混合式DC/DC转换器和方法与流程

混合式DC/DC转换器和方法相关申请案的交叉参考本发明要求2011年11月30日由付殿波(DianboFu)等人递交的发明名称为“混合式DC/DC转换器和方法(HybridDC/DCConvertersandMethods)”的第13/307946号美国专利申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以引入的方式并入本文本中，如全文再现一般。技术领域本发明涉及隔离式dc/dc转换器和方法，且更确切地说，涉及使用级联连接起来的第一级和第二级的隔离式dc/dc转换器和方法，其中该第二级的输出可以通过调节该第一级的辅助电源来进行调整。

背景技术：
为了提供所有类型的电信负载，电信网络电力系统通常包括以下转换：AC-DC级转换(AC-DCstageconverting)，即，将电力从AC公用线路转换到48V的DC配电总线；以及DC-DC级转换(DC-DCstageconverting)，即，将48V的DC配电总线转换到多个电压电平。这两级可以包含隔离式DC/DC转换器。隔离式DC/DC转换器可以使用不同的功率拓扑来实施，例如逆向转换器、正向转换器、半桥式转换器、全桥式转换器等等。如所属领域已知，当DC/DC转换器的功率超过100瓦特时，一般使用桥式转换器。如图1中所示，全桥式转换器100为常规全桥式转换器，具有全波整流器，该全波整流器耦接到中间抽头次级绕组。全桥式转换器100包括位于变压器Tx初级侧(primaryside)的四个开关Q1、Q2、Q3和Q4。这四个开关Q1、Q2、Q3和Q4形成具有两个支脚的桥。串联连接的Q1和Q3具有一个结点，称作A。串联连接的Q2和Q4具有一个结点，称作B。 变压器Tx的初级绕组连接到A和B。dc电源Vin连接到两个支脚，以向全桥式转换器100提供功率。根据硬开关(hardswitching)全桥式转换器的操作原理，在第一半周期中，将开关Q1和Q4同时接通并持续可调节的时间。在一段停滞时间之后，在第二半周期中，将开关Q2和Q3同时接通并持续相等的时间。因此，在交替的半周期中，Vin和-Vin被施加到变压器Tx的初级侧。在固定的工作周期(dutycycle)控制方案中，开关Q1和Q4的接通时间等于开关Q2和Q3的接通时间。当四个开关全部断开时，S1和S2两者均接通。负载电流流经S1和S2。这一时间间隔称作续流时间段(freewheelingperiod)。桥式转换器100的输出电压与开关的接通时间成比例。控制器(未图示)可以检测输出电压Vo，并经由负反馈控制回路(未图示)调节接通时间。变压器Tx的次级侧(secondaryside)带中间抽头。此类中间抽头次级侧与两个开关S1和S2可以形成全波整流器，这一全波整流器可以将变压器Tx的具有双极性(Vin和-Vin)的初级电压转换为具有单极性的次级电压。随后，具有单极性的次级电压被送到包括电感器Lo和输出电容器Co的输出滤波器。输出滤波器均分全波整流器的输出处的方形电压脉冲，并产生DC电压Vo，然后该电压被供应到电阻器RL所表示的负载。相移全桥式转换器能够通过零电压开关控制技术来降低开关损耗。如图1的虚线框120中所示，两个初级开关(例如，Q1和Q4)的接通时间具有一段时间的移位，这两个开关并没有同时接通。更确切地说，如虚线框110中所描绘，波形106和波形110示出：在接通Q4之前，Q1已接通了一段时间。Q1的接通时间与Q4的接通时间之间存在重叠。Q1断开之后，Q4在一段时间内保持接通。同样地，波形108和波形112示出：Q2与Q3的接通时间之间存在相移。相移全桥可以通过利用变压器漏电感与MOSFET(例如Q1)输出 电容之间的L-C共振，来实现零电压开关。例如，Q3在其漏极到其源极具有寄生电容器(未图示)。在Q1和Q4两者均接通期间，Q3的寄生电容器两端的电压经充电以达到大约等于Vin的电压。根据相移控制技术的基本原理，Q1在Q4断开之前断开。Q1断开后，初级侧电流无法瞬间充电。因此，初级侧电流将流经Q1和Q3的寄生电容器。初级侧电流流经两个寄生电容器可以使Q1与Q3之间结处的电压经放电而变为零，从而能在Q3接通时实现零电压开关，且无实质功率损耗。类似地，相移操作可以实现其他开关，即Q1、Q2和Q4，的无损耗接通。

技术实现要素：
