多绕组电动机驱动控制装置的制作方法

本发明涉及一种多绕组电动机驱动控制装置，其通过多个逆变器来驱动在1台电动机内具有独立的多个绕组的多绕组电动机，并对旋转进行可变速控制。

背景技术：

当使多绕组电动机以绕组组为单位分别与多台逆变器并联连接来进行控制时，与使单绕组电动机与多台逆变器并联连接来运行时相比，具有无需为每台逆变器配置电抗器以防止横流的优点。此外，在大容量的情况下，由于能够根据负载容量来组合单位容量的逆变器，因此具有可实现逆变器开发制造的效率化和低成本化的优点。

然而，采用该方法时，若流动于各绕组的电流存在不平衡，则与平衡时相比需要更大容量的逆变器，或者若电流相位变得不平衡，则会由于绕组间磁耦合引起的干扰而产生绕组间的转矩脉动等问题。

为了解决该问题而公开了下述方法，其检测各绕组电流的平均与偏差，将平均值控制为指令值，将偏差控制为0，从而使各逆变器与绕组中流动的电流相等(例如，专利文献1)。

此外，针对由于在开关速度慢的开关元件中无法增大pwm载波的频率而导致低次谐波残留于输出电压的问题，公开了低次谐波消除pwm，其有效利用较少的开关次数，在减少特定的低次谐波的时点进行开关(例如，非专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第2733724号公报(第[0006]、[0007]段、图1、图3)

非专利文献

非专利文献1：“generalizedtechniquesofharmoniceliminationandvoltagecontrolinthyristorinverters：parti－harmonicelimination”(ieeetransactionsonindustryapplications，vol.ia－9，no.3，may/june1973)(第315～316页)

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，专利文献1中公开的方法是以三角波比较pwm电压为前提，为了消除逆变器间的电流振幅差和相位差，需要通过瞬间电流差进行瞬间电压修正，响应必须非常快。因此，难以在无法使载波变快的高电压大容量逆变器中实现。

此外，非专利文献1中公开的方法存在如下问题：在响应比基波快的控制中，pwm的正负对称且在1/4周期处左右对称的波形受到破坏，如果以高响应来进行控制，则与载波频率高的三角波pwm相比控制容易变得不稳定。

本发明是为解决上述问题而完成的，其目的是提供一种多绕组电动机驱动控制装置，该多绕组电动机驱动控制装置能够针对多台大容量逆变器减少谐波，高精度地进行各逆变器的电压相位、振幅不平衡的修正。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明的多绕组电动机驱动控制装置包括：多个功率转换器，该多个功率转换器为驱动多绕组交流电动机而具有开关元件，并将直流电源转换成可变电压及可变频率的交流电源；以及控制部，该控制部控制功率转换器，控制部包括：输出电压控制部，该输出电压控制部计算并输出用于以所期望的旋转速度驱动多绕组交流电动机的输出电压、输出电压相位；以及pwm控制部，该pwm控制部对开关元件进行pwm控制，输出电压控制部包括：输出电压决定部，该输出电压决定部基于频率指令决定输出电压；输出电压相位计算部，该输出电压相位计算部基于频率指令对输出电压相位进行积分和计算；以及调制率相位指令生成部，该调制率相位指令生成部基于输出电压相位计算功率转换器的d轴电流、q轴电流，基于该d轴电流、q轴电流计算用于使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等的功率转换器的调制率修正量、相位修正量，并基于此生成控制功率转换器的调制率指令及相位指令，pwm控制部包括：调制率运算部，该调制率运算部基于输出电压控制部所计算得到的输出电压和直流电源的直流电压来运算调制率；脉冲数决定部，该脉冲数决定部基于频率指令来决定开关元件的pwm控制中每半个周期的脉冲数；模式表，该模式表按脉冲数根据调制率的大小来存储减少了输出电压的低次谐波的开关模式；以及栅极信号发生器，该栅极信号发生器基于来自调制率运算部的调制率、来自脉冲数决定部的脉冲数以及利用输出电压控制部计算得到的输出电压相位，使用来自模式表的开关模式，来生成驱动开关元件的栅极信号，调制率相位指令生成部进行使功率转换器的电流均等的控制，且控制的相位和频度根据脉冲数、调制率、频率指令以及开关模式中的任一个进行变更。

发明效果

根据本发明的多绕组电动机驱动控制装置，该多绕组电动机驱动控制装置包括：调制率相位指令生成部，其生成用于使流过电动机的各绕组的电流均等的调制率指令及相位指令；脉冲数决定部，其决定pwm控制中每半个周期的脉冲数；模式表，其按脉冲数根据调制率的大小来存储减少了输出电压的低次谐波的开关模式；以及栅极信号发生器，其使用开关模式来生成驱动开关元件的栅极信号，调制率相位指令生成部进行使功率转换器的电流均等的控制，且该控制的相位和频率根据脉冲数进行变更，因此，即使是具有开关速度慢的开关元件的逆变器，也能最大限度地利用较少的开关次数，通过减少了谐波的pwm来进行控制，从而能够以高精度进行多台逆变器的电压相位、振幅不平衡的修正。

附图说明

图1是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的整体构成图。

图2是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的构成的局部详图。

图3是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的调制率相位指令生成部的构成图。

图4是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的电流均等控制器的构成图。

图5是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的各逆变器的脉冲模式与控制载波之间的关系的说明图。

图6是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的各逆变器的脉冲模式与控制载波之间的关系的说明图。

图7是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的各逆变器的低次谐波消除pwm的输出电压例。

图8是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的各逆变器的开关模式相位波形图。

图9是本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置的各逆变器的开关模式相位波形图。

图10是本发明实施方式2的多绕组电动机驱动控制装置的调制率相位指令生成部的构成图。

图11是本发明实施方式2的多绕组电动机驱动控制装置的电流均等控制器的构成图。

图12是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的整体构成图。

图13是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的整体构成图。

图14是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的调制率相位指令生成部的构成图。

图15是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的电流均等控制器的构成图。

图16是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的电流均等控制器的构成图。

图17是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的调制率相位指令生成部的构成图。

图18是本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的电流均等控制器的构成图。

具体实施方式

实施方式1.

