专利名称：一种用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法
—种用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法技术领域
本发明属于电力系统领域，具体涉及一种用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法。
背景技术：
模块化多电平换流器(MMC)是采用多个子模块串联的一种新型拓扑结构，其各相桥臂分为上桥臂和下桥臂，上、下桥臂分别由N个相同的子模块和一个交流电抗器依次串联构成。每个子模块由两个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)及其反并联二极管组成的半桥结构和并联的电容构成。每个子模块都是一个两端器件，它可以同时在两种电流方向的情况下进行全模块电压和零模块电压之间的切换。
模块化多电平换流器(MMC)避免了器件串联的技术难点，输出波形为多电平，有效降低了开关器件的物理开关频率和开关损耗;MMC所特有的模块化结构使其设计灵活， 利于批量生产；便于分相控制和模块化设计，通过冗余技术可旁路故障单元，进而提高装置运行可靠性；器件开关频率较低，装置运行损耗较小。
基于以上特点，模块化多电平换流器十分适合在柔性直流输电系统和统一潮流控制器(UPFC)中使用，在高压大功率应用中的优势尤为明显，将是下一代多电平变换器的主流拓扑之一。
用于模块化多电平换流器(MMC)的脉宽调制(PWM)调制方法，主要有空间矢量脉宽调制(SVPWM)、优化PWM方法和载波移相PWM方法等。SVPWM方法由于计算复杂，当电平数目多时冗余矢量选择困难等因素在大于三电平的换流器中应用不多。优化PWM方法由于其良好的谐波性能得到了一定的应用，但是需要事先求解复杂的超越方程和存储大量的开关角度，不能在线计算，动态性能较差，因而受到了一定的限制。相对而言，载波移相调制应用更加广泛。载波移相PWM与常规的正弦脉宽调制(SPWM)相同，调制波为正弦波，载波为三角波或锯齿波。载波移相具有一下优点在任何调制比M即任何基波频率下，输出电压保持相同的开关频率；模块单元之间不存在功率不平衡问题；三角载波移相PWM方式对于各相可呈现模块化设计等。因此载波移相PWM成为模块化多电平换流器的标准PWM控制方法。但是载波移相PWM的调制波为正弦波，直流母线电压利用率仅为86. 6%，限制了其在高压大功率场合的应用。发明内容
针对现有技术的不足，本发明提供了一种模块化多电平换流器的脉宽调制方式， 该方法在载波移相PWM方法的基础上，使用一种新的马鞍形调制波与三角载波比较生成 PWM调制信号；该方法具有以下特点易于在线计算，工程实现简单；直流电压利用率高；同等电压功率等级可减少模块数，可降低成本，容量越大，效果越明显。
本发明的目的是采用下述技术方案实现的
一种用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，所述模块化多电平换流器MMC由三相六桥臂构成；每个桥臂包括依次串联N个子模块和一个交流电抗器；所述子模块包括两个绝缘栅双极型晶体管IGBT及其反并联二极管组成的半桥结构和电容；所述半桥结构和电容并联；
其改进之处在于，所述方法包括下述步骤
A、生成三相马鞍形调制波；
B、比较所述三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号；
C、所述PWM信号对模块化多电平换流器MMC进行控制。
优选的，所述步骤A中，生成三相马鞍形调制波包括下述步骤
a、分别取三相正弦电压Ua、Ub和U。的瞬时最大值Umax和瞬时最小值Umin ；
b、取所述瞬时最大值Umax和瞬时最小值Umin的平均值，对所述平均值取反向，得到零序电压Up ；
C、将零序电压Up与所述三相正弦电压Ua、Ub和U。分别进行叠加，得到三相马鞍形调制波Ua'、U/和U。'。
较优选的，所述瞬时最大值Umax、瞬时最小值Umin和零序电压Up分别用下述①-③ 式表不
Umax = max {Ua, Ub, Uj①；
Umin = min {Ua, Ub, Uj②；
Up = _l/2(Umax+Umin)③。
较优选的，所述三相马鞍形调制波Ua'、U/和U。'用下述④式表示 Ua=Un+ Ua
■Uh=Ur+ "Λ1 。U=uP+Uc
优选的，所述模块化多电平换流器MMC的等效开关频率高，每相桥臂中的子模块的开关频率低，所述三角载波的频率取工频的2-10整数倍。
较优选的，所述三相马鞍形调制波起始点的位置选在所述三角载波的上升沿或下降沿零点处。
较优选的，每相桥臂中的N个子模块均采用低的开关频率，开关频率与三角载波的频率相同，且N个子模块均具有相同的载波比K。和调制度m的三角载波。
优选的，所述步骤B中，比较所述三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号包括下述步骤
I、使每个子模块对应的三角载波初相位依次移2 π /N相位角；
II、将移2 π /N相位角的三角载波与得到的对应相的马鞍形调制波进行比较；
III、判断马鞍形调制波的幅值与三角载波幅值的大小如果马鞍形调制波的幅值小于三角载波的幅值，则比较的输出结果为O ;如果马鞍形调制波的幅值大于三角载波的幅值，则比较的输出结果为I ;由此产生出此相N组P丽调制信号。