本发明的优选实施例提供了一种用于降低桥式转换器的电流和电压应力的系统、设备和方法，这些优选实施例一般能解决或避开这些和其他问题，并且一般能获得技术优势。根据一项实施例，一种设备包含：第一电源；低功率转换器，其具有耦接到所述第一电源的输入以及与所述第一电源串联连接的输出；选择网络，其耦接到所述第一电源以及所述低功率转换器的所述输出；以及主隔离式功率转换器，其耦接到所述选择网络。根据一项实施例，一种系统包含：第一电源；低功率转换器，其具有耦接到所述第一电源的输入以及与所述第一电源串联连接的输出；选择网络，其耦接到所述第一电源以及所述低功率转换器的所述输出；第一主隔离式功率转换器，其耦接到所述选择网络；以及第二主隔离式功率转换器，其耦接到所述选择网络。根据另一项实施例，一种方法包含：从耦接到低功率转换器的第一电源提供功率；将所述第一电源的输出转换为与所述第一电源串联连接的第一辅助电压源；在第一半周期中，将所述第一电源与所述第一辅助电压源的第一组合施加到未经调整的功率转换器；以及在第二半周期中，将所述第一电源与所述第一辅助电压源的第二组合施加到所述未经调整的功 率转换器。本发明的一项优选实施例的优势在于：降低了混合式dc/dc转换器的开关和传导损耗，从而提高了所述混合式dc/dc转换器的效率。前述内容已相当广泛地概述了本发明的特征和技术优势，以便更好地理解下文中的本发明的具体实施方式。下文中将描述本发明的额外特征和优势，其形成本发明的权利要求书的主题。所属领域的技术人员应了解，所揭示的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计其他结构或过程的基础，以实现与本发明相同的目的。所属领域的技术人员还应意识到，此类等效构造不脱离所附权利要求书中所阐述的本发明的精神和范围。附图说明为了更完整地理解本发明及其优势，现在参考以下结合附图进行的描述，其中：图1图示了一种具有全波整流器的全桥式转换器；图2A图示了根据一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图2B图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图3A图示了根据一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的方框图；图3B图示了根据一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图；图3C图示了根据另一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图；图4A图示了根据一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图4B图示了根据另一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图5A图示了图4B中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配 置的示意图；图5B图示了图4B中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的示意图；图6A详细图示了根据一项实施例的图4B中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图6B详细图示了根据另一项实施例的图4B中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图7图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图8图示了根据一项实施例的图7中所示选择网络的示意图；图9图示了根据一项实施例的图7中所示双输出混合式dc/dc转换器的示意图；图10图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图11A图示了根据一项实施例的图10中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的方框图；图11B图示了根据一项实施例的图10中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图；图12图示了根据一项实施例的图10中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图13A详细图示了根据一项实施例的图12中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图13B图示了根据一项实施例的图13A中所示混合式dc/dc转换器在软开关操作中的波形；图14图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图15图示了根据一项实施例的图14中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图16详细图示了根据一项实施例的图15中所示混合式dc/dc转换 