实施方式1涉及下述多绕组电动机驱动控制装置：控制部具备输出电压控制部与pwm控制部，输出电压控制部具备输出电压决定部、输出电压相位计算部、以及根据逆变器的电流来计算用于使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等的调制率和相位修正量，并据此生成用于控制逆变器的调制率指令及相位指令的调制率相位指令生成部，pwm控制部具备：调制率运算部；脉冲数决定部，其根据频率指令来决定pwm控制中的每半个周期的脉冲数；模式表，其存储减少了输出电压的低次谐波的开关模式；以及栅极信号发生器，其根据调制率、脉冲数、输出电压相位，使用来自模式表的开关模式来生成驱动开关元件的栅极信号，而且调制率相位指令生成部进行使功率转换器的电流均等的控制，该控制的相位和频率会根据脉冲数进行变更。

以下，针对本申请发明的实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置1的构成和动作，基于作为多绕组电动机驱动控制装置的整体构成图的图1、作为构成的局部详图的图2、作为调制率相位指令生成部的构成图的图3、作为电流均等控制器的构成图的图4、作为各逆变器的脉冲模式与控制载波之间的关系的说明图的图5和图6、作为各逆变器的低次谐波消除pwm的输出电压例的图7、以及作为各逆变器的开关模式相位波形图的图8和图9来进行说明。

图1示出了包含本发明实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置1的系统整体的构成。此外，图2是构成多绕组电动机驱动控制装置1的第1组逆变器2的详细构成图。第2组逆变器3的详细构成图与第1组逆变器2相同，因此省略。

在图1中，包含多绕组电动机驱动控制装置1的整体系统100由多绕组电动机驱动控制装置1、外部交流电源40、电抗器41以及电动机5构成。

多绕组电动机驱动控制装置1经由电抗器41接受来自外部交流电源40的交流电源并在内部转换成直流，且使用该直流电源来控制电动机5。

另外，在实施方式1中，设想了具有两个绕组组的多绕组电动机来作为电动机5。

接着，基于图1和图2来说明多绕组电动机驱动控制装置1的内部构成。

多绕组电动机驱动控制装置1由具备第1组逆变器2与第2组逆变器3的逆变器部4、控制部8、以及检测电动机5的电动机电流的电流传感器16构成。在实施方式1中，与具有两个绕组组的多绕组电动机即电动机5相对应，具有两台逆变器即第1组逆变器2与第2组逆变器3。

另外，文中适当地将第1组逆变器2记载为第1逆变器2，第2组逆变器3记载为第2逆变器3。此外，在无需区分第1逆变器2与第2逆变器3而进行统称时适当记载为逆变器。

另外，本发明的功率转换器为第1组逆变器2、第2组逆变器3。

图2示出逆变器部4的第1逆变器2的内部构成，与外部交流电源40、电抗器41以及电动机5的连接也包含在内。

控制部8大体上由输出功率控制部81与pwm控制部82构成。

输出功率控制部81具备输出电压相位计算部9、输出电压决定部10以及调制率相位指令生成部13。

pwm控制部82具备调制率运算部11、脉冲数决定部12、模式表14以及栅极信号发生器15-1、15-2。

另外，在无需区分用于第1逆变器2的栅极信号发生器15-1与用于第2逆变器3的栅极信号发生器15-2而进行统称时，适当记载为栅极信号发生器15。

在第1逆变器2中，通过整流电路部6-1的变压器与二极管将交流输入电压作为绝缘的直流电压而分别输出至u、v、w相。第1逆变器2将该直流电转换成交流电并提供给电动机5。此外，第1逆变器2在与电动机5相连的连接部分具备检测各绕组的u、v、w相的电动机电流的电流传感器16-1。

第1逆变器2是准备了与三个相相对应的5电平逆变器电路而得到的结构，该5电平逆变器电路通过将中性点钳位式3相3电平逆变器的两个桥臂(a桥臂7a、b桥臂7b)串联连接而成。然后，通过各桥臂的开关元件的开关动作，将经整流电路部6-1整流后的直流电压转换成任意的大小及频率的交流电压并输出。此外，第1逆变器2具备用于检测整流电路部6-1所输出的u、v、w各相的直流电压(vdc1a～vdc1c)的第1组用直流电压传感器(17-1a～17-1c)。

另外，虽未予以图示，但第2逆变器3具有与第1逆变器2相同的构成，通过整流电路部6-2的变压器与二极管将交流输入电压作为绝缘的直流电压分别输出至u、v、w相。进而通过第2逆变器3的各桥臂的开关元件的开关动作，将直流电压转换成任意的大小及频率的交流电压并输出。此外，第2逆变器3具备分别检测整流电路部6-2所输出的u、v、w各相的直流电压(vdc2a～vdc2c)的第2组用直流电压传感器(17-2a～17-2c)。

接着，配合各部的功能，对控制部8的输出功率控制部81与pwm控制部82的主要构成进行说明。

输出功率控制部81具备：输出电压相位计算部9，其对第1逆变器2及第2逆变器3的频率指令值fc进行积分而算出标准相位指令值th*ref；以及输出电压决定部10，其利用v/f模式由频率指令值fc来运算相电压的振幅vp。而且还具备调制率相位指令生成部13，其基于电流传感器16-1所检测出的流过第1逆变器2与电动机绕组第1组的相电流iuvw1以及电流传感器16-2所检测出的流过第2逆变器3与电动机绕组第2组的相电流iuvw2，来计算流过两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3与电动机的两组绕组的电流差，并生成两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的调制率指令值(inv1*mod、inv2*mod)以及相位指令值(inv1*th、inv2*th)以使该电流差为0。

pwm控制部82具备：调制率运算部11，其根据输出电压决定部10所运算出的相电压振幅指令值vp来运算调制率mod*ref；以及脉冲数决定部12，其根据第1逆变器2、第2逆变器3的频率指令值fc来决定脉冲数pnum。在这里，脉冲数pnum是指输出至每个桥臂7a、7b的每半个周期的脉冲数，且2×脉冲数成为与单相相对应的输出电压。

此外，pwm控制部82具备作为存储部的模式表14，针对各逆变器按脉冲数、调制率m的大小来存储能减少谐波的开关模式(th1a、th2a、th3a·····thna、th1b、th2b、th3b·····thnb)。

模式表14设定为两台逆变器中使用相同的模式表，但也可为各逆变器准备模式表。

另外，(th1a、th2a、th3a·····thna)为对应a桥臂7a的开关模式，(th1b、th2b、th3b·····thnb)为对应b桥臂7b的开关模式。即，模式表14针对每个桥臂7a、7b存储不同的开关模式，组合两种开关模式而形成2桥臂的开关模式。

而且pwm控制部82具备栅极信号发生器15-1、15-2，其生成用于控制第1逆变器2、第2逆变器3各自的两个开关桥臂7a、7b的开关元件的栅极信号(gs1、gs2)。

接着，基于附图来说明控制部8的整体动作。

输出电压相位计算部9对频率指令值fc进行积分，从而生成第1逆变器2、第2逆变器3的相位指令值th*ref。

此外，在输出电压决定部10中，在逆变器频率与电动机的感应电压具有一定的比例关系的前提下，根据额定的相电压振幅vrated与额定的电角度频率frated的比kvf求出频率指令值fc下的相电压振幅vp。即，kvf和逆变器的频率指令值fc下的第1逆变器2、第2逆变器3的相电压振幅指令vp可通过(1)式及(2)式来求出。

【数学公式1】

数1

kvfvrated/frated…(1)

【数学公式2】

数2

vp＝fc×kvf…(2)