优选的，所述步骤C中，产生的PWM信号对模块化多电平换流器MMC进行控制每相的N个PWM信号去分别驱动N个子模块单元，将所述N个PWM信号与N个子模块一一对应，对应的正信号控制子模块的上开关管I，使用对应正信号反向的负信号控制子模块的下CN 102983771 A书明说3/5页开关管2。
较优选的，将投入的N个子模块输出电压相叠加，从而得到模块化多电平换流器 MMC的一相桥臂的PWM输出电压波形。
与现有技术比，本发明达到的有益效果是
I、本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，易于在线计算，工程实现简单；
2、本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，输出线电压幅值可达直流输入电源电压E的值，较SPWM方式直流电压利用率提高15%以上，最大调制度可达 O. 907 ；
3、本发明提供的用于模块化多 电平换流器的脉宽调制方法，基波频域不存在谐波，因此不存在低次谐波干扰基波的问题；
4、本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，零序电压是三倍频谐波，在三相无中线系统中，三倍频谐波电流没有通路，所以在三相线电压和线电流中不存在三倍频谐波。
5、本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，边频带较宽，变频带中的主要谐波成分分解成一对对幅值更小更接近的谐波；
6、本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，开关频率与三角载波频率相同，可使换流器上下桥臂的负载分配相等，开关管的功率定额可以充分发挥；
7、本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，由于直流电压利用率高，同等电压、功率等级下MMC使用的模块数相对减少，可以降低成本，容量越大，效果越明显。
图I是本发明提供的三相正弦电压与零序电压波形图2是本发明提供的三相马鞍形调制波与零序电压波形图3是本法明提供的模块化多电平换流器MMC单个子模块电路图4是本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法的工作流程图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式
作进一步的详细说明。
模块化多电平换流器MMC由三相六桥臂构成；每个桥臂包括依次串联N个子模块和一个交流电抗器；子模块包括两个绝缘栅双极型晶体管IGBT及其反并联二极管组成的半桥结构和电容；半桥结构和电容并联；其中一个绝缘栅双极型晶体管IGBT及其反并联二极管称为上开关管1，另一个绝缘栅双极型晶体管IGBT及其反并联二极管称为下开关管2。
如图4所示，图4是本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法的工作流程图，该方法包括下述步骤
A、生成三相马鞍形调制波
下面结合图I和图2进一步说明三相马鞍形调制波生成方法，生成三相马鞍形调制波包括下述步骤6
a、分别取三相正弦电压Ua、Ub和U。的瞬时最大值Umax和瞬时最小值Umin ；
b、取瞬时最大值Umax和瞬时最小值Umin的平均值，对两者平均值取反向，得到零序电压Up;瞬时最大值Umax、瞬时最小值Umin和零序电压Up分别用下述①-③式表示
Umax = max {Ua, Ub, Uj①；
Umin = min {Ua, Ub, Uj②；
Up = _l/2(Umax+Umin)③。
C、将零序电压Up与三相正弦电压Ua、Ub和U。分别进行叠加，得到三相马鞍形调制波Ua'、U/和U。'。三相马鞍形调制波Ua'、U/和U。'用下述④式表示Ua =Up+Uauh=up+uh 。U = Up+Uc
B、比较三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号
模块化多电平换流器MMC等效开关频率高，每个子模块的开关频率较低，三角载波的频率取工频的2-10整数倍即可；调制波起始点的位置选在三角波的上升或下降沿零点处为好。
每相桥臂中的N个子模块均米用低的开关频率,开关频率与三角载波的频率相同，且N个子模块均具有相同的载波比K。和调制度m的三角载波。
比较三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号包括下述步骤
I、使每个子模块对应的三角载波初相位依次移2 /N相位角；
II、将移2 π /N相位角的三角载波与得到的对应相的马鞍形调制波进行比较；
III、判断马鞍形调制波的幅值与三角载波幅值的大小如果马鞍形调制波的幅值小于三角载波的幅值，则比较的输出结果为O ;如果马鞍形调制波的幅值大于三角载波的幅值，则比较的输出结果为I ;由此产生出此相N组PWM调制信号。
C、PWM信号对模块化多电平换流器MMC进行控制
结合图3进一步说明产生的PWM信号对MMC控制方式
每相的N个PWM信号去分别驱动N个子模块单元，将N个PWM信号与N个子模块一一对应，对应的正信号控制子模块的上开关管I，使用对应正信号反向的负信号控制子模块的下开关管2。
通过这种方式来决定各个子模块是否投入或切除，将投入的N个子模块输出电压相叠加，从而得到模块化多电平换流器MMC的一相桥臂的PWM输出电压波形。其余桥臂同理。