器的示意图；图17图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图18图示了根据一项实施例的图17中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图19A详细图示了根据一项实施例的图18中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图19B详细图示了根据另一项实施例的图18中所示混合式dc/dc转换器的示意图；图20A图示了根据一项实施例的图19A中的栅极驱动信号的时序图；图20B图示了根据一项实施例的图19B中的栅极驱动信号的时序图；图21图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图；图22A图示了根据一项实施例的图21中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的方框图；图22B图示了根据一项实施例的图21中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图；并且图23图示了根据一项实施例的图21中所示混合式dc/dc转换器的示意图。除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明各个实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。具体实施方式下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。然而，应了解，本发明提供可以在广泛多种具体上下文中体现的许多适用发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以制作和使用本发明的具体方式，而不限制本 发明的范围。本发明将在具体上下文中，即混合式全桥式转换器，针对优选实施例来描述。然而，本发明也可以应用于包括半桥式转换器、全桥式转换器、推拉式转换器等等的多种隔离式dc/dc转换器。此外，本发明可以应用于功率转换拓扑，所述功率转换拓扑具有多种控制机制，例如PWM工作周期控制、对称PWM、非对称PWM、相移PWM、变频PWM控制、相移PWM与变频PWM的组合、恒定接通时间控制、恒定断开时间控制或以上项的任一组合。首先参看图2A，图2A根据一项实施例图示了混合式dc/dc转换器的方框图。混合式dc/dc转换器200包含第一dc电压源102、低功率转换器104、第二dc电压源106、选择网络108以及主功率转换器110。如图2A中所示，第一dc电压源102耦接到选择网络108以及低功率转换器104。低功率转换器104将第一dc电压源102转换为不同的电压电平，从而产生第二dc电压源106。根据一项实施例，低功率转换器104可以是降压型dc/dc转换器、升压型dc/dc转换器、降压-升压型dc/dc转换器等非隔离式dc/dc转换器。或者，低功率转换器104可以是正向转换器、逆向转换器、半桥式转换器、全桥式转换器、推拉式转换器等隔离式dc/dc转换器。应注意，当低功率转换器104可以使用隔离式功率拓扑(例如，正向转换器)时，低功率转换器104的输出电压从第一dc电压源102开始浮动。因此，由选择网络108提供的连接网络可以将第二dc电压源106加到第一dc电压源102上，或从第一dc电压源102中减去第二dc电压源106。在另一方面，当低功率转换器104使用非隔离式功率拓扑(例如，降压型dc/dc转换器或升压型dc/dc转换器)时，低功率转换器104可以通过将第一dc电压源102与第二dc电压源106串联连接，只增加或减少第一dc电压源102。更确切地说，如果低功率转换器104为降压型dc/dc转换器，那么将第一dc电压源102与第二dc电压源106组合而得到的总 输出可能小于第一dc电压源102的输出电压。反过来，如果低功率转换器104为升压型dc/dc转换器，那么将第一dc电压源102与第二dc电压源106组合而得到的总输出可能大于第一dc电压源102的输出电压。应进一步注意，低功率转换器104可以处理传递到主功率转换器110的少量功率。如上文针对混合式dc/dc转换器的操作而描述的，低功率转换器104的输出电压被用作辅助电源，以调节主功率转换器110的输出电压，其中主功率转换器是在50％工作周期模式下操作的未经调整的转换器。因为低功率转换器104可以只处理传递到负载的总功率的一小部分，所以低功率转换器104可以使用裸片大小较小的开关。