用于控制开关式电源的系统和方法

专利名称：用于控制开关式电源的系统和方法
技术领域：
本发明一般地涉及半导体器件和方法并且更具体地涉及一种用于控制开关式电源的系统和方法。
背景技术：
近年来，关于电源的效率的迫切需求已使得注意到对开关式电源(SMPS)的使用。 然而，SMPS的实际效率取决于确定SMPS中包括的一个或多个开关的开关时间的控制器。一种用于控制SMPS的开关的方案是使用脉冲宽度调制(PWM)，其可以被相当容易地实现。然而，使用PWM来控制SMPS以调节其输出电压或输出电流不一定在大范围的输出电流上保证
高效率。基于PWM的控制器单元在固定频率(PWM频率)处进行操作。对矩形PWM信号的占空比进行调制以便调节电源输出电压或电流。在一些情况下，在驱动损耗保持恒定时，功率转换器的效率在低输出电流处降低。这些驱动损耗与因接通和关断在开关转换器的输出级中使用的一个或多个半导体开关所消耗的功率相关。为了减小驱动损耗对总损耗量的贡献，可以使用脉冲频率调制(PFM)来控制开关转换器的输出级中所包括的一个或多个半导体开关。使用PFM的控制器单元通过在保持恒定导通时间时降低开关频率而不是如在PWM 控制的情况下进行的那样在恒定频率下降低导通时间来降低占空比。然而随着开关频率和输出电流增大，PFM控制的效率变得越来越大,从而造成开关损耗和驱动损耗的对应增大。

发明内容
在一个实施例中，一种操作开关式电源的方法包括基于电源输出电压与参考电压之间的差异来产生误差信号。产生与上至最高频率的误差信号成比例的时钟频率，并产生与开关式电源中的电流成比例的感测电流信号。将所述误差信号与所述感测电流信号进行求和以产生第一信号，并将所述第一信号与第一阈值进行比较。所述方法还包括在所述时钟信号的第一边沿处产生驱动信号的第一边沿；并且当基于所述比较，所述第一信号沿第一方向越过(cross)所述第一阈值时产生所述驱动信号的第二边沿，其中所述第二边沿与所述第一边沿相反。前面相当宽泛地概述了本发明的实施例的特征以便可以更好地理解本发明的以下详细描述。在下文中将描述本发明的实施例的附加特征和优势，其形成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应当认识到，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作用于修改或设计其他结构或过程以实现本发明的相同目的的基础。本领域技术人员还应当意识到，这种等效构造并不脱离所附权利要求中阐述的本发明的精神和范围。


为了更完整地理解本发明及其优势，现在参照结合附图进行的以下描述，在附Ia-Ib示意了实施例电源系统的框图2示意了实施例电源系统的转移函数；
图3示意了实施例压控振荡器(VCO)的示意图4示意了示出实施例电源控制器的操作的波形图5a-b示意了根据备选实施例的双张弛振荡器以及对应的时序图6示意了实施例跨导放大器；
图7示意了根据备选实施例的电源控制器；以及图8示意了示出实施例通电序列的波形图。
具体实施例方式下面详细讨论当前优选实施例的实现和使用。然而应当认识到，本发明提供了可以体现在广泛的各种具体背景中的许多可适用的发明概念。所讨论的具体实施例仅示意了用于实现和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。将在具体背景(S卩，一种用于控制开关式电源的系统和方法)中关于优选实施例来描述本发明。在一个实施例中，开关式电源控制器从较低电源输出电流下的PFM操作平滑地过渡至较高电源输出电流下的PWM操作。在一个实施例中，与误差放大器的输出耦合的压控振荡器(VCO)生成时钟信号，根据所述时钟信号来导出开关控制信号。在一个实施例中，电压至频率转移函数是线性上升的，直到VCO达到最高频率或直到检测到指定的误差电压， 此时VCO在最高频率处进行操作。