调制率运算部11根据输出电压决定部10所输出的第1逆变器2、第2逆变器3的相电压振幅指令vp、以及使用由第1逆变器2、第2逆变器3的电压传感器17-1a～17-1c、17-2a～17-2c检测到的u相v相w相的直流电压(第1组：vdcla～vdclc、第2组：vdc2a～vdc2c)算出的平均电压vdc，通过(3)式来运算调制率mod*ref。然后，调制率运算部11向调制率相位指令生成部13输出平均直流电压vdc与调制率指令值mod*ref。

【数学公式3】

数3

mod*ref＝vp/vdc…(3)

脉冲数决定部12根据两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的频率指令值fc来决定pwm控制中的每半个周期的脉冲数pnum。在容量逆变器那样的具有开关速度慢的元件的逆变器中，如果频率指令值fc变高，则需要逐阶段地减少每半个周期的脉冲数pnum并减少开关次数。在本实施方式1中，具有存储有3脉冲/5脉冲/7脉冲/9脉冲/11脉冲这五种脉冲数pnum的开关模式的模式表14，随着频率指令值fc增加，对脉冲数pnum进行如下脉冲数切换：11脉冲→9脉冲→7脉冲→5脉冲→3脉冲。

另外，本发明的频率指令为频率指令值fc。

如果由于两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的整流电路部6-1、6-2的常数不同或负荷变动等干扰而导致第1逆变器2的三相直流电压(vdc1a～vdc1c)与第2逆变器3的三相直流电压(vdc2a～vdc2c)间产生电压差，则即使提供相同的调制率指令值mod*ref与位相指令值th*ref，从两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3输出的电压的振幅也会产生差异。如果以正弦波电压来考虑，则可以使直流电压额定值相对于两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3各自的直流电压的比乘以mod*ref，将由此得到调制率作为各调制率。但如果是pwm，则即使输出相同的振幅，也会因为调制率所导致的pwm波形的不同或死区时间所导致的脉冲偏差，特别是由于0电压附近电流方向不同而引起的脉冲正负方向不同所导致的偏差，使得基波的相位产生偏差。

在具有开关速度慢的元件的大容量逆变器中，则会由于死区时间长而导致这种偏差变大，从而使得两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的差电流变大。因此，调制率相位指令生成部13中，利用电流均等控制器18计算两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3各自的调制率修正量与相位修正量以消除两台逆变器电流的差，并据此生成两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的调制率指令值和相位指令值。

另外，本发明的调制率指令为调制率指令值，相位指令为相位指令值。

调制率相位指令生成部13使用电流传感器16-1所检测出的第1逆变器2的三相电流iuvw1、电流传感器16-2所检测出的第2逆变器3的三相电流iuvw2、以及来自调制率运算部11的调制率指令值mod*ref及平均直流电压vdc，来生成用于消除流过第1逆变器2、第2逆变器3的绕组的电流差的调制率指令值与相位指令值，以供第1逆变器2、第2逆变器3使用。

进而，调制率相位指令生成部13生成第1逆变器2用的调制率指令值inv1*mod和相位指令值inv1*th、以及第2逆变器3用的调制率指令值inv2*mod和相位指令值inv2*th。然后，调制率相位指令生成部13向模式表14输出调制率指令值inv1*mod1和inv2*mod，并向第1逆变器2、第2逆变器3的栅极信号发生器15-1，15-2输出相位指令值inv1*th、inv2*th。

此外，调制率相位指令生成部13在一个以上的相位、在一个周期进行1次以上的用于使第1逆变器2、第2逆变器3的电流均等的控制，且该控制的相位和频度根据脉冲数、调制率、频率指令值以及开关模式中的任一个进行变更。

图3是调制率相位指令生成部13的构成图。在调制率相位指令生成部13中，利用电流均等控制器18，根据流过两台逆变器与绕组的三相电流iuvw1、iuvw2算出组间的电流差，并输出使该差为0的调制率修正量δmod12、相位修正量δth12。

图4是电流均等控制器18的构成图。在图4中，电流均等控制器18具备3相/2相转换器21a、21b，其通过相位指令值th*ref来对第1逆变器2及第2逆变器3的电流进行3相/2相转换，从而获得控制轴γ－δ轴上的电流。而且，电流均等控制器18还具备：c12d控制器22a，其输出用于根据第1逆变器2、第2逆变器3的控制轴的γ轴(d轴)电流彼此的差(第1组-第2组：iγ1－iγ2)进行调制率修正的修正量；以及c12q控制器22b，其输出用于根据第1逆变器2、第2逆变器3的控制轴的δ轴(d轴)电流彼此的差(第1组-第2组：iδ1－iδ2)进行相位修正的修正量。此外，电流均等控制器18还具备：修正量/调制率转换器28，其使用直流电压vdc将利用c12d控制器22a得到的修正量转换成调制率修正量；以及修正量/相位转换器29，其将利用c12q控制器22b得到的修正量转换成相位修正量。

通常情况下，与转子的磁通矢量同步且以旋转角频率ωr旋转的旋转坐标(d-q坐标)中的双绕组ipm的电压方程式用(4)式来表示。

在(4)式中，vds1、vqs1、ids1、iqs1为第1组绕组的dq轴电压与dq轴电流。vds2、vqs2、ids2、ids2为第2组绕组的dq轴电压与dq轴电流。ld、lq为各绕组的d轴q轴的电感，ra为绕组电阻，md、mq为绕组间的互感，p为微分算子。

【数学公式4】

数4

如果根据(4)式来求出第1组绕组与第2组绕组的电压差，则如(5)所示。

【数学公式5】

数5

如上所示，如果设为各组间的电压差与电流差的关系式，则成为只有电阻ra、漏电感l(ld－md、lq－mq)以及旋转角频率ωr的式子，而不包含第1组绕组的电流影响第2组绕组的电压、第2组绕组的电流影响第1组绕组的电压的干扰项((4)式的矩阵中的pm项与ωrm项)。因此，可在不考虑绕组间的组间干扰的情况下求出用于消除差电流的电压差(修正电压量)。

根据上述电压方程式，为了简化控制，忽略速度电动势而仅将1次延迟(d轴为(ld－md)与ra的项，q轴为(lq－mq)与ra的项)作为控制对象。

具体而言，根据电流差ids1－ids2与iqs1－iqs2，通过指令值0的pi控制，以所期望的控制响应ωc计算2组的电压差(vds1－vds2、vqs1－vqs2)，并据此来计算调制率修正量、相位修正量。

在本实施方式1中，理想情况下的控制坐标(γ－δ坐标)与电动机5的旋转坐标(d－q坐标)相同，且作为iγ1－iγ2、iδ1－iδ2及指令值0，通过c12d控制器22a、c12q控制器22b求出电压差vγ1－vγ2、vδ1－vδ2。c12d控制器22a及c12q控制器22b的pi控制的传递函数y用(6)式和(7)式来表示。