此外，当低功率转换器104为隔离式功率转换器时，可以使用软开关控制机制来进一步降低开关损耗，从而使得低功率转换器104在较高频率操作。此类较高频率有助于进一步减小低功率转换器104的大小。选择网络108可以包含多个开关。根据混合式dc/dc转换器200的操作原理，选择网络108可以将第一dc电压源102与第二dc电压源106连接，并且进一步将第一dc电压源102与第二dc电压源106的组合与主功率转换器110连接。或者，选择网络108可以将第一dc电压源102直接连接到主功率转换器110，从而以磁性方式重置主功率转换器110的变压器绕组。下文将针对图3A和图3B来描述选择网络108的一项实施例的具体实施方式。根据一项实施例，主功率转换器110可以是未经调整的隔离式dc/dc转换器。换句话说，主功率转换器110可以在固定的工作周期模式下操作。更确切地说，为了以磁性方式重置隔离式功率转换器的变压器，主功率转换器110可以在第一半周期和第二半周期中具有相同的接通时间段。例如，主功率转换器110可以在50％工作周期模式下操作，从而获得未经调整的输出电压并实现变压器的磁性重置。未经调整的主功率转换器110的一个优势特征在于，50％工作周期模式有助于降低主功率转换器110的变压器 所产生的磁性损耗。另一个优势特征在于，当主功率转换器110在50％工作周期模式下操作时，次级同步整流器可以更好地得到驱动。总之，未经调整的主功率转换器110有助于降低开关和传导损耗以及电磁干扰(EMI)噪声。主功率转换器110可以包含变压器152、整流器154以及输出滤波器156。此外，视拓扑而定，主功率转换器110可以进一步包含由辅助电感器和共振电容器形成的软开关网络。或者，对于例如PWM开关全桥式dc/dc转换器的一些隔离式拓扑来说，抗饱和dc电流阻塞电容器(anti-saturationdccurrentblockingcapacitor)可以包括在主功率转换器110中。应注意，在整篇描述中，各种实施例是基于全桥式dc/dc转换拓扑而描述的。然而，所属领域的技术人员将认识到，下文中所描述的各种实施例进一步适用于正向转换器、逆向转换器、半桥式转换器、推拉式转换器等其他隔离式拓扑。变压器152在主功率转换器110的初级侧与次级侧之间提供电隔离。根据一项实施例，变压器152可以由两个变压器绕组形成，即，初级变压器绕组和次级变压器绕组。或者，变压器152可以具有中间抽头次级绕组，从而具有三个变压器绕组，这三个变压器绕组包括初级变压器绕组、第一次级变压器绕组以及第二次级变压器绕组。应注意，本文本以及整篇描述中所说明的变压器仅仅为实例，这些实例不应过度地限制权利要求书的范围。所属领域的一般技术人员会想出许多变化、替代和修改方案。例如，变压器108可以进一步包含多种偏置绕组和栅极驱动辅助绕组。整流器154将接收自变压器152输出的交替极性波形转换为单极性波形。整流器154可以由一对开关元件形成，例如一对n型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管。或者，整流器154可以由一对二极管形成。此外，整流器154还可以由其他类型的可控装置形成，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)装置、双极结型晶体管(BJT)装置、超级结型 晶体管(superjunctiontransistor；SJT)装置、绝缘栅双极晶体管(IGBT)装置等等。整流器154的详细操作和结构在所属领域中已为人们所熟知，因此本文本中不再对其进行论述。输出滤波器156用于减弱主功率转换器110的开关波纹。根据隔离式dc/dc转换器的操作原理，输出滤波器156可以是由一个电感器和多个电容器形成的L-C滤波器。所属领域的技术人员将认识到，例如正向转换器的一些隔离式dc/dc转换器拓扑可能需要L-C滤波器。在另一方面，例如LLC共振转换器的一些隔离式dc/dc转换器拓扑可以包括由电容器形成的输出滤波器。所属领域的技术人员将进一步认识到，不同的输出滤波器配置视情况应用于不同的功率转换器拓扑。输出滤波器156的配置变化在本发明各种实施例的范围内。图2B图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图。混合式dc/dc转换器210类似于图2A中所示的混合式dc/dc转换器200，区别在于第一dc电压源102与第二dc电压源106互换。更确切地说，在图2A中，选择网络108可以在第二dc电压源106位于第一dc电压源102上部的配置中将第一dc电压源102与第二dc电压源106连接起来。反过来，通过互换第一dc电压源102和第二dc电压源106，第一dc电压源102可以经由选择网络108所提供的连接路径而位于第二dc电压源106的上部。