在操作期间，PWM系统对开关信号的占空比进行调制，同时该系统正在VCO的最高频率处进行操作。当VCO正在其最高频率以下进行操作时，相同的PWM调制系统针对开关驱动器生成PFM信号。在一些实施例中，关断电源系统的一些部分以便降低总体电流消耗。例如，在一些实施例中，可以在PFM输出脉冲之间关断电源电路的除误差放大器和VCO外的一些部分。图Ia示意了从输入电压VBAT产生调节后的电压VOUT的实施例电源系统100。在一个实施例中，VBAT处于IOV与15V之间，并且VOUT被调节至约5V。在其他实施例中，可以使用其他输入电压和调节后的电压。在所示意的实施例中，电源系统100被配置为降压转换器，该降压转换器包括在节点SW处耦合至二极管110和电感器108的半导体开关106。 在操作期间，控制器102生成脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)信号PSIG，该信号 PSIG经由驱动器104来驱动半导体开关106，从而将蓄电池电压VBAT与节点SW耦合和去耦合。当开关106导通时，电流从端子VBAT流动经过电感器108以充电电容器112。当开关 106关断时，电流经由二极管110继续流动经过电感器108。在其中电源操作于不连续导通模式(DCM)的实施例中，在电感器108中存储的能量已耗散后电容器112经由电阻器114和 116并经由所耦合的负载进行放电。在一个实施例中，电感器108具有约2 μ H与约100 μ H 之间的值，开关106能够在约IA至约4Α之间导通，电容器112具有约10 μ F与约ImF之间的电容，并且电源在约100 KHz至约3 MHz之间的开关频率处进行操作。在备选实施例中， 可以使用电感、电流额定值、电容和开关频率的不同范围，包括所声明的范围以外的值。应当认识到，图Ia中所示意的降压转换器仅是使用实施例概念的电源拓扑的一个示例。本发明的另外实施例可以适用于转换器，这些转换器包括但不限于升压转换器、降压转换器、单端初级电感器转换器(SEPIC)以及Cuk转换器。在这些实施例中，根据特定拓扑来放置外部组件。备选实施例电源拓扑还可以包括使用变压器而不是电感器的电源或者既使用电感器又使用变压器的拓扑。在一个实施例中，输出节点OUT经由由电阻器114和116制成的电阻分压器耦合至控制器102的反馈输入VFB。控制器102根据在节点OUT处检测到的电压并根据在电阻器Rsense上感测到的电流来调整驱动开关106的信号DR的占空比，使得将节点VOUT处的电压调节至预定电压。在一些实施例中，预定电压由VREF处的电压设置。在一个实施例中，控制器102基于如误差放大器118所测量的参考电压VREF与反馈电压VFB之间的差异并基于如电流传感器120所测量的电流Il而产生脉冲调制信号 PSIG。电流传感器120和误差放大器118的输出由求和块122求和，该求和块122的输出耦合至比较器124。比较器124的输出耦合至锁存器126的重置输入。应当认识到，控制器102中所示的块本质上是功能性的并可以以各种方式实现。例如，误差放大器118和电流传感器120可以使用跨导放大器而实现，并且求和块122可以使用一个或多个电流求和节点而实现。在一些实施例中，斜率补偿信号还由求和块122求和。在一个实施例中，误差放大器的输出还稱合至振荡器128的输入,该振荡器128的输出耦合至锁存器126的设置输入。在一个实施例中，振荡器128的频率在特定输入范围上与误差放大器118的输出线性相关，在该特定输入范围以上将频率限于最高频率。图Ia 的图通过示出限幅器130与VCO 132串联而在系统级上功能性地表示该特性。应当理解，振荡器128可以以各种方式实现以获得由块128表示的电压-频率特性。在一些实施例中， 电压-频率特性展示了硬限幅特性。