【数学公式6】

数6

在这里，p增益kp＝ωc×(ld－md)、i增益ki＝ωc×ra

【数学公式7】

数7

在这里，p增益kp＝ωc×(lq－mq)、i增益ki＝ωc×ra

关于γ轴电流的组间差电流，将通过c12d控制器22a算出的电压差vγ1－vγ2除以直流电压平均值vdc，再乘以1/2，将由此得到的值设为用于两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的调制率修正量δmod12。

此外，关于δ轴电流的组间差电流，如果将通过c12q控制器22b算出的电压差vδ1－vδ2设为δ轴的电压修正量δvδ，则γδ轴的电压绝对值vγδ与δvδ所成的角度θ用(8)式来表示。

【数学公式8】

数8

θ＝asin(δvδ/vγδ)...(8)

此时，δvδ与vγδ相比足够小，从而能够忽略修正量δvδ对vγδ的影响。如果由(8)式求出的θ足够小，则θ与δvδ/vγδ等效，所以从修正量δvδ到相位修正量δth12的转换式用(9)式来表示。

【数学公式9】

数9

athl2＝δvδ/vγδ...(9)

由于δvδ与相对于第1逆变器2的电压的第2逆变器3的电压修正量等效，因此相位修正量仅提供给第2逆变器3。

如图3所示，利用由电流均等控制器18得到的调制率修正量δmod12与相位修正量δth12，第1逆变器2的调制率指令值inv1*mod、第2逆变器3的调制率指令值inv2*mod、以及第1逆变器2的相位指令值inv1*th、第2逆变器3的相位指令值inv2*th通过(10)式来求出。

【数学公式10】

数10

利用以上说明的方法来生成两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3用的调制率指令值和相位指令值，并将调制率指令值输出到模式表14，相位指令值输出到栅极信号发生器15。

在本实施方式1中具备模式表14，从而即使是大容量逆变器那样的具有开关速度慢的元件的逆变器、由于某些原因无法增加载波而必须以较少的开关次数来进行高速运转的逆变器也能最大限度地有效利用较少的开关次数，能够输出减少了低次谐波的pwm。

该开关模式导出方法的详细情况将在下文予以说明。在具有开关速度慢的元件的实施例中，如果提高均等电流控制的频度或加快控制响应，则会由于频繁的调制率和相位的修正而使脉冲的变化时间变快，从而可能无法进行开关的追随。该问题在低次谐波消除pwm和一般的三角波比较pwm的情况下都可能会发生，如果是低次谐波消除pwm的情况，尤其是在由于电压波形的控制而导致变化过快时，则会出现下述情况，即：左右对称且正负对称的波形会被破坏，因而使控制变得不稳定，即电流变动变大。因此，在本实施方式1中，利用低次谐波消除pwm的脉冲数和调制率来改变上述控制的频度，这样能进行稳定且高精度的修正。

图5和图6表示了脉冲数pnum＝3时的脉冲模式与控制载波的关系。

当脉冲数pnum＝3时，开关桥臂7a、7b的开关次数为1周期12次。例如，如图5所示，将控制周期(载波)设为指令值频率的6倍，并根据3电平的开关次数，使指令值的0相位(0、π、2π)以及峰值相位(π/2与3/2π)出现载波的峰谷，从而以载波的峰值或谷值进行1周期12次的控制。如果考虑开关次数，则控制载波会变成上述那样，但如果变成高调制率则脉冲宽度会变宽，因此在调制率高(如果是v/f则等同于运行频率高)等情况下，如图6所示，将控制周期(载波)减少为指令值频率的5.5倍，从而以载波的峰谷(指令值1周期11次)定期地进行控制。以这样的方式，利用脉冲数pnum在脉冲波形被认为稳定的相位检测第1逆变器2、第2逆变器3的电流，并计算修正量以消除电流差，然后输出第1逆变器2、第2逆变器3的调制率指令值和相位指令值。因此，能够以较少的次数高精度地校准从两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3输出的pwm波形的振幅和相位，因而能防止由于电流差的增加而导致的控制不稳定化和损耗的增大。

在模式表14中，按脉冲数pnum、对每一个调制率m的大小存储能减少输出电压的低次谐波的开关模式，基于来自脉冲数决定部12的脉冲数pnum、来自调制率相位指令生成部13的第1逆变器2以及第2逆变器3的调制率指令值inv1*mod、inv2*mod来读出各逆变器用的开关模式。

接着，基于图7对第1逆变器2以及第2逆变器3的开关模式与输出电压进行说明。

图7示出了pnum＝3脉冲时5电平逆变器的对应于单相的输出电压与串联连接的两个开关桥臂7a、7b的输出电压之间的关系的一个例子。

第1逆变器2、第2逆变器3的各相的两个开关桥臂7a、7b基于各开关模式(th1a、th2a、th3a与th1b、th2b、th3b)在半个周期输出3脉冲的3电平电压，将其合成后成为第1逆变器2、第2逆变器3的5电平逆变器的对应于单相的输出电压。

在低次谐波消除pwm方式下，在脉冲数为3时，利用(11)式来求出a桥臂7a的开关模式th1a、th2a、th3a、b桥臂7b的开关模式th1b、th2b、th3b，以减少特定的低次谐波。另外，在(11)式中，减少5、7、11、13次的电压谐波而将基波相等地分摊于与2桥臂相对应的3电平逆变器。

【数学公式11】

数11

图8和图9示出表示由上述(11)式求出的开关模式的相位的波形图。图8是a桥臂7a的开关相位波形，图9是b桥臂7b的开关相位波形。

在3脉冲的情况下，两个开关桥臂的开关相位在1/4周期中分别为3个，共计6个，其成为用于求出低次谐波减少pwm的开关相位的方程式的自由度。在本实施方式1中，由于各开关桥臂7a、7b所输出的基波振幅的分配设为均等，因此能用于谐波的自由度为4，从而采用了消除5、7、11、13次的电压谐波的方法。然而，可以在消除其它次数或施加脉冲宽度限制的条件下求出相位，除此以外还能在基波振幅的分配不均等等条件下求出相位。

用于第1逆变器2的栅极信号发生器15-1以及用于第2逆变器3的栅极信号发生器15-2基于各自的第1逆变器2、第2逆变器3的调制率指令值inv1*mod、inv2*mod而从模式表中读出。然后，栅极信号发生器15根据各开关桥臂7a、7b用的开关模式与相位指令值inv1*th、inv2*th来产生对各开关元件进行栅极开/关的栅极信号并进行开关，然后向各相输出图7中说明的5电平的输出电压。

在实施方式1中，基于脉冲数来设置控制载波并在其峰谷进行使第1逆变器2、第2逆变器3的电流均等的控制，但只要在脉冲输出稳定的相位进行即可。具体而言，可不根据脉冲数而根据调制率、输出频率和脉冲模式来改变进行控制的相位，也可在不具有控制载波的情况下使用脉冲模式的脉冲相位。另外，因为输出频率是对频率指令值fc的单位进行了转换而得到的，且通过乘以常数而计算得到，所以也可使用频率指令值来代替输出频率。