图3A图示了根据一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的方框图。在第一半周期中，选择网络108配置成，第一dc电压源102与第二dc电压源106串联连接。另外，串联连接的电源(例如，102和106)被进一步施加到主功率转换器110的变压器152的初级侧。如弯曲箭头所指示，电流从第二dc电压源106的正极端流到主功率转换器110，然后流回第一dc电压源102的负极端。应注意，低功率转换器104具有独立于主功率转换器110的控制回路。换句话说，低功 率转换器104用于维持第二dc电压源106处的经调整电压。因此，尽管主功率转换器110未经调整，但是，对主功率转换器110输出的调整因而可以通过调整第二dc电压源106的输出电压来实现。图3B图示了根据一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图。在第二半周期中，选择网络108配置成，将第一dc电压源102施加到主功率转换器110的初级侧。如弯曲箭头所指示，电流从第一dc电压源102的负极端流到主功率转换器110的正极端，然后流回第一dc电压源102的正极端。图3C图示了根据另一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图。在第二半周期中，选择网络108配置成，第一dc电压源102与第二dc电压源106被串联连接且进一步被施加到主功率转换器110的变压器152(未图示)的初级侧。如弯曲箭头所指示，电流从第二dc电压源106的正极端流到主功率转换器110的负极端，然后流回第一dc电压源102的负极端。图4A图示了根据一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的示意图。如图4A中所示，选择网络108实际上为全桥式功率转换器的初级侧开关网络。图4A中的主功率转换器110可以视为具有两个部分。沿着变压器152(未图示)所提供的隔离屏障，变压器152有电力流入的左侧称为初级侧，并且连接到初级侧绕组的电路称为混合式dc/dc转换器402的初级电路。根据一项实施例，混合式dc/dc转换器402的初级侧开关网络可以替代性地用作选择网络108。在另一方面，变压器152有电力流出的右侧称为次级侧，并且连接到次级侧绕组的电路称为混合式dc/dc转换器402的次级电路。初级侧电路的功能已针对图2进行了详细描述，因此本文本中不再论述。图4B图示了根据另一项实施例的图2A中所示混合式dc/dc转换器的示意图。如图4B中所示，选择网络108类似于图4A的初级侧开关网 络。与图4A相比，开关S46连接到位于C26与Vsource之间的接合点。这一配置改变使Vsource成为第二半周期中的重置源(resettingsource)。因此，可以降低低功率转换器104的电流应力。下文将针对图5A和图5B描述图4B的操作细节。图5A图示了图4B中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的示意图。在第一半周期中，通过接通开关S50和S48，串联连接的电压源被施加到主功率转换器的初级变压器绕组。在第一半周期中，较低功率转换器被启用，且来自第一dc电压源的能量被传递到电容器C26，从而维持C26处的经调整电压。此外，通过调节电容器C26两端的电压，混合式dc/dc转换器502可以调整主功率转换器的输出电压。图5B图示了图4B中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的示意图。在第二半周期中，通过接通开关S46和开关S52，第一dc电压源被施加到初级变压器绕组。因此，主功率转换器的变压器以磁性的方式得到重置，且能量从初级侧转移到次级侧。应注意，在第二半周期中，低功率转换器无效，这是因为电容器C26与主功率转换器断开连接。因此，降低了低功率转换器的电流应力。应注意，图5A和图5B中所示的系统配置并不是两级功率转换拓扑。事实上，第二半周期中可以存在一个单级。因此，图5A和图5B中所示的功率拓扑可以替代性地称为一级半功率转换拓扑。图5A和图5B中所示的低功率转换器可以处理传递到主功率转换器的少量功率。根据一项实施例，低功率转换器所处理的功率可以如下进行描述：其中PLPC为低功率转换器所处理的功率，且PO为主功率转换器的输出功率。此外，流经低功率转换器的电流因而减少。根据一项实施例，流 经低功率转换器的电流可以如下进行描述：图6A详细图示了根据一项实施例的图4B中所示混合式dc/dc转换器的示意图。如图6A中所示，主功率转换器由PWM开关全桥式转换器来实施。