备选地，可以使用软限幅特性和/或非线性电压-频率转移特性。驱动器104耦合至锁存器126的输出并驱动由NMOS晶体管106表示的开关。在一些实施例中，开关和驱动器使用本领域中已知的结构和技术来实现。在本发明的备选实施例中，根据特定应用及其说明，开关106可以由PMOS器件、BJT器件、JFET器件、IGBT器件或其他器件类型实现。在一个实施例中，控制器102驻留于单个集成电路上。在另外实施例中，驱动器 104、开关晶体管106、二极管110和/或电感器108还可以包括在相同的集成电路上。在一个实施例中，输出电压由电阻器114和116的比率设置，和/或输出电流经由外部组件诸如电感器108、电容器112和晶体管106的大小以及感测电阻器Rsense的电阻值来设置。在一个实施例中，电阻器Rsense感测从蓄电池输入节点至半导体开关的输入的电流。在备选实施例中，Rsense可以位于电源系统内的其他地方,例如与电感108串联或与二极管110串联。图Ib示意了实施例系统150，其中Rsense耦合在地与二极管110的阳极之间。在一个实施例中，锁存器126的设置和重置输入关于图Ia的实施例反转，因此锁存器126的设置输入耦合至比较器124的输出，而锁存器126的重置输入耦合至振荡器128的输出。在这种实施例中，系统150操作于谷值电流模式。备选地，Rsense还可以与二极管110的阴极串联放置。图2示意了示出图I的系统关于在误差放大器118的输出处看到的误差电压的负版本的转移特性的波形图。轨迹151表示驱动开关106 (图Ia)的脉冲宽度调制信号的输出频率。在一个实施例中，当反馈节点小于或等于振荡器128内的内部参考电压Vref2时， 输出频率151非常低。这表示小误差或过电压的情况。在一些实施例中，当反馈电压小于或等于Vref2时，振荡器的输出频率为零。当误差电压处于Vref2与阈值电压VTl之间时， 频率150与误差电压成比例。在一些实施例中，VCO的电压-频率特性是线性的，而在其他实施例中，电压-频率特性可以是非线性的。对于大于VTl的误差电压，输出频率是fmax。轨迹152表示驱动开关106 (图Ia)的信号的占空比。在一个实施例中，对于小于 Vref2的误差电压，占空比是最小值。备选地，在该区域中占空比为零。在其中VCO具有针对Vref2与VTl之间的输入的线性电压-频率特性以及固定导通持续时间的实施例中，占空比相对于误差电压的斜率是双曲线的(Ton/频率)。在其中VCO不具有线性电压-频率特性的备选实施例中，占空比相对于误差电压的特性可以不同。对于与其中振荡器的频率是恒定的区域相对应的大于VTl的误差电压输入，占空比相对于误差电压线性地变化上至 100%的最闻占空比。备选地，可以使用更小的最闻占空比。在一些实施例中，可以对频率和脉冲持续时间两者进行调制，并且占空比相对于误差电压的特性可以与曲线152的特性不同。在另外实施例中，以如下这样的方式对频率和脉冲持续时间两者进行调制产生单调的占空比相对于误差电压的特性以防止不稳定性并限制关于脉冲持续时间和频率的变化的周期。在一些实施例中，将单个脉冲持续时间定义为使得边界条件(Vin、Vout、电感值等) 对于给定的频率而言是固定的。图3示意了实施例振荡器200的示意图。在一个实施例中，跨导放大器202利用与 Ea电压和Vref之间的电压差成比例的电流来对电容器C进行充电。如果信号EA电压低于参考电压Vref2，则节点VC0_0UT处的电压保持为低并被跨导放大器202放电。另一方面， 当Ea电压高于Vref时，跨导放大器202对电容器C进行充电，从而造成节点VC0_0UT处的电压增大。当节点VC0_0UT处的电压越过比较器204的阈值时，设置锁存器206。然后，信号CLK在大约Tonmin的持续时间内变高，然后在Tonmin的最小持续时间内保持为低。