此外，也可将用于计算调制率、相位修正量的响应设定得比输出频率低。这样，不容易因母线电压的变动(在本实施方式1中，各相的直流电压以2f振动。f为输出频率)、死区时间所导致的转矩脉动(以6f振动。f为输出频率)的变动的影响而发生误修正，从而可进行稳定的修正。

如上所述，在脉冲稳定的时点有效地进行生成调制率指令值和相位指令值的控制，直至在电压模式电平下第1逆变器2、第2逆变器3各自的输出电压(附加死区时间后)的基波一致的电平为止，以使两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的电流均等。这样，即使采用较少的控制次数(控制负荷)，以及即使采用较少的开关次数，也能减少谐波，且即使在第1逆变器2、第2逆变器3间产生电压差，也能防止电流差的产生(输出电压基波中的相位差未达到0.01deg，几乎不存在谐波电压差的影响)，从而能防止由于电流不平衡引起绕组间的磁耦合从而导致相互干扰而使电动机控制不稳定。

特别是在极数较少且绕组间的耦合较强(漏磁通较少)的电动机中，存在以下问题：即使是绕组间的微小的电压振幅差(额定的百分之几)或额定频率运转时的相当于死区时间的相位差，绕组间的电流差也会变大，从而容易发生电流变动。通过应用本实施方式1的发明，能将该电压振幅差抑制在1/10～1/100以下，对基波和谐波都能减少绕组间的电流差。

此外，这里未对直流电压变动进行说明，但如果是非同步pwm那样的指令值频率与载波之间不具有整数倍关系的三角波比较pwm，则在开关次数较少时，存在下述问题，即：由于这些频率的不匹配，在加速中直流电压也会以不固定的低频振动，因其影响而导致电流差容易变大。通过应用本实施方式1的发明，在低次谐波消除pwm的情况下，成为正负对象且与指令值的频率同步的波形，所以不会发生这种问题。

在使用低次谐波消除pwm时，根据事先准备好的减少谐波的基波的脉冲模式来输出pwm，因此如果对上述控制作出比以往的基波更早的响应、或提高控制的频度，则pwm的正负对称以及在1/4周期处左右对称的波形被破坏，从而使控制变得不稳定。然而，如本实施方式所述，通过按照根据脉冲数(不仅可根据脉冲数，也可根据调制率、输出频率、脉冲模式)来设定控制载波，并在其峰谷进行控制的方式，在脉冲稳定的相位进行控制，从而能减少用于消除多个绕组组的电流差的控制对pwm控制的影响，且能稳定且高精度地进行电动机驱动控制。

而且，即使是如v/f控制那样利用旋转数和电路常数等来唯一决定电动机施加电压的反馈控制也能够适用。因此，在控制上无需电压裕量，可最大限度地利用逆变器的输出电压范围，并减少由于高压电动机控制中的转矩变动和电压变动而导致的电流不均衡所引起的转矩脉动等，实现稳定控制。

如上所述，实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置中，控制部具备：输出电压决定部；输出电压相位计算部；调制率相位指令生成部，其根据逆变器的电流来计算用于使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等的调制率和相位修正量，并据此生成用于控制逆变器的调制率指令及相位指令；调制率运算部；脉冲数决定部，其根据频率指令来决定pwm控制中的每半个周期的脉冲数；模式表，其存储减少了输出电压的低次谐波的开关模式；以及栅极信号发生器，其根据调制率、脉冲数、输出电压相位，使用来自模式表的开关模式来生成驱动开关元件的栅极信号，并且，调制率相位指令生成部进行使功率转换器的电流均等的控制，该控制的相位和频率会根据脉冲数进行变更。因此，即使是具有开关速度慢的开关元件的逆变器，也能最大限度地利用较少的开关次数，通过减少了谐波的pwm来进行控制，从而能高精度地进行多台逆变器的电压相位、振幅不平衡的修正。

此外，关于实施方式1的多绕组电动机驱动控制装置，即使是具有开关速度慢的开关元件的逆变器，也能最大限度地利用较少的开关次数，通过减少了谐波的pwm来进行控制，因此能实现控制装置的小型化和长寿命化。

实施方式2.

实施方式2的多绕组电动机驱动控制装置设定电流基准值，以使各逆变器的电流与该电流基准值一致的方式进行控制，由此使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等。

以下基于作为调制率相位指令生成部的构成图的图10以及作为电流均等控制器的构成图的图11，以其与实施方式1之间的差异为中心来说明实施方式2的多绕组电动机驱动控制装置的构成及动作。在图10和图11中，与图3和图4相同或相当的部分标以相同的符号。

另外，在实施方式2的说明中将适当参考实施方式1中所说明的图。

实施方式2中的多绕组电动机驱动控制装置的构成基本上与实施方式1的图1和图2相同，在调制率相位指令生成部内的构成上有所不同。

在实施方式2的说明中，为了与实施方式1相区别，设为多绕组电动机驱动控制装置201、调制率相位指令生成部213以及电流均等控制器218。

图10示出了本实施方式2中的调制率相位指令生成部213的构成。在图10中，与实施方式1的图3的构成的不同之处为在调制率相位指令部213的输入，且作为向电流均等控制器218的输入，增加了电流基准值id*ref与iq*ref。

取代实施方式1中以使两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的电流差在控制轴(γ-δ轴)上成为0的方式进行的控制，在实施方式2中，通过使γ-δ轴上各逆变器的γ轴电流和δ轴电流分别成为相同的电流基准值id*ref和iq*ref，从而能够使两者的电流均等。

图11是表示调制率相位指令生成部213内的电流均等控制器218的构成的图。在图11中，除了以下说明的构成以外，其它与实施方式1相同。

电流均等控制器218具备：c1d控制器24a，其输入第1逆变器2的γ电流iγ1与电流基准值id*ref之差并计算第1逆变器2的γ轴电压修正量δvγ1；以及c1q控制器24b，其输入δ电流iδ1与电流基准值iq*ref之差并求出第1逆变器2的δ轴电压修正量δvδ1。同样，电流均等控制器218具备c2d控制器25a与c2q控制器25b，分别求出第2逆变器3的γ轴电压修正量δvγ2与δ轴电压修正量δvδ2。还具备修正量/调制率转换器28，其根据c1d控制器24a、c1q控制器24b所算出的γ轴电压修正量δvγ1、δvγ2以及平均直流电压vdc，计算调制率修正量δmod1以及δmod2。还具备修正量/相位转换器29，其根据δ轴电压修正量δvδ1、δvδ2，以与实施方式1相同的方法计算相位修正量δth1、δth2。