变压器为耦接于初级侧开关网络与次级侧开关网络之间的中间抽头变压器。初级侧开关网络包括四个开关，即S234、S236、S238和S240。另外，初级侧开关网络还包括dc电流阻塞电容器，这一dc电流阻塞电容器与变压器TX4的初级绕组串联连接。次级侧使用由开关S242和开关S244形成的同步整流器。事实上，主功率转换器是全桥式dc/dc转换器。全桥式dc/dc转换器的操作已针对图1进行了详细描述，因此本文本中不再对其进行进一步的详细论述。应注意，混合式dc/dc转换器602的功率拓扑不仅可以如图6中所示应用于具有中间抽头次级绕组的全桥式转换器，还可以应用于具有非中间抽头次级绕组的全桥式转换器。此外，混合式dc/dc转换器602的功率拓扑适用于具有其他次级配置的桥式转换器，例如倍压整流器和倍流整流器。总之，混合式dc/dc转换器可以应用于所有类型的隔离式转换器，包括具有不同类型次级配置的全桥式转换器，以及具有不同类型次级配置的半桥式转换器。此外，桥式转换器的不同控制技术不会对混合式dc/dc转换器的应用产生影响。例如，混合式dc/dc转换器可以应用于硬开关全桥式转换器以及相移全桥式转换器。图6A中所示的低功率转换器使用升压型dc/dc转换拓扑。低功率转换器的控制独立于主功率转换器的控制。根据一项实施例，用于产生低功率转换器的PWM信号的时钟信号可以与用于产生主功率转换器的PWM信号的时钟信号同步，从而可以减少波纹电压以及输入滤波器。升压型dc-dc转换器的操作原理在所属领域中已为人们所熟知，因此本文本中不 再对其进行进一步的详细论述。图6B详细图示了根据另一项实施例的图4B中所示混合式dc/dc转换器的示意图。图6B中所示的功率拓扑类似于图6A中所示的功率拓扑，区别在于图6B中的主功率转换器使用软开关全桥式功率转换拓扑。如所属领域中已知，由Lr和Cr形成的共振槽路有助于降低主功率转换器的开关损耗，从而可以进一步提高混合式dc/dc转换器的功率。软开关全桥式转换器的操作原理在所属领域中已为人们所熟知，因此本文本中不再对其进行进一步的详细论述。图7图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图。图7中所示的混合式dc/dc转换器700类似于图2A中所示的混合式dc/dc转换器200，区别在于，主功率转换器使用多个输出结构。如图7中所示，选择网络702分别耦接到第一主功率转换器110和第二主功率转换器210。第一主功率转换器110和第二主功率转换器210的系统配置类似于图6A和图6B中所示的系统配置，因此本文本中不再对其进行进一步的详细论述，以避免不必要的重复。应注意，可以存在多种隔离式功率转换拓扑。第一主功率转换器110与第二主功率转换器210可以共享同一功率转换拓扑。或者，第一主功率转换器110与第二主功率转换器210可以使用不同的功率拓扑。例如，第一主功率转换器110可以使用PWM开关全桥式dc/dc转换器。相反，第二主功率转换器210可以使用软开关全桥式dc/dc转换器。图8图示了根据一项实施例的图7中所示选择网络的示意图。选择网络702包含串联连接的第一开关S402和第二开关S404。选择网络702耦接到输入dc源Vsource1以及电容器C6。通过控制S402和S404的接通和断开，转换器374和转换器376的输出电压分别得到调整。下文将针对图9描述双输出混合式dc/dc转换器的详细操作。图9图示了根据一项实施例的图7中所示双输出混合式dc/dc转换 器的示意图。如图9中所示，低功率转换器使用升压型dc/dc转换器，这样能在电容器Cin的正极端维持较高电压。上文已针对图6A和图6B描述了主功率转换器的功率拓扑，因此本文本中不再对其进行详细论述。应注意，第一输出的调整可以通过调节低功率转换器的工作周期来实现。另外，第一输出的调整还可以通过调节S464和S466的工作周期来实现。为了独立地调整第二输出，可以使用变频控制机制来调节第二输出的输出电压。图10图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图。图10中所示的混合式dc/dc转换器1000类似于图2A中所示的混合式dc/dc转换器200，区别在于多使用了一个电源。如图10中所示，第三dc输入电压源202耦接到选择网络1002。根据一项实施例，第三dc输入电压源202类似于第一dc输入电压源102。下文将针对图11A、图11B和图12描述第三dc输入电压源202的详细操作。图11A图示了根据一项实施例的图10中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的方框图。在第一半周期中，选择网络的系统配置类似于图3A中所示的系统配置，因此本文本中不再对其进行进一步的详细论述，以避免不必要的重复。