使用延迟元件208和214来设置Tonmin和Tonmin的持续时间，所述延迟元件208和214使用本领域中已知的技术来实现。在一个实施例中，Tonmin处于约50ns与500ns之间，而 Toffmin处于约50ns与500ns之间。备选地，可以使用其他时间范围。此外，当信号CLK变高时，经由开关220对电容器C进行放电，并将节点VC0_0UT重置至地，从而开始新的充电阶段。在一个实施例中，开关220可以使用例如NMOS或PMOS开关或由另一器件类型实现的开关来实现。在一个实施例中，SR锁存器206提供了重置主导路径，其将振荡器200的最高开关频率有效地限制于约l/(Tonmin+Toffmin)。在备选实施例中，开关220可以耦合至VDD，使得电容器C被跨导放大器202放电。在一个这种实施例中，对放大器202的极性进行反转以适应与VDD耦合的开关220。在一个实施例中，振荡器200包括延迟元件208和214、逻辑门210、212和216以及SR锁存器206。在备选实施例中，可以使用其他逻辑结构、门类型和逻辑类型来实现所示意的逻辑功能。在另外实施例中，可以使用其他技术来限制振荡器200的最高频率，诸如使用诸如电阻器的外部组件来设置最高频率。例如，在其中控制器驻留于集成电路上的一个实施例中，通过将电阻器耦合在外部引脚与地之间来设置振荡器的频率。使用放大器，对电阻器强加等于带隙电压的一小部分的电压，并将电阻器上的电流镜像至电容器，其中生成锯齿波以对电容器进行充电和放电。在一个实施例中，镜像的电流用来将放大器202中的偏置电流设置为使得可用于充电电容器C的最大输出电流设置振荡器的最高频率。图4示意了示出振荡器200 (图3)的操作的波形图。在其中Ea电压302小于 Vref 304的区域310中，节点VC0_0UT保持为低并且振荡器频率为零。在其中Ea电压略微高于Vref的区域312中，振荡器在小于其最高频率处进行操作。如所示，当节点VC0_0UT 达到比较器阈值时，锁存器206的设置输入变高，从而使CLK在Tonmin的持续时间内变高， 在Tonmin的持续时间之后锁存器206的重置输入在Toffmin的时段内为高。在区域314 中，Ea电压大于Vref，使得振荡器在其最高频率处进行操作。在区域316中，随着Ea电压降低，振荡器的频率降低。图5a示意了其中图3中所示的锁存器206、延迟208和214以及门210、212和216 的功能由双张弛振荡器实现的备选实施例。这里，在重置节点VC2的同时节点VCl进行充电，并且在重置节点VC2的同时节点VC2进行充电。在一个实施例中，信号Q表示图3中所示的输出时钟信号CLK。在一个实施例中，而参数Tonmin由电流Irefl和电容Cl设置，参数Toffmin由电流Iref2和电容C2设置。在备选实施例中，可以使用其他双张弛振荡器拓扑。图5b示意了图5a的实施例双张弛振荡器的时序图。当SET变高时，节点VCl进行充电，直到达到第一比较器阈值346，此时节点VCl被放电至地，Q变低并且节点VC2处的电压开始增大。当VC2处的电压超过比较器阈值350时，节点VC2处的电压继续充电，直到达到界限或者直到信号SET变高。当信号SET在时间354处变高时，节点VCl再次充电并且另一周期开始。当信号SET在时间356处开始保持为高时，达到双张弛振荡器的最高频率。图6示意了跨导放大器202 (图4)的实施例实现方式。由PMOS器件406和408 制成的且由电流源418偏置的PMOS差分对将Ea电压和Vref进行比较。经由NMOS器件 410和414以及PMOS器件402将PMOS器件406的输出电流镜像至PMOS输出晶体管404。 经由NMOS器件412将PMOS器件的输出电流镜像至NMOS输出晶体管416。应当认识到，图 6中所示的跨导放大器202是跨导放大器的一个示例实现方式。