电流基准值id*ref、iq*ref可设为通过使两个逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的各逆变器电流加减该两个逆变器的电流值的差的1/2而获得的当前各γ轴电流、δ轴电流的平均。此外，例如在第1逆变器2、第2逆变器3中，也可以将d轴电流基准值id*ref设定为用于功率因数控制的指令值，将q轴电流基准值iq*ref设为根据转矩指令等算出的指令值。

假如若将id*ref和iq*ref设为两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的γ轴δ轴各自的电流平均，则电压修正量δvγ1、δvγ2、δvδ1、δvδ2可用(12)式来表示，且可由(13)式算出。

【数学公式12】

数12

【数学公式13】

数13

与实施方式1同样，在(13)式中仅将1次延迟(rl电路部分)作为控制对象，通过第1逆变器2的γδ轴电流iγ1、iδ1和指令值id*ref、iq*ref的pi控制(c1d控制器24a、c1q控制器24b)，能够以所期望的控制响应ωc来算出第1逆变器2的电压修正量δvγ1与δvδ1。此外，通过第2逆变器3的γδ轴电流iγ2、iδ2和指令值id*ref、iq*ref的pi控制(c2d控制器25a、c2q控制器25b)，能够以所期望的控制响应ωc来获得第2逆变器3的电压修正量δvγ2与δvδ2，基于此能够算出调制率修正量δmod1、δmod2以及相位修正量δth1、δth2。

在上述情况下，pi控制器(c1d控制器24a、c1q控制器24b、c2d控制器25a以及c2q控制器25b)的传递函数用(14)式和(15)式来表示。

【数学公式14】

数14

在这里，p增益kp＝ωc×ld，i增益ki＝ωc×ra

【数学公式15】

数15

在这里，p增益kp＝ωc×lq，i增益ki＝ωc×ra

如上所述，也可像矢量控制那样，将d轴电流基准值id*ref、q轴电流基准值iq*ref设为所期望的值，求出来自v/f模式电压的修正量。

然而，当与各基准值之间的偏差较大时，与求出各电压修正量以成为两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的平均值相比，有时稳定性会变差。在这种情况下，将各d轴电流基准值id*ref和q轴电流基准值iq*ref在控制开始时设为两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的γ电流、δ电流的平均。然后，以1次延迟或2次延迟使各基准值变化到所期望的指令值，这样能够减小两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的差电流，并且能够控制两台逆变器的电压以使其变成所期望的指令值。特别是在这种情况下，优选为使基准值变化到所期望的值的响应比控制器c1d控制器24a、c1q控制器24b、c2d控制器25a以及c2q控制器25b的响应慢。

如图10所示，根据从调制率运算部11输入的调制率指令值mod*ref、来自输出电压相位计算部9的相位指令值th*ref、以及以上述方式求出的调制率修正量δmod1,δmod2、相位修正量δth1、δth2，通过(16)式求出两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的调制率指令值inv1*mod、inv2*mod以及相位指令值inv1*th、inv2*th。

【数学公式16】

数16

如上所述，在脉冲稳定的时点有效地进行生成调制率指令值和相位指令值的控制，以使在电压模式电平下第1逆变器2、第2逆变器3各自的输出电压(附加死区时间后)的基波的振幅与相位一致，从而使两台逆变器即第1逆变器2、第2逆变器3的电流均等。这样，无论是较少的控制次数(控制负荷)还是较少的开关次数都能减少谐波。且即使在逆变器间产生电压差也能够防止电流差的产生，从而能防止由于电流不平衡引起绕组间的磁耦合从而导致相互干扰而使电动机控制不稳定。

特别是，即使是极数较少且绕组间的耦合较强的电动机，对基本波、谐波也都能抑制由于电流不平衡所导致的损耗。此外，能够将各绕组组的电流和频率保持在最适合驱动的控制值来进行控制。

此外，这里未对直流电压变动进行说明，但如果是非同步pwm那样的指令值频率与载波之间不具有整数倍关系的三角波比较pwm，则在开关次数较少时，存在下述问题，即：由于这些频率的不匹配，在加速中直流电压也会以不固定的低频振动，由于该影响而导致电流差容易变大。通过应用本实施方式2的发明，在低次谐波消除pwm的情况下，成为正负对象且与指令值的频率同步的波形，所以不会发生这种问题。

如上所述，实施方式2的多绕组电动机驱动控制装置设定电流基准值，并且进行控制以使各逆变器的电流与该电流基准值一致，从而使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等。因此，即使是具有开关速度慢的开关元件的逆变器，也能最大限度地利用较少的开关次数，能够通过减少了谐波的pwm进行控制，从而能高精度地进行多台逆变器的电压相位、振幅不平衡的修正。

实施方式3.

实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置将1台逆变器作为基准功率转换器，并进行控制，以使其它的逆变器的电流与该基准功率转换器的电流一致，由此使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等。

以下基于作为多绕组电动机驱动控制装置的整体构成图的图12和图13、作为调制率相位指令生成部的构成图的图14和图17、以及作为电流均等控制器的构成图的图15、图16及图18，以其与实施方式1、2之间的差异为中心，来说明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置的构成以及动作。在图12至图18中，与实施方式1、2的各图相同或相当的部分标以相同的符号。

图12和图13示出了包含本发明实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置301的系统整体的构成。

在图12和图13中，包含多绕组电动机驱动控制装置301的整体系统300由多绕组电动机驱动控制装置301、外部交流电源40、电抗器41以及电动机305构成。

多绕组电动机驱动控制装置301经由电抗器41接受来自外部交流电源40的交流电源并在内部转换成直流，且使用该直流电源来控制电动机305。设想电动机305为具有3个三相绕组组的励磁绕组式突极型同步电动机。

实施方式3中的多绕组电动机驱动控制装置的构成中，基本构成与实施方式1的图1和图2相同，但电动机305具有3个三相绕组组，与此相关联的控制部308的构成有一部分不同。

在实施方式3的说明中，为了与实施方式1、2区别，设为多绕组电动机驱动控制装置301、控制部308、调制率相位指令生成部313、模式表314以及电流均等控制器318。

下面说明实施方式3中的多绕组电动机驱动控制装置301的构成与实施方式1中的多绕组电动机驱动控制装置1之间的具体差异。

在图12和图13中，对逆变器部304增加了第3台(第3组)逆变器20。第3组逆变器20适当地记载为第3逆变器20。

另外，本发明的功率转换器为第1组逆变器2、第2组逆变器3以及第3组逆变器20。

在表示实施方式1、2的构成的图1、2中，调制率运算部311输入了两台逆变器的三相的直流电压(vdc1a～vdc1c、vdc2a～vdc2c)，与此相对，这里新增了第3逆变器20的三相的直流电压(vdc3a～vdc3c)。

在用于检测流过第3逆变器20与电动机305的第3个绕组组的三相电流的电流传感器16-3以及调制率相位指令生成部313中，在输入中新增了第3逆变器20的三相电流iuvw3，在输出中新增了用于第3逆变器20的调制率指令值inv3*mod与相位指令值inv3*th。因此，调制率相位指令生成部313内的电流均等控制器318内的控制构成也与实施方式1、2不同，对此将在下文进行说明。