本发明提供的用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，在载波移相PWM方法的基础上，使用一种新的马鞍形调制波与载波比较生成PWM调制信号。该方法易于在线计算， 工程实现简单；直流电压利用率高；同等电压功率等级可减少模块数，降低成本，容量越大，效果越明显。
最后应当说明的是以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解依然可以对本发明的具体实施方式
进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要 求范围当中。
权利要求
1.一种用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法，所述模块化多电平换流器MMC由三相六桥臂构成；每个桥臂包括依次串联N个子模块和一个交流电抗器；所述子模块包括两个绝缘栅双极型晶体管IGBT及其反并联二极管组成的半桥结构和电容；所述半桥结构和电容并联； 其特征在于，所述方法包括下述步骤 A、生成三相马鞍形调制波； B、比较所述三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号； C、所述PWM信号对模块化多电平换流器MMC进行控制。
2.如权利要求I所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤A中，生成三相马鞍形调制波包括下述步骤 a、分别取三相正弦电压Ua、Ub和U。的瞬时最大值U-和瞬时最小值Umin； b、取所述瞬时最大值Umax和瞬时最小值Umin的平均值，对所述平均值取反向，得到零序电压Up ； C、将零序电压Up与所述三相正弦电压Ua、Ub和U。分别进行叠加，得到三相马鞍形调制波Ua'、U/和仏'。
3.如权利要求2所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述瞬时最大值Umax、瞬时最小值Unm和零序电压Up分别用下述①-③式表示 Umax = max {Ua, Ub, Uj①； Umin = min{Ua, Ub, Uj②； Up =-1/2(U—+Umin)③。
4.如权利要求2所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述三相马鞍形调制波Ua'、Ub'和U。'用下述④式表示 U =Up+Ua‘Uh=up + ub ④。
u； =Up+Uc
5.如权利要求I所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述模块化多电平换流器MMC的等效开关频率高，每相桥臂中的子模块的开关频率低，所述三角载波的频率取工频的2-10整数倍。
6.如权利要求5所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述三相马鞍形调制波起始点的位置选在所述三角载波的上升沿或下降沿零点处。
7.如权利要求5所述的脉宽调制方法，其特征在于，每相桥臂中的N个子模块均采用低的开关频率，开关频率与三角载波的频率相同，且N个子模块均具有相同的载波比K。和调制度m的三角载波。
8.如权利要求I所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤B中，比较所述三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号包括下述步骤 I、使每个子模块对应的三角载波初相位依次移2/N相位角； II、将移2/N相位角的三角载波与得到的对应相的马鞍形调制波进行比较； III、判断马鞍形调制波的幅值与三角载波幅值的大小如果马鞍形调制波的幅值小于三角载波的幅值，则比较的输出结果为O ;如果马鞍形调制波的幅值大于三角载波的幅值，则比较的输出结果为I ;由此产生出此相N组PWM调制信号。
9.如权利要求I所述的脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤C中，产生的PWM信号对模块化多电平换流器MMC进行控制每相的N个PWM信号去分别驱动N个子模块单元，将所述N个PWM信号与N个子模块一一对应，对应的正信号控制子模块的上开关管(I)，使用对应正信号反向的负信号控制子模块的下开关管(2)。
10.如权利要求9所述的脉宽调制方法，其特征在于，将投入的N个子模块输出电压相叠加，从而得到模块化多电平换流器MMC的一相桥臂的PWM输出电压波形。
全文摘要
本发明属于电力系统领域，具体涉及一种用于模块化多电平换流器的脉宽调制方法。模块化多电平换流器MMC由三相六桥臂构成；每个桥臂包括依次串联N个子模块和一个交流电抗器；子模块包括两个绝缘栅双极型晶体管IGBT及其反并联二极管组成的半桥结构和电容；半桥结构和电容并联；该脉宽调制方法包括下述步骤A、生成三相马鞍形调制波；B、比较三相马鞍形调制波与三角形载波，产生PWM信号；C、所述PWM信号对模块化多电平换流器MMC进行控制。该方法具有以下特点易于在线计算，工程实现简单；直流电压利用率高；同等电压功率等级可减少模块数，可降低成本，容量越大，效果越明显。
文档编号H02M7/49GK102983771SQ20121026718
公开日2013年3月20日 申请日期2012年7月13日 优先权日2012年7月13日
发明者王轩, 闫殳裔, 宿剑飞, 汪扬, 王宇红, 包海龙 申请人:中电普瑞科技有限公司, 上海市电力公司, 国家电网公司