还可以使用本领域中已知的其他跨导放大器结构。图7示意了开关式电源控制器500的实施例实现方式。误差放大器518将反馈电压FB与节点BG_SS处的参考电压进行比较。利用跨导放大器将误差放大器输出VA转换为电流，所述跨导放大器利用具有源极退化电阻器512的NMOS器件510来实现。补偿电容器 508耦合至误差放大器518的输出并提供使电源系统稳定的主导极点。还使用频率受限VCO 530将电压VA转换为频率以产生时钟信号CLK。在一个实施例中，VCO 530的操作频率与上至最高操作频率的电压EA成比例，如以上关于其他实施例所描述的。电流比较器514将来自晶体管510、斜率补偿电流源506和跨导放大器504的输出的电流之和与阈值进行比较。在一个实施例中，该阈值约为0A。在一个实施例中，电流比较器514具有由电压源520示意性地表示的低输入阻抗。跨导放大器504产生与电阻器 Rsense上的电压成比例的电流，所述电阻器Rsense感测如以上关于图Ia和Ib所描述的电源系统内的电流。在一个实施例中，信号CLK设置逻辑块516内的锁存器，并且电流比较器514的输出重置逻辑块516内的锁存器以产生脉冲调制信号PSIG。逻辑块还具有对通电进行控制并重置条件的输入P0R、TS、0C和SoftStartEND。POR是上电重置信号，TS是指示过温条件的热关断信号，OC指示过电流条件，而SoftStarEND是指示设备在关断或过温恢复序列之后的第一次接通器件之后的软起动结束的信号。在一个实施例中，如果输出电压在软起动序列期间未达到目标电压值，则系统假定已出现系统误差(诸如输出处的硬短路)。电压参考块502在节点BG_SS处产生电压。在一个实施例中，BG_SS是与正常操作期间的带隙参考电压BG成比例的参考电压。在一个实施例中，当从过温条件恢复时以逐步的方式增大BG_SS以便防止在起动期间来自蓄电池的涌入电流并避免输出处的过冲。在一些实施例中，还在通电期间以逐步的方式增大BG_SS。时钟信号CLK_250K提供了对BG_SS 的逐步增大进行时控的时钟信号。在一个实施例中，CLK_250K在约250 KHz处进行操作， 然而在备选实施例中，可以使用其他频率。图8示意了示意软起动序列的波形图。在一个实施例中，电压BG_SS逐步增大，并且当BG_SS逼近带隙参考电压BG时断言(assert)信号SoftStartEND。此外，当检测到过温条件时，断言信号TS并将节点BG_SS重置至低电压。一旦信号TS被取消断言(de-assert) 从而指示过温条件的结束，BG_SS就增大回到BG。实施例的优势包括在PFM和PWM操作之间平滑过渡的单个电源控制器电路。与使用确定在哪个模式中操作的分离PWM和PFM控制器和/或分离检测电路的系统相比，这些实施例可以具有更低的硬件复杂度、更小的布局和更低的功耗。此外，在PFM和PWM模式之间平滑过渡的一些实施例是有利的，这是由于它们避免了模式切换的一些问题。如以上所讨论的，PWM控制在高输出电流处比PFM控制更高效，而PFM控制在低输出电流处更高效。 因此，实施例的另外优势包括在大范围的输出电流上高效操作的能力。实施例系统的优势包括缩放电流和电压的能力。一些有利实施例自动适于这种缩放。在一些实施例中，确定PFM模式至PWM过渡或PWM至PFM过渡的阈值不必需要每当对外部组件值进行修改以调整电源的输出电流或输出电压时被重新优化。因此，设计电源系统的任务得以简化。另外的优势包括将实施例概念应用于各种电源系统类型的设计和实现的能力。例如，本发明的实施例可以包括但不限于升压转换器、降压转换器、使用电流模式控制的转换器、使用电压模式控制的转换器以及即使用电流模式控制又使用电压模式控制的转换器。一些实施例系统的优势包括在PWM和PFM模式之间无缝过渡的能力。照此，一些实施例不需要可能错误地选择错误操作模式的专用模式选择。