件的电压。
22.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述控制器包括连接至所述一对开关的脉宽调制信号发生器，用于产生脉宽调制信号以控制所述一对开关。
23.根据权利要求22所述的直流直流转换器，其特征在于，所述控制器包括比较器，用于将所述斜坡信号和参考电压比较，根据所述比较控制所述脉宽调制信号， 从而控制所述流经第一能量存储元件的电流的波幅。
24.根据权利要求22所述的直流直流转换器，其特征在于，所述控制器包括比较器，用于将指示所述输出电压的反馈信号和参考电压比较，根据所述比较控制所述脉宽调制信号，从而控制所述输出电压。
25.根据权利要求16所述的直流直流转换器，其特征在于，所述控制器通过控制所述斜坡信号波幅恒定控制所述流经第一能量存储元件的电流波幅恒定。
全文摘要
本发明公开了一种控制器、电流控制方法以及直流直流转换器。其中，本发明提供的控制器包括斜坡信号发生器，用于提供流经阻性元件的控制电流以控制存储在第一能量存储元件的能量，并且基于所述存储在第一能量存储元件中的能量产生斜坡信号；以及连接至所述斜坡信号发生器的控制电路，用于调节所述阻性元件一端电压从而控制所述控制电流指示横跨第二能量存储元件的电压，并且基于所述斜坡信号控制流经所述第二能量存储元件的电流在预设范围内。采用本发明的控制器，能够控制直流直流转换器的输出电流波幅恒定，从而增加控制该直流直流转换器输出的准确性，并且省略了传统技术中的高功耗振荡器、大体积电容，以及带宽较窄的运算跨导放大器。
文档编号H02M3/158GK102386771SQ20111024011
公开日2012年3月21日 申请日期2011年8月12日 优先权日2010年9月2日
发明者张奉江, 拉兹洛·利普赛依, 黎刚 申请人:凹凸电子(武汉)有限公司