图11B图示了根据一项实施例的图10中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图。图11B中所示的磁性重置方法类似于图3B中所示的方法，区别在于第三dc输入电压源202用于以磁性方式重置主功率转换器110的变压器。应了解，在第一半周期和第二半周期中使用同一电源或在两个周期中使用不同电源是设计上的选择，并且视各种应用的不同需求而定。图12图示了根据一项实施例的图10中所示混合式dc/dc转换器的示意图。图12的系统配置类似于图5A中所示的系统配置。在第一半周期中，图12的系统配置与图5A的系统配置相同。在第二半周期中，使用不同的dc电压源Vsource2来重置功率转换器124的变压器绕组。相反，在图5A和图5B中，第一周期与第二周期共享同一输入电压源。图13A详细图示了根据一项实施例的图12中所示混合式dc/dc转换器的示意图。如图13中所示，低功率转换器使用两个开关S214和S216，并且通过分别调节S214和S216的工作周期来调节Cin正极端的电压。S214和S216的ZVS和ZCS可以通过电感器L以及两个共振电容器Cr1和Cr2之间的共振过程来实现。ZVS和ZCS的详细操作在所属领域中已为人们所熟知，因此本文本中不再对其进行进一步的详细论述。通过控制主开关S218、S220、S222和S224的接通和断开，还可以实现主功率转换器的ZVS和ZCS。更确切地说，可以在任何输入电压和输出电流条件下实现主开关的ZVS。同样的，可以在由S226和S228形成的次级侧同步整流器处实现ZCS。图13B图示了根据一项实施例的图13A中所示混合式dc/dc转换器在软开关操作中的波形。如图13B中所示，开关S216可以通过使用电感器L与共振电容器Cr2之间的共振过程来实现ZVS和ZCS过渡(transition)。同样的，主开关S220可以通过使用Lr与Cr之间的共振过程来实现ZVS和ZCS过渡。在较低功率转换器和主功率转换器处具有软开关过渡的一个优势在于，这一软开关过渡有助于降低开关损耗，从而提高图13A中所示的混合式dc/dc转换器的效率。图14图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图。图14中所示的混合式dc/dc转换器1400类似于图10中所示的混合式dc/dc转换器1000，区别在于图14中的低功率转换器104不仅维持经调整V1N1，还向负载112提供能量。混合式dc/dc转换器1400的详细操作将针对图15和图16进行进一步的详细描述。图15图示了根据一项实施例的图14中所示混合式dc/dc转换器的示意图。图15的系统配置类似于图12中所示的系统配置，区别在于低功率转换器112直接耦接到负载。因此，低功率转换器112能够将能量传递到电容器C28以及主功率转换器126的输出。图16详细图示了根据一项 实施例的图15中所示混合式dc/dc转换器的示意图。如图16中所示，低功率转换器使用多输出隔离式dc/dc转换器来维持Cin正极端的电压。另外，较低功率转换器经由变压器TX1的第二变压器绕组将能量传递到输出电容器Co。将较低功率转换器直接耦接到输出电容器的一个优势特征在于，该较低功率转换器可以在启动、电流限制和保持时间(holduptime)操作等一些具体操作条件下将能量直接传递到负载。应注意，图16中所示的主功率转换器0004可以在未经调整的模式下操作。更确切地说，主功率转换器0004可以在50％工作周期下操作。混合式dc/dc转换器1600的输出电压是通过控制电容器Cin两端的电压来调整的。或者，为了在启动、电流限制和保持时间操作等具体操作条件下调节混合式dc/dc转换器1600的电特性，主功率转换器0004可以使用经调整的dc/dc转换器，例如由PWM控制器(未图示)控制的软开关全桥式转换器。图17图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图。图17中所示的混合式dc/dc转换器1700类似于图10中所示的混合式dc/dc转换器1000，区别在于，图17中的主功率转换器包括用以形成多输出电力系统的两个分离的隔离式功率转换器。或者，图17中所示的隔离式功率转换器可以按照交错方式来操作。如图17中所示，第一功率转换器110和第二功率转换器210可以在50％工作周期下操作，但第一功率转换器110的一个PWM信号的前沿与第二功率转换器210的对应PWM信号的前沿之间具有相移。多相功率转换器的详细操作在所属领域中已为人们所熟知，因此本文本中不再对其进行论述。图18图示了根据一项实施例的图17中所示混合式dc/dc转换器的示意图。