此外，由于一些实施例不是两个分离PWM和PFM控制器的叠加而是统一的块，更小的电路面积是可能的。另外的优势包括当在PWM和PFM模式之间过渡时，不必施加(park)误差放大器电压。尽管参照示意性实施例描述了本发明，但是该描述并不意在在限制的意义上解释。对于本领域技术人员来说，在参照该描述后将显而易见示意性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例。因此，所附权利要求意在涵盖任何这种修改或实施例。
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权利要求
1.一种操作开关式电源的方法，所述方法包括基于电源的输出电压与参考电压之间的差异来产生误差信号；基于所述误差信号来产生具有时钟频率的时钟信号，所述时钟频率与上至最高频率的误差信号成比例；感测所述开关式电源中的电流以产生感测电流信号；将所述误差信号与所述感测电流信号进行求和以产生第一信号；将所述第一信号与第一阈值进行比较；在所述时钟信号的第一边沿处产生驱动信号的第一边沿；以及当基于所述比较，所述第一信号沿第一方向越过所述第一阈值时，产生所述驱动信号的第二边沿，所述第二边沿与所述第一边沿相反。
2.根据权利要求I所述的方法，还包括当所述时钟频率小于所述最高频率时，将所述开关式电源操作于脉冲宽度调制(PWM) 模式；以及当所述时钟频率处于约所述最高频率时，将所述开关式电源操作于脉冲频率调制 (PFM)模式。
3.根据权利要求I所述的方法，还包括利用所述驱动信号来驱动所述开关式电源的开关。
4.根据权利要求I所述的方法，其中所述驱动信号的第一边沿包括所述驱动信号的上升沿，而所述驱动信号的第二边沿包括所述驱动信号的下降沿。
5.根据权利要求I所述的方法，其中产生时钟信号包括使用具有受限输出频率特性的VCO来产生时钟信号。
6.根据权利要求I所述的方法，其中产生时钟信号包括产生与所述误差信号成比例的斜坡信号；将所述斜坡信号与阈值进行比较以激活比较信号的边沿；以及当所述比较信号的边沿被激活时，在第一预定持续时间内在第一状态中对所述时钟信号进行脉冲发射以产生所述时钟信号的第一边沿，以及重置所述斜坡信号。
7.根据权利要求6所述的方法，还包括在第一预定持续时间内在第一状态中对所述时钟信号进行脉冲发射之后，在第二预定持续时间内将所述时钟信号保持在第二状态中， 所述第二状态与所述第一状态相反。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述第一状态包括逻辑高状态，而所述第二状态包括逻辑低状态。
9.根据权利要求I所述的方法，其中感测所述开关式电源中的电流包括感测与开关串联的电流。
10.一种开关式电源控制器，包括误差放大器，具有被配置为与开关式电源的输出电压耦合的输入；可控振荡器，具有与所述误差放大器的输出耦合的频率控制输入，所述可控振荡器产生时钟输出，时钟具有与上至最高频率的所述频率控制输入的第一输入范围成比例的输出频率；电流传感器，被配置为感测所述开关式电源内的电流；第一比较器，将所述误差放大器的输出和电流传感器的输出之和与第一阈值进行比较；以及逻辑电路，被配置为在所述可控振荡器的时钟输出的第一边沿处将驱动信号从第一状态过渡至第二状态，并且在所述第一比较器的输出的第一边沿处将所述驱动信号从所述第二状态过渡至所述第一状态。
11.根据权利要求10所述的开关式电源控制器，其中所述可控振荡器的时钟输出的第一边沿包括上升沿；以及所述第一比较器的输出的第一边沿包括上升沿；以及所述驱动信号被配置为在所述第二状态中激活开关。