模式表314也与调制率相位指令生成部313一样，在输入中增加了用于第3逆变器20的调制率指令值inv3*mod，基于此提取用于第3逆变器20的脉冲模式(inv3*th1a、inv3*th2a···inv3*thnb)，并输出到用于第3逆变器20的栅极信号发生器15-3。

用于第3逆变器20的栅极信号发生器15-3根据来自模式表314的开关模式与逆变器相位指令值inv3*th来生成用于控制第3逆变器20的开关元件的栅极信号(gs3)。

此外，还增加了：电流传感器31，其用于检测流动于励磁绕组的电流；功率因数控制部32，其按组将3台逆变器的三相电流iuvw1、iuvw2及iuvw3转换为控制坐标(γ－δ轴)并输出励磁电流指令值以使各绕组组的γ轴电流合计值成为实现所期望的功率因数的γ轴电流指令值；以及励磁电流控制部33，其控制励磁绕组施加电压以使电流传感器31所检测出的励磁电流成为来自功率因数控制部32的励磁电流指令值。

另外，将该功率因数控制中的三相电流转换成控制坐标轴(γ―δ轴)的3相/2相转换器与电流均等控制器318内的3相/2相转换器相同。

图14是本实施方式3中的调制率相位指令生成部313的构成图。在该调制率相位指令生成部313中，不同于之前的实施方式1、2，会生成用于各逆变器的调制率指令值(inv1*mod、inv2*mod、inv3*mod)与相位指令值(inv1*th、inv2*th、inv3*th)以消除3组逆变器电流iuvw1、iuvw2、iuvw3的电流差。

因此，在电流均等控制器318内，在之前的输入的基础上，增加了第3逆变器20的相电流iuvw3。

图15是该调制率相位指令生成部313内的电流均等控制器318a的构成图。在该电流均等控制器318a中，将第1逆变器2设为基准功率转换器，通过控制器输出针对调制率指令值(mod*ref)与相位指令值(th*ref)的修正量(第1组用：δmod1，第2组用：δmod2与δth2，第3组用：δmod3与δth3)，以使该基准功率转换器的电流与除此以外的功率转换器(第2逆变器3、第3逆变器20)的电流之间的差变为0。

另外，为了区分实施方式3中的电流均等控制器，将图15的电流均等控制器设为电流均等控制器318a，图16的电流均等控制器设为电流均等控制器318b，图18的电流均等控制器设为电流均等控制器318c。

首先，通过3相/2相转换器21a～21c将各逆变器的三相电流转换成控制轴(γ－δ轴)上的电流。将坐标转换后的第1组、第2组及第3组的γ电流分别设为iγ1、iγ2、iγ3，同样地将第1组～第3组的δ电流设为iδ1、iδ2、iδ3。首先，在第1组与第2组的差中，将利用γ轴电流差(iγ1－iγ2)求出第1组、第2组的γ轴电压修正量(vγ1－vγ2)的控制器设为c12d控制器22a，将利用δ轴电流差(iδ1－iδ2)求出第1组、第2组的δ轴电压修正量(vδ1－vδ2)的控制器设为c12q控制器22b。同样，将利用第1组与第3组的γ轴电流差(iγ1－iγ3)求出γ轴电压修正量(vγ1－vγ3)的控制器设为c13d控制器23a，将利用δ轴电流差(iδ1－iδ3)求出δ轴电压修正量(vδ1－vδ3)的控制器设为c13q控制器23b。

在实施方式1中，c12d控制器22a及c12q控制器22b采用pi控制，其使用了2组电压差与电流差的(5)式中的一次延迟(d轴为(ld－md)与ra的项，q轴为(lq－mq)与ra的项)，其中，该2组电压差与电流差基于(4)式获得。本实施方式3中的电动机305为励磁绕组式突极型同步电动机，但在电压方程式中，由于阻尼绕组、励磁绕组的项在各绕组组中相同，因此各组的电压差与电流差的关系式依据(5)式。在本实施方式3中，电动机305的绕组组的数目为3。其中，例如第1组与第2组的电压差与电流差的关系式与实施方式1中具有两个绕组组的ipm(interiorpermanentmagnetsynchronousmotor：内置式永磁同步电动机)的各个组彼此的电压差与电流差的关系式即(5)式相同。因此，c12d控制器22a、c12q控制器22b与实施方式1相同，c13d控制器23a、c13q控制器23b由于仅将输入和输出改变为第1组与第3组的电流差与电压差(电压修正量)，从而也为相同的控制。

如上所述，根据作为基准功率转换器的第1逆变器2与第2逆变器3的电流差(iγ1－iγ2与iδ1－iδ2)，通过c12d控制器22a和c12q控制器22b来求出γ轴和δ轴的电压修正量(vγ1－vγ2与vδ1―vδ2)。使用第1逆变器与第2逆变器的电流差(iγ1－iγ3与iδ1－iδ3)，通过c13d控制器23a和c13q控制器23b来求出γ轴和δ轴上的电压修正量(vγ1－vγ3与vδ1―vδ3)。

通过将γ轴电压修正量转换成调制率修正量的修正量/调制率转换器28与将δ轴电压修正量转换成相位修正量的修正量/相位转换器29，获得第1组、第2组及第3组各自的调制率修正量δmod1、δmod2、δmod3与相位修正量δth2、δth3。

在本实施方式3中，不仅对上述c12d控制器22a、c12q控制器22b、c13d控制器23a以及c13q控制器23b进行的pi控制的构成进行说明，还基于图16对另外使用d12d控制器25a、d12q控制器26b、d13d控制器27a、d13q控制器27b的情况进行说明。

另外，在对c12d控制器与c12q控制器进行统称时记载为c12控制器。c13控制器、d12控制器以及d13控制器也一样。

相对于图15的电流均等控制器318a，图16的电流均等控制器318b中，将c12d控制器22a、c12q控制器22b、c13d控制器23a、c13q控制器23b变更为以下说明的d12d控制器25a、d12q控制器26b、d13d控制器27a、d13q控制器27b。而且为了将频率指令值fc转换成电角度频率ωr，增加了用于将频率指令值fc乘以2π的乘法器51。

在c12控制器和c13控制器中，使用(5)式的电阻ra与漏电感l的一次延迟的项，在反馈控制中根据组间电流差获得电压修正量。然而，例如在需要快速响应等情况下，存在有使用(5)式本身，根据电流差(ids1－ids2、iqs1－iqs2)来获得电压修正量(vds1－vds2以及vqs1－vqs2)的方法。然而，在这种情况下难以获得稳定的修正量。