图18的系统配置类似于图12中所示的系统配置，区别在于图12中所示的主功率转换器可以用多个功率转换器来替换。通过将负载(例如负载1和负载N)连接到这些负载的对应功率转换器，功率转换器(例如 转换器350和转换器352)可以形成多输出电力系统。或者，可以存在以交错方式操作的多个多相隔离式转换器。此类交错方式有助于在改善瞬态响应的同时减少波纹。图19A详细图示了根据一项实施例的图18中所示混合式dc/dc转换器的示意图。如图19A中所示，低功率转换器使用升压型dc/dc转换器来维持Cin正极端的电压。第一主功率转换器使用PWM全桥式dc/dc转换器。第一主功率转换器的输出电压的调整可以通过调节低功率转换器的输出电压来实现。或者，第一主功率转换器的输出电压的调节可以通过调节PWM全桥式dc/dc转换器的工作周期来实现。第二主功率转换器由软开关半桥式dc/dc转换器来实施。第二主功率转换器的输出电压的调整可以通过调节软开关半桥式dc/dc转换器的开关频率来实现。下文将针对图20来论述图19A中的栅极驱动信号的实施例时序图。图19B详细图示了根据另一项实施例的图18中所示混合式dc/dc转换器的示意图。图19B中的系统配置类似于图19A中的系统配置，区别在于低功率转换器使用隔离式dc/dc转换器。因此，本文本中不再对图19B进行详细论述。图20A图示了根据一项实施例的图19A中的栅极驱动信号的时序图。如图20A中所示，两个初级开关(例如，S358和S364)的接通时间具有一段时间的移位，这两个开关并没有同时接通。更确切地说，S358的栅极驱动波形和S364的栅极驱动波形示出：在接通S364之前，S358已接通了一段时间。S358的接通时间与S364的接通时间之间存在重叠。S358断开之后，S364在一段时间内保持接通。相移全桥可以通过利用变压器漏电感与MOSFET(例如S358)输出电容之间的L-C共振，来实现零电压开关。图20B图示了根据一项实施例的图19B中的栅极驱动信号的时序图。图20B的相移机制类似于图20A的相移机制，因此本文本中不再对其进行详细论述，以避免不必要的重复。图21图示了根据另一项实施例的混合式dc/dc转换器的方框图。图21中所示的混合式dc/dc转换器2100类似于图10中所示的混合式dc/dc转换器1000，区别在于多使用了一个低功率转换器。如图21中所示，第二低功率转换器204耦接于第三dc输入电压源202与第四dc电压源206之间。根据一项实施例，第二低功率转换器204类似于第一低功率转换器104。另外，第四dc电压源206可以与第二dc电压源106使用同一功率拓扑。下文将针对图22A、图22B和图23描述第二低功率转换器的详细操作。图22A图示了根据一项实施例的图21中所示混合式dc/dc转换器的第一半周期系统配置的方框图。在第一半周期中，选择网络的系统配置类似于图11A中所示的系统配置，因此本文本中不再对其进行进一步的详细论述，以避免不必要的重复。图22B图示了根据一项实施例的图21中所示混合式dc/dc转换器的第二半周期系统配置的方框图。图22B中所示的磁性重置方法类似于图11B中所示的方法，区别在于第三dc输入电压源202和第四dc输入电压源206的组合用于以磁性方式重置主功率转换器110的变压器。应了解，在第一半周期和第二半周期中使用同一电源或在两个周期中使用不同电源是设计上的选择，并且视各种应用的不同需求而定。图23图示了根据一项实施例的图21中所示混合式dc/dc转换器的示意图。图23的系统配置类似于图13中所示的系统配置，区别在于，使用了第二低功率转换器来提供更大的灵活性。如图23中所示，第一低功率转换器和第二低功率转换器两者分别对Cin1和Cin2两端的电压使用隔离式逆向转换器。应了解，虽然图23所示的每个低功率转换器都使用了逆向转换器，但是每个低功率转换器也可以使用同一功率转换拓扑，例如降压型、升压型、降压-升压型、逆向型、正向型等。或者，所属领域的技术人员将认识到，第一低功率转换器和第二低功率转换器可以使用不同功 率转换拓扑，这在各种实施例的范围内。虽然已详细地描述了本发明的实施例及其优势，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。此外，本申请案的范围不意图限于本说明书中所描述的过程、机器、制造、物质成分、构件、方法和步骤的特定实施例。所属领域的一般技术人员容易从本发明的揭示内容中了解到，可以根据本发明利用执行与本文本中所描述的对应实施例大致相同的功能或实现与本文本中所描述的对应实施例大致相同的结果的目前存在或稍后将开发的过程、机器、制造、物质成分、构件、方法或步骤。因此，所附权利要求书意图在其范围内包括此类过程、机器、制造、物质成分、构件、方法或步骤。