12.根据权利要求10所述的开关式电源控制器，还包括第一跨导放大器，具有与所述误差放大器的输出和电流比较输出I禹合的输入，其中所述电流传感器包括第二跨导放大器，所述第二跨导放大器具有与所述第一跨导放大器的电流比较输出I禹合的输出，以及所述第一比较器包括电流比较器，所述电流比较器包括与所述第一跨导放大器的电流比较输出I禹合的输入。
13.根据权利要求12所述的开关式电源控制器，其中所述误差放大器包括第三跨导放大器。
14.根据权利要求10所述的开关式电源控制器，其中所述可控振荡器包括斜坡生成器，产生具有与频率控制输入处的信号成比例的斜率的斜坡，并且在时钟输出的边沿处重置所述斜坡；以及脉冲生成电路，被配置为在所述斜坡越过阈值时的第一预定时钟持续时间内在第一状态中断言所述时钟，然后在至少第二预定时钟持续时间内将所述时钟保持在第二状态中。
15.根据权利要求14所述的开关式电源控制器，其中所述斜坡生成器包括加载有电容的第四跨导放大器、被配置为重置所述电容的重置开关、以及被配置为检测所述电容上的电压何时越过所述阈值的斜坡比较器；以及所述脉冲生成电路包括锁存器，具有与所述斜坡比较器的输出耦合的设置输入和与所述时钟输出耦合的重置输入，以及率禹合在所述锁存器的输出与所述时钟输出之间的第一脉冲电路和I禹合在所述时钟输出与所述锁存器的重置输入之间的第二脉冲电路。
16.根据权利要求13所述的开关式电源控制器，其中控制器在低负载电流处操作于脉冲宽度调制模式而在高负载电流处操作于脉冲频率调制模式。
17.根据权利要求13所述的开关式电源控制器，其中开关控制器布置在集成电路上。
18.—种开关式电源,包括控制器，包括误差放大器，具有与所述开关式电源的输出节点耦合的输入，可控振荡器，具有与所述误差放大器的输出耦合的频率控制输入，所述可控振荡器产生时钟输出，时钟具有与上至最高频率的频率控制输入的第一输入范围成比例的输出频率，电流传感器，感测与所述开关式电源的负载电流成比例的电流，第一比较器，将所述误差放大器的输出和电流传感器的输出之和与第一阈值进行比较，以及逻辑电路，被配置为在所述可控振荡器的时钟输出的第一边沿处将逻辑电路输出信号从第一状态过渡至第二状态，并且在所述第一比较器的输出的第一边沿处将所述逻辑电路输出信号从所述第二状态过渡至所述第一状态；开关驱动器，包括与所述逻辑电路输出信号耦合的输入；以及开关，包括与所述开关驱动器的输出耦合的控制端子。
19.根据权利要求18所述的开关式电源，还包括电感器，耦合在所述开关的输出端子与电源输出节点之间；二极管，耦合至所述开关的输出端子；以及电流感测电阻器，耦合在电源输入节点与所述开关的输入端子之间，其中所述电流传感器包括与所述电流感测电阻器的第一端子耦合的第一输入和与所述电阻器的第二端子耦合的第二输入，其中所述开关式电源包括降压转换器。
20.根据权利要求18所述的开关式电源，其中当所述可控振荡器正在所述第一输入范围内操作时，所述开关式电源操作于脉冲频率调制模式；以及当所述可控振荡器正在所述第一输入范围外操作时，所述开关式电源操作于脉冲宽度调制模式。
全文摘要
本发明涉及用于控制开关式电源的系统和方法。在一个实施例中，一种操作开关式电源的方法包括基于电源输出电压与参考电压之间的差异来产生误差信号。产生与上至最高频率的误差信号成比例的时钟频率，并产生与开关式电源中的电流成比例的感测电流信号。将所述误差信号与所述感测电流信号进行求和以产生第一信号，并将所述第一信号与第一阈值进行比较。所述方法还包括在所述时钟信号的第一边沿处产生驱动信号的第一边沿，并且当基于所述比较，所述第一信号沿第一方向越过所述第一阈值时，产生所述驱动信号的第二边沿，其中所述第二边沿与所述第一边沿相反。
文档编号H02M3/155GK102594137SQ20121000947
公开日2012年7月18日 申请日期2012年1月13日 优先权日2011年1月14日
发明者A.维吉亚托, C.加博萨, E.奥里蒂, M.弗莱巴尼 申请人:英飞凌科技奥地利有限公司