因此，向(5)式的速度电动势的项施加权重kd和kq，并通过反馈使kd和kq变化以使电流差(ids1－ids2)变为0，由此生成(17)式，用于求出电流差为0的电压修正量(vds1－vds2、vqs1－vqs2)。

【数学公式17】

数17

其中，如果将微分项设为0，则d12d控制器25a、d12q控制器26b中的电压差(电压修正量)可通过(18)式来求出。在(18)式中，kp为pi控制中的p增益，ki为i增益，s为微分算子。

【数学公式18】

数18

在上述(17)式和(18)式中，ωr为电动机转子的电角度频率，但本实施方式3的构成不具备电动机的磁极位置传感器，从而无法获得准确的电动机机械频率。使用逆变器的频率作为电动机的电角度频率ωr(rad/s)。因此，如图16所示，将频率指令值fc(单位：hz)转换成ωr(单位：rad/s)后得到的值被输入至d12d控制器25a、d12q控制器26b、d13d控制器27a以及d13q控制器27b。

同样，利用d13d控制器27a和d13q控制器27b也能够获得电压修正量vγ1－vγ3以及vδ1－vδ3。

如上所述，通过c12控制器、c13控制器或d12控制器、d13控制器获得电压修正量，通过修正量/调制率转换器28来获得第1～第3逆变器各自的调制率修正量δmod1、δmod2及δmod3，并通过修正量/相位转换器29来获得相位修正量δth2、δth3。然后，如图14所示，根据各修正量来生成各逆变器的调制率指令值和相位指令值。

本实施方式3的电流均等控制器318a和318b构成为：设定1台基准功率转换器，使用与其它逆变器之间的电流差，利用c12控制器、c13控制器或d12控制器、d13控制器来生成用于消除电流差的调制率修正量和相位修正量以供各逆变器使用。

然而，如图18所示，与实施方式2同样地设定电流基准值，并使用c1d控制器24a和c1q控制器24b来进行基准功率转换器的均等电流控制，以成为该电流基准值。关于除此以外的逆变器，可利用与本实施方式3同样的方法，使用与基准功率转换器之间的电流差来生成调制率修正量和相位修正量以供各逆变器使用。

在这种情况下，相对于图14和图15的电流均等控制器的输出，电流均等控制器318c的输出中增加了用于第1逆变器的相位修正量δth1，调制率相位指令生成部313c的构成如图17所示，除了图14中的输入以外，还增加了电流基准值id*ref、iq*ref。

通过采用上述方法，即使在电流基准值与各逆变器的电流值的差较大的情况下，也可稳定地进行使各逆变器的电流均等且该电流成为所期望的值的控制。

另外，为了区分实施方式3中的调制率相位指令生成部，相对于图14的调制率相位指令生成部313，将图17的调制率相位指令生成部设为调制率相位指令生成部313c。

此外，在本实施方式3中未对直流电压变动进行说明，但在非同步pwm那样的指令值频率与载波之间不具有整数倍关系的三角波比较pwm的情况下，在开关次数较少时，存在下述问题，即：由于这些频率的不匹配，在加速中直流电压也会以不固定的低频振动，由于该影响而导致电流差容易变大。通过应用本实施方式3的发明，在低次谐波消除pwm的情况下，会成为正负对象且与指令值的频率同步的波形，所以不会发生这种问题。

此外，本实施方式3中的电动机并不限于励磁绕组式突极型同步电动机，即使是永磁体式电动机、感应电动机也能起到同样的效果。

如上所述，实施方式3的多绕组电动机驱动控制装置将1台逆变器设为基准功率转换器，并进行控制以使其它的逆变器的电流与该基准功率转换器的电流一致，由此使流过多绕组交流电动机的各绕组的电流均等。因此，即使是具有开关速度慢的开关元件的逆变器，也能最大限度地利用较少的开关次数，通过减少了谐波的pwm进行控制，从而能高精度地进行多台逆变器的电压相位、振幅不平衡的修正。

此外，虽然在本实施方式1～3中未予以说明，但在运行频率范围广的逆变器中，通过电流均等控制器来获得相位修正量时，必须针对pi控制器(c12q控制器、c13q控制器、c1q控制器以及c2q控制器)的输出值，根据速度来改变极限值。

例如，如实施方式1所述，若根据脉冲数来设置控制载波并设定控制频度，则如果是低速度的情况那么脉冲数较多，因此将以更大的频度进行控制。此外，每单位时间的相位变动量较小。因此可能会由于干扰而过度修正，从而使控制变得不稳定。因此，在这种情况下，通过降低极限值并在高速运行时予以提高，从而能避免上述那样的过度修正，无论速度(即输出频率或频率指令值)、脉冲数多少，都能实现准确的指令修正。

而且，关于相位指令值，单位时间的相位变化量会因速度的大小的不同而不同，因此为了实现更细致的修正，利用速度、脉冲数及调制率来改变相位修正量的有效位长的方法具有良好的效果。例如，若在低速时缩短积分处理的有效位长，在高速时进行延长，且根据速度改变小数点位置，则即使是更高速度也能实现高精度的相位修正。

如上所述，在脉冲稳定的时点有效地进行生成调制率指令值和相位指令值的控制，以使得在电压模式电平下各逆变器的输出电压(附加死区时间后)的基波的振幅与相位一致，从而使两台以上逆变器的电流均等。这样，即使采用较少的控制次数(控制负荷)、以及即使采用较少的开关次数也能减少谐波，且即使在逆变器间产生电压差，也能防止电流差的产生。进而，能防止由于电流不平衡引起绕组间的磁耦合从而导致相互干扰而使电动机控制不稳定。特别是，即使是极数较少且绕组间的耦合较强的电动机，对基本波、谐波也都能抑制由于电流不平衡所导致的损耗。

此外，在电流均等控制器中，在采用设定基准功率转换器并根据与除此以外的功率转换器之间的电流差来获得各逆变器的调制率指令值、相位指令值的修正量这样的控制构成的情况下，能够使控制器数目相较于逆变器台数减少一个，因此能降低处理负荷。

同样，能够采用以下的控制构成，即：设定基准功率转换器，只有基准功率转换器像实施方式2的第1逆变器那样设定电流基准值，根据与基准值之间的电流差，利用pi控制获得电压修正量及调制率修正量、相位修正量，关于其它逆变器，则根据与基准功率转换器之间的差，使用实施方式3中说明的两种控制方法来获得调制率修正量和相位修正量。在这种情况下，需要根据逆变器的台数准备相应数量的控制器，但这样能进行高精度且稳定的控制，可根据控制响应要求和负荷来选择控制方法的最合适的组合。

另外，本发明在其发明的范围内可自由地组合各实施方式或适当地对实施方式进行变形、省略。

产业上的可利用性

本发明涉及一种利用多台逆变器来驱动具有多个绕组的多绕组电动机的控制装置，由于能减少谐波并以高精度进行各逆变器的不平衡的修正，因此尤其能够广泛地应用于大容量的多绕组电动机驱动控制装置。